JPH09219976A - 電力変換装置の駆動方法 - Google Patents
電力変換装置の駆動方法Info
- Publication number
- JPH09219976A JPH09219976A JP8027613A JP2761396A JPH09219976A JP H09219976 A JPH09219976 A JP H09219976A JP 8027613 A JP8027613 A JP 8027613A JP 2761396 A JP2761396 A JP 2761396A JP H09219976 A JPH09219976 A JP H09219976A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power
- power supply
- capacitor
- circuit
- driving
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
- H03K17/0828—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in composite switches
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 電圧保護回路を必要とせず、かつ、チャージ
ポンプコンデンサの容量決定に要する最適設計を省略し
て、装置設計に費やす時間を削減できるように、チャー
ジポンプコンデンサの充電シーケンスを簡単化した電力
変換装置の駆動方法を提供する。 【解決手段】 制御電源ＰＳが投入され所定の制御電源
電圧ＶPSが与えれるのとほぼ同時に、外部制御装置ＥＣ
からは入力信号としてコンデンサＣＰの充電パルスが与
えられ、ドライバ回路ＤＲ２０から制御信号ＶDが出力
され、トランジスタＱ２がパルス的にオン状態となって
コンデンサＣＰが充電され始める。充電パルスは、コン
デンサＣＰの充電完了後も与えられ、ＰＷＭ信号が与え
られる直前に停止する。
ポンプコンデンサの容量決定に要する最適設計を省略し
て、装置設計に費やす時間を削減できるように、チャー
ジポンプコンデンサの充電シーケンスを簡単化した電力
変換装置の駆動方法を提供する。 【解決手段】 制御電源ＰＳが投入され所定の制御電源
電圧ＶPSが与えれるのとほぼ同時に、外部制御装置ＥＣ
からは入力信号としてコンデンサＣＰの充電パルスが与
えられ、ドライバ回路ＤＲ２０から制御信号ＶDが出力
され、トランジスタＱ２がパルス的にオン状態となって
コンデンサＣＰが充電され始める。充電パルスは、コン
デンサＣＰの充電完了後も与えられ、ＰＷＭ信号が与え
られる直前に停止する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電力変換装置の駆動
方法に関し、特に、スイッチング素子の不安定動作領域
の発生を低減した電力変換装置の駆動方法に関する。
方法に関し、特に、スイッチング素子の不安定動作領域
の発生を低減した電力変換装置の駆動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６にＡＣ入力３相モーターの駆動回路
の構成を示す。図６に示すように、ＡＣ入力３相モータ
ーＭの電源となるＡＣ３相電源ＡＰＷが、Ｐ−Ｎ線間に
設けられたコンバータ回路ＣＣに接続され、ＡＣ入力３
相モーターＭの各々の相には、各々、電力変換装置とし
て、インバータ回路Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３が接続されてい
る。
の構成を示す。図６に示すように、ＡＣ入力３相モータ
ーＭの電源となるＡＣ３相電源ＡＰＷが、Ｐ−Ｎ線間に
設けられたコンバータ回路ＣＣに接続され、ＡＣ入力３
相モーターＭの各々の相には、各々、電力変換装置とし
て、インバータ回路Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３が接続されてい
る。
【０００３】インバータ回路Ｉ１（Ｉ２、Ｉ３）は、Ｐ
−Ｎ線間にトーテムポール接続されたＩＧＢＴ（絶縁ゲ
ート型バイポーラトランジスタ）などのパワーデバイス
であるトランジスタＱ１およびＱ２（Ｑ３およびＱ４、
Ｑ５およびＱ６）の組と、制御回路ＳＣ１（ＳＣ２、Ｓ
Ｃ３）を有して構成されている。各々のトーテムポール
接続されたトランジスタの接続点Ｕ、Ｖ、Ｗの各々には
モーターＭの各相の入力端が接続されている。また、ト
ランジスタＱ１〜Ｑ６には、各々フリーホイールダイオ
ードＤ１〜Ｄ６が逆並列接続されている。また、Ｐ−Ｎ
線間には、平滑キャパシタＣＰが接続されている。な
お、ＡＣ３相電源ＡＰＷから与えられる交流電流をコン
バータ回路ＣＣによって整流して得られる電圧を主電源
電圧と呼称する。
−Ｎ線間にトーテムポール接続されたＩＧＢＴ（絶縁ゲ
ート型バイポーラトランジスタ）などのパワーデバイス
であるトランジスタＱ１およびＱ２（Ｑ３およびＱ４、
Ｑ５およびＱ６）の組と、制御回路ＳＣ１（ＳＣ２、Ｓ
Ｃ３）を有して構成されている。各々のトーテムポール
接続されたトランジスタの接続点Ｕ、Ｖ、Ｗの各々には
モーターＭの各相の入力端が接続されている。また、ト
ランジスタＱ１〜Ｑ６には、各々フリーホイールダイオ
ードＤ１〜Ｄ６が逆並列接続されている。また、Ｐ−Ｎ
線間には、平滑キャパシタＣＰが接続されている。な
お、ＡＣ３相電源ＡＰＷから与えられる交流電流をコン
バータ回路ＣＣによって整流して得られる電圧を主電源
電圧と呼称する。
【０００４】ここで、インバータ回路Ｉ１の構成につい
て説明する。図６において、トーテムポール接続された
トランジスタＱ１およびＱ２の間にインバータ回路Ｉ１
の出力端である接続点Ｕが設けられている。制御回路Ｓ
Ｃ１は、この接続点Ｕを境にして、高電位側回路と低電
位側回路とに分けられる。
て説明する。図６において、トーテムポール接続された
トランジスタＱ１およびＱ２の間にインバータ回路Ｉ１
の出力端である接続点Ｕが設けられている。制御回路Ｓ
Ｃ１は、この接続点Ｕを境にして、高電位側回路と低電
位側回路とに分けられる。
【０００５】すなわち、高電位側回路はトランジスタＱ
１を制御するためのドライバ回路Ｄ１および、トランジ
スタＱ１に過電流が流れたことを検出し、その情報をド
ライバ回路Ｄ１にフィードバックする過電流検出回路Ｏ
Ｃ１を含んでいる。これらは、接続点Ｕの電位を基準と
する回路であり、その値はトランジスタＱ１がオン状態
にあるときはほぼ主電源電位ＶCC（例えば６００Ｖ）に
近い値となる。通常、制御回路を構成するＬＶＩＣ（低
電圧ＩＣ）の動作電圧は３０Ｖ以下であり、６００Ｖの
高電圧に耐えられる構造ではない。そこで、制御回路Ｓ
Ｃ１の基準電位を接地電位からフローティングした状態
に保ち、トランジスタＱ１がＯＮ状態になった場合に
は、主電源電位の６００Ｖが基準電位となるように構成
されている。
１を制御するためのドライバ回路Ｄ１および、トランジ
スタＱ１に過電流が流れたことを検出し、その情報をド
ライバ回路Ｄ１にフィードバックする過電流検出回路Ｏ
Ｃ１を含んでいる。これらは、接続点Ｕの電位を基準と
する回路であり、その値はトランジスタＱ１がオン状態
にあるときはほぼ主電源電位ＶCC（例えば６００Ｖ）に
近い値となる。通常、制御回路を構成するＬＶＩＣ（低
電圧ＩＣ）の動作電圧は３０Ｖ以下であり、６００Ｖの
高電圧に耐えられる構造ではない。そこで、制御回路Ｓ
Ｃ１の基準電位を接地電位からフローティングした状態
に保ち、トランジスタＱ１がＯＮ状態になった場合に
は、主電源電位の６００Ｖが基準電位となるように構成
されている。
【０００６】一方、低電位側回路にはトランジスタＱ２
を制御するためのドライバ回路Ｄ２および、トランジス
タＱ２に過電流が流れたことを検出し、その情報をドラ
イバ回路Ｄ２にフィードバックする過電流検出回路ＯＣ
２、マイクロコンピュータなどの外部制御装置ＥＣから
与えられる入力信号（トランジスタＱ１、Ｑ２の駆動信
号）を受け、適宜、信号処理を行ってドライバ回路Ｄ１
およびＤ２に与える入力処理回路ＩＳが含まれる。これ
らは、接地電位を基準とする回路である。このような構
成は制御回路ＳＣ２、ＳＣ３においても同様であり、各
構成の参照符号が変わるだけで機能は同じであるので説
明は省略する。
を制御するためのドライバ回路Ｄ２および、トランジス
タＱ２に過電流が流れたことを検出し、その情報をドラ
イバ回路Ｄ２にフィードバックする過電流検出回路ＯＣ
２、マイクロコンピュータなどの外部制御装置ＥＣから
与えられる入力信号（トランジスタＱ１、Ｑ２の駆動信
号）を受け、適宜、信号処理を行ってドライバ回路Ｄ１
およびＤ２に与える入力処理回路ＩＳが含まれる。これ
らは、接地電位を基準とする回路である。このような構
成は制御回路ＳＣ２、ＳＣ３においても同様であり、各
構成の参照符号が変わるだけで機能は同じであるので説
明は省略する。
【０００７】以上説明したように、制御回路ＳＣ１〜Ｓ
Ｃ３の高電位側回路は、接地電位からフローティングし
た状態に保たれ、その基準電位はほぼ主電源電位と同等
になる。このような高電位側回路の駆動のための電力を
供給するには、チャージポンプ回路の一形態であるブー
トストラップ回路が適している。
Ｃ３の高電位側回路は、接地電位からフローティングし
た状態に保たれ、その基準電位はほぼ主電源電位と同等
になる。このような高電位側回路の駆動のための電力を
供給するには、チャージポンプ回路の一形態であるブー
トストラップ回路が適している。
【０００８】ブートストラップ回路の構成は、高耐電圧
特性（例えば耐電圧が８００Ｖ以上）を有するチャージ
ポンプ用のダイオードＤＰとキャパシタ（コンデンサ）
ＣＰを有し、ダイオードＤＰのアノードは接地電位を基
準とする制御電源ＰＳの正電極に接続され、カソードは
ドライバ回路ＤＲ１に接続されている。キャパシタＣＰ
はダイオードＤＰのカソードと接続点Ｕとの間に接続さ
れている。
特性（例えば耐電圧が８００Ｖ以上）を有するチャージ
ポンプ用のダイオードＤＰとキャパシタ（コンデンサ）
ＣＰを有し、ダイオードＤＰのアノードは接地電位を基
準とする制御電源ＰＳの正電極に接続され、カソードは
ドライバ回路ＤＲ１に接続されている。キャパシタＣＰ
はダイオードＤＰのカソードと接続点Ｕとの間に接続さ
れている。
【０００９】ブートストラップ回路の動作は次の通りで
ある。すなわち、トランジスタＱ１がＯＦＦ状態、トラ
ンジスタＱ２がＯＮ状態になっているとき、接続点Ｕの
電位は接地電位ＧＮＤに近い電位となる。このため、制
御電源ＰＳからダイオードＤＰ、キャパシタＣＰ、トラ
ンジスタＱ２を介して接地電位ＧＮＤに電流が流れる。
この電流の一部はキャパシタＣＰの充電電流となり、キ
ャパシタＣＰの両端には充電された電荷に応じた電圧が
発生する。ここにおいて、ダイオードＤＰにおける順方
向電圧降下は小さいため、キャパシタＣＰの両端電圧は
ほぼ制御電源ＰＳの発生電圧となる。従って、ドライバ
回路ＤＲ１には制御電源ＰＳの発生電圧に相当する電圧
が印加されることになる。
ある。すなわち、トランジスタＱ１がＯＦＦ状態、トラ
ンジスタＱ２がＯＮ状態になっているとき、接続点Ｕの
電位は接地電位ＧＮＤに近い電位となる。このため、制
御電源ＰＳからダイオードＤＰ、キャパシタＣＰ、トラ
ンジスタＱ２を介して接地電位ＧＮＤに電流が流れる。
この電流の一部はキャパシタＣＰの充電電流となり、キ
ャパシタＣＰの両端には充電された電荷に応じた電圧が
発生する。ここにおいて、ダイオードＤＰにおける順方
向電圧降下は小さいため、キャパシタＣＰの両端電圧は
ほぼ制御電源ＰＳの発生電圧となる。従って、ドライバ
回路ＤＲ１には制御電源ＰＳの発生電圧に相当する電圧
が印加されることになる。
【００１０】次にトランジスタＱ１がＯＮ状態、トラン
ジスタＱ２がＯＦＦ状態になると、接続点Ｕの電位は、
ほぼ主電源電位ＶCCに等しい電位となる。また、ダイオ
ードＤＰとキャパシタＣＰとの接続点の電位は、キャパ
シタＣＰの両端電圧分だけ、接続点Ｕの電位よりも高い
電位となる。既述したようにキャパシタＣＰの両端電圧
はほぼ制御電源ＰＳの発生電圧に等しくなっている。こ
のため、ドライバ回路ＤＲ１には制御制御電源ＰＳの発
生電圧に相当する電圧が印加されることになる。なお、
ドライバ回路ＤＲ１に電源電力を供給することによって
キャパシタＣＰはある程度放電するが、再びトランジス
タＱ１がＯＦＦ状態、トランジスタＱ２がＯＮ状態にな
ることによってその放電電荷を補償する充電が制御電源
ＰＳによってなされる。
ジスタＱ２がＯＦＦ状態になると、接続点Ｕの電位は、
ほぼ主電源電位ＶCCに等しい電位となる。また、ダイオ
ードＤＰとキャパシタＣＰとの接続点の電位は、キャパ
シタＣＰの両端電圧分だけ、接続点Ｕの電位よりも高い
電位となる。既述したようにキャパシタＣＰの両端電圧
はほぼ制御電源ＰＳの発生電圧に等しくなっている。こ
のため、ドライバ回路ＤＲ１には制御制御電源ＰＳの発
生電圧に相当する電圧が印加されることになる。なお、
ドライバ回路ＤＲ１に電源電力を供給することによって
キャパシタＣＰはある程度放電するが、再びトランジス
タＱ１がＯＦＦ状態、トランジスタＱ２がＯＮ状態にな
ることによってその放電電荷を補償する充電が制御電源
ＰＳによってなされる。
【００１１】以上のようにトランジスタＱ１，Ｑ２が交
互にＯＮ状態となり、それによって接続点Ｕの電位が電
源電圧ＶCCと接地電位ＧＮＤとの間で変動しても、接続
点Ｕに対して相対的にほぼ一定の電圧だけ高い電位がブ
ートストラップ回路からドライバ回路ＤＲ１に供給され
る。
互にＯＮ状態となり、それによって接続点Ｕの電位が電
源電圧ＶCCと接地電位ＧＮＤとの間で変動しても、接続
点Ｕに対して相対的にほぼ一定の電圧だけ高い電位がブ
ートストラップ回路からドライバ回路ＤＲ１に供給され
る。
【００１２】このように、ブートストラップ回路を用い
れば、低電位側回路に設けられた１の制御電源ＰＳによ
って制御回路ＳＣ１〜ＳＣ３の高電位側回路および低電
位側回路を動作させ、トランジスタＱ１およびＱ２を制
御できるので、制御電源の単電源化が図れる。近年で
は、装置の小型化、低価格化を実現するため前述したよ
うなブートストラップ回路を用いて単電源化された電力
変換装置が主流になりつつある。
れば、低電位側回路に設けられた１の制御電源ＰＳによ
って制御回路ＳＣ１〜ＳＣ３の高電位側回路および低電
位側回路を動作させ、トランジスタＱ１およびＱ２を制
御できるので、制御電源の単電源化が図れる。近年で
は、装置の小型化、低価格化を実現するため前述したよ
うなブートストラップ回路を用いて単電源化された電力
変換装置が主流になりつつある。
【００１３】次に、ブートストラップ回路を用いて単電
源化された電力変換装置の従来の動作を、インバータ回
路Ｉ１を例として、図７に示すタイミングチャートを用
いて説明する。先に説明したブートストラップ回路の動
作を電流の流れで説明すると、トランジスタＱ２がオン
することで、制御電源ＰＳ→ダイオードＤＰ→コンデン
サＣＰ→トランジスタＱ２の電流経路が形成され、コン
デンサＣＰが充電されてトランジスタＱ１を駆動する。
このコンデンサＣＰの充電シーケンスは通常のＰＷＭ
（Pulse Width Moduration）動作を開始する前に実行さ
れている必要がある。
源化された電力変換装置の従来の動作を、インバータ回
路Ｉ１を例として、図７に示すタイミングチャートを用
いて説明する。先に説明したブートストラップ回路の動
作を電流の流れで説明すると、トランジスタＱ２がオン
することで、制御電源ＰＳ→ダイオードＤＰ→コンデン
サＣＰ→トランジスタＱ２の電流経路が形成され、コン
デンサＣＰが充電されてトランジスタＱ１を駆動する。
このコンデンサＣＰの充電シーケンスは通常のＰＷＭ
（Pulse Width Moduration）動作を開始する前に実行さ
れている必要がある。
【００１４】この一連の動作を図７について説明する
と、図７（ｃ）に示すように制御電源ＰＳが投入された
時点では、外部制御装置ＥＣからは入力信号が与えられ
ていないので、図７（ｂ）に示すようにコンデンサＣＰ
の電位ＶCは０Ｖである。そして、図７（ａ）に示すよ
うにＰＷＭ動作に先だって入力信号としてコンデンサＣ
Ｐの充電パルスが与えられると、ドライバ回路ＤＲ２か
ら制御信号ＶDが出力され、トランジスタＱ２がオン状
態となってコンデンサＣＰが充電され始める。コンデン
サＣＰの充電が完了すると充電パルスが停止し、代わっ
てＰＷＭ動作のためのＰＷＭ信号が与えられる。そし
て、ＰＷＭ動作が終了するとインバータ回路Ｉ１は休止
期間に入るので、電力消費を低減するためにコンデンサ
ＣＰには充電せず放電するにまかせる。なお、図７
（ａ）においては、便宜的に、外部制御装置ＥＣから与
えられる充電パルスに応答して出力される制御信号ＶD
を充電パルスとして示し、ＰＷＭ信号に応答して出力さ
れる制御信号ＶDが与えられる期間をＰＷＭ動作期間と
して示す。
と、図７（ｃ）に示すように制御電源ＰＳが投入された
時点では、外部制御装置ＥＣからは入力信号が与えられ
ていないので、図７（ｂ）に示すようにコンデンサＣＰ
の電位ＶCは０Ｖである。そして、図７（ａ）に示すよ
うにＰＷＭ動作に先だって入力信号としてコンデンサＣ
Ｐの充電パルスが与えられると、ドライバ回路ＤＲ２か
ら制御信号ＶDが出力され、トランジスタＱ２がオン状
態となってコンデンサＣＰが充電され始める。コンデン
サＣＰの充電が完了すると充電パルスが停止し、代わっ
てＰＷＭ動作のためのＰＷＭ信号が与えられる。そし
て、ＰＷＭ動作が終了するとインバータ回路Ｉ１は休止
期間に入るので、電力消費を低減するためにコンデンサ
ＣＰには充電せず放電するにまかせる。なお、図７
（ａ）においては、便宜的に、外部制御装置ＥＣから与
えられる充電パルスに応答して出力される制御信号ＶD
を充電パルスとして示し、ＰＷＭ信号に応答して出力さ
れる制御信号ＶDが与えられる期間をＰＷＭ動作期間と
して示す。
【００１５】再び、インバータ回路Ｉ１がＰＷＭ動作を
開始する場合には、ＰＷＭ動作に先だって入力信号Ｖと
してコンデンサＣＰの充電パルスが与えられ、コンデン
サＣＰが充電され始める。
開始する場合には、ＰＷＭ動作に先だって入力信号Ｖと
してコンデンサＣＰの充電パルスが与えられ、コンデン
サＣＰが充電され始める。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
ブートストラップ回路を用いて単電源化された電力変換
装置の従来の動作は、コンデンサＣＰの充電、ＰＷＭ動
作、コンデンサＣＰの放電を繰り返していた。装置設計
時におけるコンデンサＣＰの容量は、ＰＷＭ動作による
放電量（制御回路ＳＣ１の消費電力量）と、充電パルス
による充電量との関係で決定する。コンデンサＣＰの容
量を大きくすればＰＷＭ動作は問題なく実行できるが、
ＰＷＭ動作前後の充放電速度が遅くなる。
ブートストラップ回路を用いて単電源化された電力変換
装置の従来の動作は、コンデンサＣＰの充電、ＰＷＭ動
作、コンデンサＣＰの放電を繰り返していた。装置設計
時におけるコンデンサＣＰの容量は、ＰＷＭ動作による
放電量（制御回路ＳＣ１の消費電力量）と、充電パルス
による充電量との関係で決定する。コンデンサＣＰの容
量を大きくすればＰＷＭ動作は問題なく実行できるが、
ＰＷＭ動作前後の充放電速度が遅くなる。
【００１７】充電速度が遅いということは、出力素子で
あるトランジスタＱ１、およびＱ２を安定に動作させる
電圧に達するまでに時間がかかり、放電速度が遅いとい
うことは、トランジスタＱ１およびＱ２の動作が不安定
になる電圧の期間が長いということである。すなわち、
出力素子の不安定動作領域が長いということを意味して
いる。従って、コンデンサＣＰの容量の決定には、使用
温度範囲、回路パターンの配線抵抗だけでなく、充電パ
ルス幅などの充電シーケンスが密接に関係し、装置設計
が複雑化して困難であった。
あるトランジスタＱ１、およびＱ２を安定に動作させる
電圧に達するまでに時間がかかり、放電速度が遅いとい
うことは、トランジスタＱ１およびＱ２の動作が不安定
になる電圧の期間が長いということである。すなわち、
出力素子の不安定動作領域が長いということを意味して
いる。従って、コンデンサＣＰの容量の決定には、使用
温度範囲、回路パターンの配線抵抗だけでなく、充電パ
ルス幅などの充電シーケンスが密接に関係し、装置設計
が複雑化して困難であった。
【００１８】ここで、トランジスタＱ１およびＱ２の不
安定動作領域について説明する。コンデンサＣＰの充電
中に、ノイズなどの要因によりトランジスタＱ１がオン
状態になるとアーム短絡（Ｐ−Ｎ線間短絡）が発生す
る。この場合、トランジスタＱ１およびＱ２のセンス出
力から所定レベルの過電流信号が出力され、センス回路
Ｓ１およびＳ２で当該過電流信号をピックアップし、過
電流検出回路ＯＣ１およびＯＣ２に与え、過電流検出回
路ＯＣ１およびＯＣ２がトランジスタＱ１およびＱ２を
オフ状態にするようにドライバ回路ＤＲ１およびＤ２に
フィードバック信号を与えて、トランジスタＱ１および
Ｑ２の熱破壊を回避する（過電流保護動作）。
安定動作領域について説明する。コンデンサＣＰの充電
中に、ノイズなどの要因によりトランジスタＱ１がオン
状態になるとアーム短絡（Ｐ−Ｎ線間短絡）が発生す
る。この場合、トランジスタＱ１およびＱ２のセンス出
力から所定レベルの過電流信号が出力され、センス回路
Ｓ１およびＳ２で当該過電流信号をピックアップし、過
電流検出回路ＯＣ１およびＯＣ２に与え、過電流検出回
路ＯＣ１およびＯＣ２がトランジスタＱ１およびＱ２を
オフ状態にするようにドライバ回路ＤＲ１およびＤ２に
フィードバック信号を与えて、トランジスタＱ１および
Ｑ２の熱破壊を回避する（過電流保護動作）。
【００１９】しかしながら、コンデンサＣＰが充電中で
トランジスタＱ１のゲート電圧が低い場合には、トラン
ジスタＱ１のセンス出力の過電流信号レベルも低く、所
定レベルに到達する前に過電流によりトランジスタＱ１
が熱破壊することになる。このように、トランジスタＱ
１を安定に動作をさせるに足るゲート電圧よりも低い電
圧領域が不安定動作領域である。汎用インバータなど
は、ＰＷＭ動作のスタート、ストップを繰り返すように
使用される場合が多いので、不安定動作領域も多く、出
力素子破損の可能性が高くなっていた。
トランジスタＱ１のゲート電圧が低い場合には、トラン
ジスタＱ１のセンス出力の過電流信号レベルも低く、所
定レベルに到達する前に過電流によりトランジスタＱ１
が熱破壊することになる。このように、トランジスタＱ
１を安定に動作をさせるに足るゲート電圧よりも低い電
圧領域が不安定動作領域である。汎用インバータなど
は、ＰＷＭ動作のスタート、ストップを繰り返すように
使用される場合が多いので、不安定動作領域も多く、出
力素子破損の可能性が高くなっていた。
【００２０】このような不安定動作領域におけるトラン
ジスタＱ１およびＱ２のアーム短絡を防ぐために、従来
はドライバ回路ＤＲ１内に電圧保護回路を備えていた。
図８にドライバ回路ＤＲ１およびＤＲ２の構成を示す。
ジスタＱ１およびＱ２のアーム短絡を防ぐために、従来
はドライバ回路ＤＲ１内に電圧保護回路を備えていた。
図８にドライバ回路ＤＲ１およびＤＲ２の構成を示す。
【００２１】図８において、ドライバ回路ＤＲ１はラッ
チ回路Ｌ１と、トーテムポール接続されたＮＭＯＳトラ
ンジスタＮ１およびＮ２を備え、ＮＭＯＳトランジスタ
Ｎ１のドレイン電極とラッチ回路Ｌ１の出力端子との間
に電圧保護回路ＳＦが接続されている。ここで、ラッチ
回路Ｌ１の一方の入力は入力処理回路ＩＳに接続され、
他方の入力は、過電流検出回路ＯＣ１のフィードバック
信号出力端子に接続されている。また、ＮＭＯＳトラン
ジスタＮ１のドレイン電極はダイオードＤＰ１のカソー
ドに接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ２のソース電極
は過電流検出回路ＯＣ１に接続され、ＮＭＯＳトランジ
スタＮ１およびＮ２の接続ノードがトランジスタＱ１の
ゲート電極に接続されている。なお、ドライバ回路ＤＲ
２の構成もほぼ同様であり、電圧保護回路ＳＦを有さな
いだけであるので説明は省略する。また、電圧保護回路
ＳＦはドライバ回路ＤＲ２に付加されている場合もあ
る。
チ回路Ｌ１と、トーテムポール接続されたＮＭＯＳトラ
ンジスタＮ１およびＮ２を備え、ＮＭＯＳトランジスタ
Ｎ１のドレイン電極とラッチ回路Ｌ１の出力端子との間
に電圧保護回路ＳＦが接続されている。ここで、ラッチ
回路Ｌ１の一方の入力は入力処理回路ＩＳに接続され、
他方の入力は、過電流検出回路ＯＣ１のフィードバック
信号出力端子に接続されている。また、ＮＭＯＳトラン
ジスタＮ１のドレイン電極はダイオードＤＰ１のカソー
ドに接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ２のソース電極
は過電流検出回路ＯＣ１に接続され、ＮＭＯＳトランジ
スタＮ１およびＮ２の接続ノードがトランジスタＱ１の
ゲート電極に接続されている。なお、ドライバ回路ＤＲ
２の構成もほぼ同様であり、電圧保護回路ＳＦを有さな
いだけであるので説明は省略する。また、電圧保護回路
ＳＦはドライバ回路ＤＲ２に付加されている場合もあ
る。
【００２２】電圧保護回路ＳＦは、コンデンサＣＰの電
圧が所定値以上にならないと、ドライバ回路ＤＲ１から
出力が得られないようにする回路であり、これを備える
ことで、コンデンサＣＰの充電中に、ノイズなどが印加
されても決してトランジスタＱ１はオン状態にならな
い。
圧が所定値以上にならないと、ドライバ回路ＤＲ１から
出力が得られないようにする回路であり、これを備える
ことで、コンデンサＣＰの充電中に、ノイズなどが印加
されても決してトランジスタＱ１はオン状態にならな
い。
【００２３】しかしながら、電圧保護回路ＳＦの小型化
は困難であり、その占有面積が大きくなり、装置全体を
小型化するためにワンチップ化（モノリシック化）しよ
うとする開発の流れに逆らうことになる。
は困難であり、その占有面積が大きくなり、装置全体を
小型化するためにワンチップ化（モノリシック化）しよ
うとする開発の流れに逆らうことになる。
【００２４】本発明は上記のような問題点を解消するた
めになされたもので、電圧保護回路を必要とせず、か
つ、チャージポンプコンデンサの容量決定に要する最適
設計を省略して、装置設計に費やす時間を削減できるよ
うに、チャージポンプコンデンサの充電シーケンスを簡
単化した電力変換装置の駆動方法を提供する。
めになされたもので、電圧保護回路を必要とせず、か
つ、チャージポンプコンデンサの容量決定に要する最適
設計を省略して、装置設計に費やす時間を削減できるよ
うに、チャージポンプコンデンサの充電シーケンスを簡
単化した電力変換装置の駆動方法を提供する。
【００２５】
【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載の電力変換装置の駆動方法は、直列に接続され、第１
と第２の主電源電位の間に介挿された第１および第２の
スイッチングデバイスと、当該第１および第２のスイッ
チングデバイスの接続ノードの電位を基準とするブート
ストラップ方式の電力供給手段と、前記第２の主電源電
位を基準とする電源と、外部に設けられた入力信号発生
手段からの入力信号に基づいて、前記第１および第２の
スイッチングデバイスをそれぞれ駆動する第１および第
２の駆動手段とを備え、前記第１の駆動手段は、前記電
力供給手段から供給される電力を前記第１のスイッチン
グデバイスの駆動電力とし、前記第２の駆動手段は、前
記電源から供給される電力を前記第２のスイッチングデ
バイスの駆動電力とし、前記ブートストラップ方式の電
力供給手段は、前記電源の正出力にアノードを接続さ
れ、カソードが前記駆動手段の第１の電力入力部に接続
されたダイオードと、一方の電極が前記駆動手段の第１
の電力入力部に接続され、他方の電極が前記駆動手段の
第２の電力入力部に接続されるとともに、前記接続ノー
ドに接続されたキャパシタとを有し、前記接続ノードか
ら出力が得られる電力変換装置の駆動方法において、前
記入力信号は、前記第２のスイッチングデバイスをパル
ス的に導通させて前記キャパシタの充電を行うための充
電パルス信号と、前記第１および第２のスイッチングデ
バイスをＰＷＭ動作させるＰＷＭ信号とを含み、前記電
源がオン状態であって、前記キャパシタの充電を完了し
た後は、前記ＰＷＭ信号が与えられている期間を除い
て、前記充電パルス信号を常に与え続ける。
載の電力変換装置の駆動方法は、直列に接続され、第１
と第２の主電源電位の間に介挿された第１および第２の
スイッチングデバイスと、当該第１および第２のスイッ
チングデバイスの接続ノードの電位を基準とするブート
ストラップ方式の電力供給手段と、前記第２の主電源電
位を基準とする電源と、外部に設けられた入力信号発生
手段からの入力信号に基づいて、前記第１および第２の
スイッチングデバイスをそれぞれ駆動する第１および第
２の駆動手段とを備え、前記第１の駆動手段は、前記電
力供給手段から供給される電力を前記第１のスイッチン
グデバイスの駆動電力とし、前記第２の駆動手段は、前
記電源から供給される電力を前記第２のスイッチングデ
バイスの駆動電力とし、前記ブートストラップ方式の電
力供給手段は、前記電源の正出力にアノードを接続さ
れ、カソードが前記駆動手段の第１の電力入力部に接続
されたダイオードと、一方の電極が前記駆動手段の第１
の電力入力部に接続され、他方の電極が前記駆動手段の
第２の電力入力部に接続されるとともに、前記接続ノー
ドに接続されたキャパシタとを有し、前記接続ノードか
ら出力が得られる電力変換装置の駆動方法において、前
記入力信号は、前記第２のスイッチングデバイスをパル
ス的に導通させて前記キャパシタの充電を行うための充
電パルス信号と、前記第１および第２のスイッチングデ
バイスをＰＷＭ動作させるＰＷＭ信号とを含み、前記電
源がオン状態であって、前記キャパシタの充電を完了し
た後は、前記ＰＷＭ信号が与えられている期間を除い
て、前記充電パルス信号を常に与え続ける。
【００２６】本発明に係る請求項２記載の電力変換装置
の駆動方法は、前記充電パルス信号を、前記電源をオン
状態にするのとほぼ同時に与え始める。
の駆動方法は、前記充電パルス信号を、前記電源をオン
状態にするのとほぼ同時に与え始める。
【００２７】本発明に係る請求項３記載の電力変換装置
の駆動方法は、前記充電パルス信号を、前記電源をオン
状態にした後、前記ＰＷＭ信号を与え始める直前に与え
始める。
の駆動方法は、前記充電パルス信号を、前記電源をオン
状態にした後、前記ＰＷＭ信号を与え始める直前に与え
始める。
【００２８】
＜実施の形態１＞図１にＡＣ入力３相モーターの駆動回
路の構成を示す。図１に示すように、ＡＣ入力３相モー
ターＭの電源となるＡＣ３相電源ＡＰＷが、Ｐ−Ｎ線間
に設けられたコンバータ回路ＣＣに接続され、ＡＣ入力
３相モーターＭの各々の相には、各々、電力変換装置と
して、インバータ回路Ｉ１０、Ｉ２０、Ｉ３０が接続さ
れている。
路の構成を示す。図１に示すように、ＡＣ入力３相モー
ターＭの電源となるＡＣ３相電源ＡＰＷが、Ｐ−Ｎ線間
に設けられたコンバータ回路ＣＣに接続され、ＡＣ入力
３相モーターＭの各々の相には、各々、電力変換装置と
して、インバータ回路Ｉ１０、Ｉ２０、Ｉ３０が接続さ
れている。
【００２９】インバータ回路Ｉ１０、Ｉ２０、Ｉ３０
は、それぞれＰ−Ｎ線間にトーテムポール接続されたＩ
ＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などの
パワーデバイスであるトランジスタＱ１およびＱ２、Ｑ
３およびＱ４、Ｑ５およびＱ６の組と、当該トランジス
タの導通状態をそれぞれ制御する制御回路ＳＣ１０、Ｓ
Ｃ２０、ＳＣ３０とを有して構成されている。トーテム
ポール接続されたトランジスタＱ１およびＱ２、Ｑ３お
よびＱ４、Ｑ５およびＱ６の各々の接続点Ｕ、Ｖ、Ｗの
各々にはモーターＭの各相の入力端が接続されている。
また、トランジスタＱ１〜Ｑ６には、各々フリーホイー
ルダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列接続されている。ま
た、Ｐ−Ｎ線間には、平滑キャパシタＣが接続されてい
る。なお、ＡＣ３相電源ＡＰＷから与えられる交流電流
をコンバータ回路ＣＣによって整流して得られる電圧を
主電源電圧と呼称する。
は、それぞれＰ−Ｎ線間にトーテムポール接続されたＩ
ＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などの
パワーデバイスであるトランジスタＱ１およびＱ２、Ｑ
３およびＱ４、Ｑ５およびＱ６の組と、当該トランジス
タの導通状態をそれぞれ制御する制御回路ＳＣ１０、Ｓ
Ｃ２０、ＳＣ３０とを有して構成されている。トーテム
ポール接続されたトランジスタＱ１およびＱ２、Ｑ３お
よびＱ４、Ｑ５およびＱ６の各々の接続点Ｕ、Ｖ、Ｗの
各々にはモーターＭの各相の入力端が接続されている。
また、トランジスタＱ１〜Ｑ６には、各々フリーホイー
ルダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列接続されている。ま
た、Ｐ−Ｎ線間には、平滑キャパシタＣが接続されてい
る。なお、ＡＣ３相電源ＡＰＷから与えられる交流電流
をコンバータ回路ＣＣによって整流して得られる電圧を
主電源電圧と呼称する。
【００３０】ここで、インバータ回路Ｉ１０の構成につ
いて説明する。図１において、トーテムポール接続され
たトランジスタＱ１およびＱ２の間にインバータ回路Ｉ
１０の出力端である接続点Ｕが設けられている。制御回
路ＳＣ１０は、この接続点Ｕを境にして、高電位側回路
と低電位側回路とに分けられる。
いて説明する。図１において、トーテムポール接続され
たトランジスタＱ１およびＱ２の間にインバータ回路Ｉ
１０の出力端である接続点Ｕが設けられている。制御回
路ＳＣ１０は、この接続点Ｕを境にして、高電位側回路
と低電位側回路とに分けられる。
【００３１】すなわち、高電位側回路はトランジスタＱ
１を駆動するためのドライバ回路ＤＲ１０および、トラ
ンジスタＱ１に過電流が流れた場合に、当該電流をトラ
ンジスタＱ１のセンス出力に接続されるセンス回路Ｓ１
を介して取り出し、その情報をフィードバック信号とし
てドライバ回路ＤＲ１に与える過電流検出回路ＯＣ１を
含んでいる。これらは、トランジスタＱ１がオン状態に
あるときはほぼ主電源電位ＶCC（例えば６００Ｖ）に近
い値となる接続点Ｕの電位を基準とする回路である。通
常、制御回路を構成するＬＶＩＣ（低電圧ＩＣ）の動作
電圧は３０Ｖ以下であり、６００Ｖの高電圧に耐えられ
る構造ではない。そこで、制御回路ＳＣ１０の基準電位
を接地電位からフローティングした状態に保ち、トラン
ジスタＱ１がＯＮ状態になった場合には、主電源電位の
６００Ｖが基準電位となるように構成されている。
１を駆動するためのドライバ回路ＤＲ１０および、トラ
ンジスタＱ１に過電流が流れた場合に、当該電流をトラ
ンジスタＱ１のセンス出力に接続されるセンス回路Ｓ１
を介して取り出し、その情報をフィードバック信号とし
てドライバ回路ＤＲ１に与える過電流検出回路ＯＣ１を
含んでいる。これらは、トランジスタＱ１がオン状態に
あるときはほぼ主電源電位ＶCC（例えば６００Ｖ）に近
い値となる接続点Ｕの電位を基準とする回路である。通
常、制御回路を構成するＬＶＩＣ（低電圧ＩＣ）の動作
電圧は３０Ｖ以下であり、６００Ｖの高電圧に耐えられ
る構造ではない。そこで、制御回路ＳＣ１０の基準電位
を接地電位からフローティングした状態に保ち、トラン
ジスタＱ１がＯＮ状態になった場合には、主電源電位の
６００Ｖが基準電位となるように構成されている。
【００３２】一方、低電位側回路にはトランジスタＱ２
を駆動するためのドライバ回路ＤＲ２０および、トラン
ジスタＱ２に過電流が流れた場合に、当該電流をトラン
ジスタＱ２のセンス出力に接続されるセンス回路Ｓ２を
介して取り出し、その情報をフィードバック信号として
ドライバ回路ＤＲ２に与える過電流検出回路ＯＣ２、マ
イクロコンピュータなどの外部制御装置ＥＣから与えら
れる入力信号（最終的にドライバ回路ＤＲ１０およびＤ
Ｒ２０からトランジスタＱ１、Ｑ２の制御信号として出
力される）を受け、適宜、信号処理を行ってドライバ回
路ＤＲ１０およびＤ２０に与える入力処理回路ＩＳが含
まれる。これらは、接地電位を基準とする回路である。
を駆動するためのドライバ回路ＤＲ２０および、トラン
ジスタＱ２に過電流が流れた場合に、当該電流をトラン
ジスタＱ２のセンス出力に接続されるセンス回路Ｓ２を
介して取り出し、その情報をフィードバック信号として
ドライバ回路ＤＲ２に与える過電流検出回路ＯＣ２、マ
イクロコンピュータなどの外部制御装置ＥＣから与えら
れる入力信号（最終的にドライバ回路ＤＲ１０およびＤ
Ｒ２０からトランジスタＱ１、Ｑ２の制御信号として出
力される）を受け、適宜、信号処理を行ってドライバ回
路ＤＲ１０およびＤ２０に与える入力処理回路ＩＳが含
まれる。これらは、接地電位を基準とする回路である。
【００３３】なお入力処理回路ＩＳは、接地電位を基準
として与えられる入力信号を、高電位側回路のドライバ
回路ＤＲ１０に与えるために、入力信号をレベルシフト
して、主電源電位を基準とするレベルシフト済み信号に
変換するレベルシフト回路などを含んでいるが、レベル
シフト回路の構成は本発明とは関係が薄いので説明は省
略する。また、このような構成は制御回路ＳＣ２０、Ｓ
Ｃ３０においても同様であり、各構成の参照符号が変わ
るだけで機能は同じであるので、説明は省略する。
として与えられる入力信号を、高電位側回路のドライバ
回路ＤＲ１０に与えるために、入力信号をレベルシフト
して、主電源電位を基準とするレベルシフト済み信号に
変換するレベルシフト回路などを含んでいるが、レベル
シフト回路の構成は本発明とは関係が薄いので説明は省
略する。また、このような構成は制御回路ＳＣ２０、Ｓ
Ｃ３０においても同様であり、各構成の参照符号が変わ
るだけで機能は同じであるので、説明は省略する。
【００３４】ブートストラップ回路の構成は、高耐電圧
特性（例えば耐電圧が８００Ｖ以上）を有するダイオー
ドＤＰとコンデンサ（キャパシタ）ＣＰからなり、ダイ
オードＤＰのアノードは接地電位を基準とする制御電源
ＰＳの正電極に接続され、カソードはドライバ回路ＤＲ
１０に接続されている。キャパシタＣＰはダイオードＤ
Ｐのカソードと接続点Ｕとの間に接続されている。
特性（例えば耐電圧が８００Ｖ以上）を有するダイオー
ドＤＰとコンデンサ（キャパシタ）ＣＰからなり、ダイ
オードＤＰのアノードは接地電位を基準とする制御電源
ＰＳの正電極に接続され、カソードはドライバ回路ＤＲ
１０に接続されている。キャパシタＣＰはダイオードＤ
Ｐのカソードと接続点Ｕとの間に接続されている。
【００３５】図２にインバータＩ１０のドライバ回路Ｄ
Ｒ１０およびＤＲ２０の構成を示す。図２において、ド
ライバ回路ＤＲ１０はラッチ回路Ｌ１と、トーテムポー
ル接続されたＮＭＯＳトランジスタＮ１およびＮ２を備
えている。ここで、ラッチ回路Ｌ１の一方の入力は入力
処理回路ＩＳ１に接続され、他方の入力は、過電流検出
回路ＯＣ１のフィードバック信号出力端子に接続されて
いる。また、ＮＭＯＳトランジスタＮ１のドレイン電極
はダイオードＤＰ１のカソードに接続され、ＮＭＯＳト
ランジスタＮ２のソース電極は過電流検出回路ＯＣ１に
接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ１およびＮ２の接続
ノードがトランジスタＱ１のゲート電極に接続されてい
る。また、ドライバ回路ＤＲ２０の構成も符号が変わる
だけでほぼ同様であるので説明は省略する。
Ｒ１０およびＤＲ２０の構成を示す。図２において、ド
ライバ回路ＤＲ１０はラッチ回路Ｌ１と、トーテムポー
ル接続されたＮＭＯＳトランジスタＮ１およびＮ２を備
えている。ここで、ラッチ回路Ｌ１の一方の入力は入力
処理回路ＩＳ１に接続され、他方の入力は、過電流検出
回路ＯＣ１のフィードバック信号出力端子に接続されて
いる。また、ＮＭＯＳトランジスタＮ１のドレイン電極
はダイオードＤＰ１のカソードに接続され、ＮＭＯＳト
ランジスタＮ２のソース電極は過電流検出回路ＯＣ１に
接続され、ＮＭＯＳトランジスタＮ１およびＮ２の接続
ノードがトランジスタＱ１のゲート電極に接続されてい
る。また、ドライバ回路ＤＲ２０の構成も符号が変わる
だけでほぼ同様であるので説明は省略する。
【００３６】ここで、インバータ回路Ｉ１０の変形例と
してインバータ回路Ｉ１０’を図３に示す。図２に示す
インバータＩ１０では、低電位側回路においては制御電
源ＰＳの正電極は、ＮＭＯＳトランジスタＮ３のドレイ
ン電極に直接に接続されるが、インバータ回路Ｉ１０’
においては、制御電源ＰＳの正電極とＮＭＯＳトランジ
スタＮ３のドレイン電極との間には、順方向に直列に接
続された電圧降下用ダイオードＶＤ１およびＶＤ２が介
挿されている。なお、その他の構成はインバータ回路Ｉ
１０と同様であるので説明は省略する。
してインバータ回路Ｉ１０’を図３に示す。図２に示す
インバータＩ１０では、低電位側回路においては制御電
源ＰＳの正電極は、ＮＭＯＳトランジスタＮ３のドレイ
ン電極に直接に接続されるが、インバータ回路Ｉ１０’
においては、制御電源ＰＳの正電極とＮＭＯＳトランジ
スタＮ３のドレイン電極との間には、順方向に直列に接
続された電圧降下用ダイオードＶＤ１およびＶＤ２が介
挿されている。なお、その他の構成はインバータ回路Ｉ
１０と同様であるので説明は省略する。
【００３７】電圧降下用ダイオードＶＤ１およびＶＤ２
の存在により、ブートストラップ回路からドライバ回路
ＤＲ１０に与えられるトランジスタＱ１の駆動電圧と、
制御電源ＰＳからドライバ回路ＤＲ２０に与えられるト
ランジスタＱ２の駆動電圧とがほぼ同じ値になり、駆動
電圧の差異に起因するトランジスタＱ１およびＱ２の動
作上のアンバランスを解消できる。
の存在により、ブートストラップ回路からドライバ回路
ＤＲ１０に与えられるトランジスタＱ１の駆動電圧と、
制御電源ＰＳからドライバ回路ＤＲ２０に与えられるト
ランジスタＱ２の駆動電圧とがほぼ同じ値になり、駆動
電圧の差異に起因するトランジスタＱ１およびＱ２の動
作上のアンバランスを解消できる。
【００３８】なお、以上説明したインバータ回路Ｉ１０
およびＩ１０’においては、トーテムポール接続された
ＮＭＯＳトランジスタＮ１、Ｎ２およびＮ３、Ｎ４を用
いた構成を示したが、これらの代わりにトーテムポール
接続されたＰＭＯＳトランジスタを用いた構成であって
も良いことは言うまでもない。
およびＩ１０’においては、トーテムポール接続された
ＮＭＯＳトランジスタＮ１、Ｎ２およびＮ３、Ｎ４を用
いた構成を示したが、これらの代わりにトーテムポール
接続されたＰＭＯＳトランジスタを用いた構成であって
も良いことは言うまでもない。
【００３９】次に、本発明に係る電力変換装置の駆動方
法の実施の形態１として、インバータ回路Ｉ１０の動作
を図４に示すタイミングチャートを用いて説明する。図
４（ｃ）に示すように、制御電源ＰＳが投入され所定の
制御電源電圧ＶPSが与えれるのとほぼ同時に、外部制御
装置ＥＣからは入力信号としてコンデンサＣＰの充電パ
ルスが与えられ、図４（ａ）に示すようにドライバ回路
ＤＲ２０から制御信号ＶDが出力され、トランジスタＱ
２がパルス的にオン状態となって図４（ｂ）に示すよう
にコンデンサＣＰが充電され始める。充電パルスは、コ
ンデンサＣＰの充電完了後も与えられ、ＰＷＭ信号が与
えられる直前に停止する。
法の実施の形態１として、インバータ回路Ｉ１０の動作
を図４に示すタイミングチャートを用いて説明する。図
４（ｃ）に示すように、制御電源ＰＳが投入され所定の
制御電源電圧ＶPSが与えれるのとほぼ同時に、外部制御
装置ＥＣからは入力信号としてコンデンサＣＰの充電パ
ルスが与えられ、図４（ａ）に示すようにドライバ回路
ＤＲ２０から制御信号ＶDが出力され、トランジスタＱ
２がパルス的にオン状態となって図４（ｂ）に示すよう
にコンデンサＣＰが充電され始める。充電パルスは、コ
ンデンサＣＰの充電完了後も与えられ、ＰＷＭ信号が与
えられる直前に停止する。
【００４０】なお、図４（ａ）においては、便宜的に、
外部制御装置ＥＣから与えられる充電パルスに応答して
出力される制御信号ＶDを充電パルスとして示し、外部
制御装置ＥＣから与えられるＰＷＭ信号に応答して出力
される制御信号ＶDが与えられている期間をＰＷＭ動作
期間として示す。
外部制御装置ＥＣから与えられる充電パルスに応答して
出力される制御信号ＶDを充電パルスとして示し、外部
制御装置ＥＣから与えられるＰＷＭ信号に応答して出力
される制御信号ＶDが与えられている期間をＰＷＭ動作
期間として示す。
【００４１】そして、ＰＷＭ動作が終了するとインバー
タ回路Ｉ１０は休止期間に入るが、コンデンサＣＰの充
電パルスが再び与えられるので、コンデンサＣＰは充電
された状態を保つ。従って、再び、インバータ回路Ｉ１
０がＰＷＭ動作を開始する場合には、コンデンサＣＰを
充電する必要がなく、充電に伴う出力素子の不安定動作
領域も存在しない。
タ回路Ｉ１０は休止期間に入るが、コンデンサＣＰの充
電パルスが再び与えられるので、コンデンサＣＰは充電
された状態を保つ。従って、再び、インバータ回路Ｉ１
０がＰＷＭ動作を開始する場合には、コンデンサＣＰを
充電する必要がなく、充電に伴う出力素子の不安定動作
領域も存在しない。
【００４２】ここで、充電パルスのパルス幅はコンデン
サＣＰの容量を考慮して決定されるが、１パルスでコン
デンサＣＰの充電を完了してしまうような長いパルス幅
に設定すると、充電パルスが与えられている期間、すな
わちトランジスタＱ２がオン状態にある期間が長くな
り、トランジスタＱ１がオン状態になる確率が高まり、
アーム短絡によりトランジスタＱ１およびＱ２が破損す
る確率が高まる。そこで、複数のパルスでコンデンサＣ
Ｐの充電を完了するようにパルス幅を設定することで、
トランジスタＱ２がオン状態にある期間が短くなり、ト
ランジスタＱ１およびＱ２が破損する確率をさらに低く
することができる。
サＣＰの容量を考慮して決定されるが、１パルスでコン
デンサＣＰの充電を完了してしまうような長いパルス幅
に設定すると、充電パルスが与えられている期間、すな
わちトランジスタＱ２がオン状態にある期間が長くな
り、トランジスタＱ１がオン状態になる確率が高まり、
アーム短絡によりトランジスタＱ１およびＱ２が破損す
る確率が高まる。そこで、複数のパルスでコンデンサＣ
Ｐの充電を完了するようにパルス幅を設定することで、
トランジスタＱ２がオン状態にある期間が短くなり、ト
ランジスタＱ１およびＱ２が破損する確率をさらに低く
することができる。
【００４３】＜特徴的作用効果＞このように、インバー
タ回路Ｉ１０の休止期間にも充電パルスを与え続けるこ
とで、制御電源ＰＳが投入されている限りはコンデンサ
ＣＰは充電状態を維持し続けるので、トランジスタＱ１
およびＱ２の不安定動作領域は制御電源ＰＳ投入時の充
電開始時、および制御電源ＰＳをオフしたときの放電時
だけに発生することになり、アーム短絡によりトランジ
スタＱ１およびＱ２が破損する確率が大幅に低減するこ
とになる。
タ回路Ｉ１０の休止期間にも充電パルスを与え続けるこ
とで、制御電源ＰＳが投入されている限りはコンデンサ
ＣＰは充電状態を維持し続けるので、トランジスタＱ１
およびＱ２の不安定動作領域は制御電源ＰＳ投入時の充
電開始時、および制御電源ＰＳをオフしたときの放電時
だけに発生することになり、アーム短絡によりトランジ
スタＱ１およびＱ２が破損する確率が大幅に低減するこ
とになる。
【００４４】そもそも、コンデンサＣＰの充電電圧が不
安定動作領域にあるときに、ノイズなどの要因によりト
ランジスタＱ１およびＱ２がアーム短絡となる確率は低
い。先に説明したように電力変換装置の従来の駆動方法
では、ＰＷＭ動作のスタート、ストップの繰り返し回数
と同じだけ、不安定動作領域が存在していたので、アー
ム短絡による出力素子破損の可能性が高く、電圧保護回
路ＳＦが必要であったが、本発明に係る電力変換装置の
駆動方法によれば、トランジスタＱ１およびＱ２の不安
定動作領域は制御電源ＰＳ投入時の充電開始時だけに発
生するので、トランジスタＱ１およびＱ２がアーム短絡
となる確率は極めて低いものとなる。従って、電圧保護
回路を設ける必要がなくなるので、装置の小型化が容易
になるとともに、コンデンサＣＰの充電シーケンスを簡
単化できるので、コンデンサＣＰの容量決定に要する最
適設計を省略して、装置設計に費やす時間を削減でき
る。
安定動作領域にあるときに、ノイズなどの要因によりト
ランジスタＱ１およびＱ２がアーム短絡となる確率は低
い。先に説明したように電力変換装置の従来の駆動方法
では、ＰＷＭ動作のスタート、ストップの繰り返し回数
と同じだけ、不安定動作領域が存在していたので、アー
ム短絡による出力素子破損の可能性が高く、電圧保護回
路ＳＦが必要であったが、本発明に係る電力変換装置の
駆動方法によれば、トランジスタＱ１およびＱ２の不安
定動作領域は制御電源ＰＳ投入時の充電開始時だけに発
生するので、トランジスタＱ１およびＱ２がアーム短絡
となる確率は極めて低いものとなる。従って、電圧保護
回路を設ける必要がなくなるので、装置の小型化が容易
になるとともに、コンデンサＣＰの充電シーケンスを簡
単化できるので、コンデンサＣＰの容量決定に要する最
適設計を省略して、装置設計に費やす時間を削減でき
る。
【００４５】＜実施の形態２＞本発明に係る電力変換装
置の駆動方法の実施の形態２として、インバータ回路Ｉ
１０の動作を図５に示すタイミングチャートを用いて説
明する。電力変換装置の駆動方法の実施の形態１におい
ては、制御電源ＰＳが投入され所定の制御電源電圧ＶPS
が与えれるのとほぼ同時に、外部制御装置ＥＣから入力
信号ＶINとしてコンデンサＣＰの充電パルスが与えられ
る例を示したが、図５（ｃ）に示すように、制御電源Ｐ
Ｓが投入された後、図５（ａ）に示すように所定の時間
経過後に外部制御装置ＥＣから、コンデンサＣＰの充電
パルスを与えても良い。ただし、１パルスでコンデンサ
ＣＰを完全に充電できないような幅が短い充電パルスの
場合は、コンデンサＣＰが完全に充電されるまで複数
回、充電パルスを与える必要があるので、充電パルスの
付与開始次期は、パルス幅とコンデンサＣＰの容量を考
慮して決定する。
置の駆動方法の実施の形態２として、インバータ回路Ｉ
１０の動作を図５に示すタイミングチャートを用いて説
明する。電力変換装置の駆動方法の実施の形態１におい
ては、制御電源ＰＳが投入され所定の制御電源電圧ＶPS
が与えれるのとほぼ同時に、外部制御装置ＥＣから入力
信号ＶINとしてコンデンサＣＰの充電パルスが与えられ
る例を示したが、図５（ｃ）に示すように、制御電源Ｐ
Ｓが投入された後、図５（ａ）に示すように所定の時間
経過後に外部制御装置ＥＣから、コンデンサＣＰの充電
パルスを与えても良い。ただし、１パルスでコンデンサ
ＣＰを完全に充電できないような幅が短い充電パルスの
場合は、コンデンサＣＰが完全に充電されるまで複数
回、充電パルスを与える必要があるので、充電パルスの
付与開始次期は、パルス幅とコンデンサＣＰの容量を考
慮して決定する。
【００４６】＜特徴的作用効果＞以上説明したように、
本発明に係る電力変換装置の駆動方法の実施の形態２に
よれば、電源ＰＳがオン状態になってからＰＷＭ信号が
与えられるまでの時間が長いような場合に充電パルス信
号が不必要に与えられることが防止され、消費電力を低
減することができる。
本発明に係る電力変換装置の駆動方法の実施の形態２に
よれば、電源ＰＳがオン状態になってからＰＷＭ信号が
与えられるまでの時間が長いような場合に充電パルス信
号が不必要に与えられることが防止され、消費電力を低
減することができる。
【００４７】
【発明の効果】本発明に係る請求項１記載の電力変換装
置の駆動方法によれば、充電パルス信号をブートストラ
ップ方式の電力供給手段のキャパシタの充電が完了した
後も、第１および第２のスイッチングデバイスがＰＷＭ
動作するＰＷＭ動作期間に入るまで継続して与え、電源
をオン状態にした後は、ＰＷＭ信号が与えられている期
間を除いて充電パルス信号を与え続けるので、キャパシ
タを完全に放電した状態から完全に充電された状態にす
る動作、およびキャパシタを完全に充電された状態から
完全に放電された状態にする動作が、電源のオン・オフ
１回につき１回ずつとなる。従って、キャパシタの電圧
が所定の電圧に達する前の、第１および第２のスイッチ
ングデバイスの不安定動作領域の発生が、電源のオン・
オフ１回につき２回だけになり、キャパシタの電圧が不
安定動作領域にあるときに第１および第２のスイッチン
グデバイスが同時に導通状態になって、第１および第２
のスイッチングデバイスが破損する確率を大幅に低減で
きる。また、当該破損確率が大幅に低減するので、従来
は第１および第２の駆動手段の少なくとも一方に付加さ
れていた、電圧保護回路などのスイッチングデバイスの
破損防止手段が不要になり、第１および第２の駆動手段
を小型化して電力変換装置全体を小型化することができ
る。また、キャパシタの充電シーケンスが簡単になるの
で、キャパシタの容量決定に要する最適設計を省略し
て、装置設計に費やす時間を削減できる。
置の駆動方法によれば、充電パルス信号をブートストラ
ップ方式の電力供給手段のキャパシタの充電が完了した
後も、第１および第２のスイッチングデバイスがＰＷＭ
動作するＰＷＭ動作期間に入るまで継続して与え、電源
をオン状態にした後は、ＰＷＭ信号が与えられている期
間を除いて充電パルス信号を与え続けるので、キャパシ
タを完全に放電した状態から完全に充電された状態にす
る動作、およびキャパシタを完全に充電された状態から
完全に放電された状態にする動作が、電源のオン・オフ
１回につき１回ずつとなる。従って、キャパシタの電圧
が所定の電圧に達する前の、第１および第２のスイッチ
ングデバイスの不安定動作領域の発生が、電源のオン・
オフ１回につき２回だけになり、キャパシタの電圧が不
安定動作領域にあるときに第１および第２のスイッチン
グデバイスが同時に導通状態になって、第１および第２
のスイッチングデバイスが破損する確率を大幅に低減で
きる。また、当該破損確率が大幅に低減するので、従来
は第１および第２の駆動手段の少なくとも一方に付加さ
れていた、電圧保護回路などのスイッチングデバイスの
破損防止手段が不要になり、第１および第２の駆動手段
を小型化して電力変換装置全体を小型化することができ
る。また、キャパシタの充電シーケンスが簡単になるの
で、キャパシタの容量決定に要する最適設計を省略し
て、装置設計に費やす時間を削減できる。
【００４８】本発明に係る請求項２記載の電力変換装置
の駆動方法によれば、充電パルス信号を、電源をオン状
態にするのとほぼ同時に与え始めるので、キャパシタの
充電シーケンスが極めて簡単となり、シーケンス設定に
伴う労力をさらに低減することができる。
の駆動方法によれば、充電パルス信号を、電源をオン状
態にするのとほぼ同時に与え始めるので、キャパシタの
充電シーケンスが極めて簡単となり、シーケンス設定に
伴う労力をさらに低減することができる。
【００４９】本発明に係る請求項３記載の電力変換装置
の駆動方法によれば、充電パルス信号を、電源をオン状
態にした後、ＰＷＭ動作期間に入る直前まで与え続ける
ので、電源がオン状態になってからＰＷＭ動作期間に入
るまでの時間が長いような場合に、充電パルス信号が不
必要に与えられることが防止され、消費電力を低減する
ことができる。
の駆動方法によれば、充電パルス信号を、電源をオン状
態にした後、ＰＷＭ動作期間に入る直前まで与え続ける
ので、電源がオン状態になってからＰＷＭ動作期間に入
るまでの時間が長いような場合に、充電パルス信号が不
必要に与えられることが防止され、消費電力を低減する
ことができる。
【図１】 本発明に係る電力変換装置の駆動方法を適用
するＡＣ入力３相モーターの駆動回路の構成を示す図で
ある。
するＡＣ入力３相モーターの駆動回路の構成を示す図で
ある。
【図２】 本発明に係る電力変換装置の駆動方法を適用
する電力変換装置の構成を示す図である。
する電力変換装置の構成を示す図である。
【図３】 本発明に係る電力変換装置の駆動方法を適用
する電力変換装置の別の構成を示す図である。
する電力変換装置の別の構成を示す図である。
【図４】 本発明に係る電力変換装置の駆動方法の実施
の形態１を説明するタイミングチャートである。
の形態１を説明するタイミングチャートである。
【図５】 本発明に係る電力変換装置の駆動方法の実施
の形態２を説明するタイミングチャートである。
の形態２を説明するタイミングチャートである。
【図６】 電力変換装置の従来の駆動方法を適用するＡ
Ｃ入力３相モーターの駆動回路の構成を示す図である。
Ｃ入力３相モーターの駆動回路の構成を示す図である。
【図７】 電力変換装置の従来の駆動方法が適用される
電力変換装置の構成を示す図である。
電力変換装置の構成を示す図である。
【図８】 電力変換装置の従来の駆動方法を説明するタ
イミングチャートである。
イミングチャートである。
ＤＲ１０〜ＤＲ６０ ドライバ回路、Ｉ１０〜Ｉ３０
インバータ回路、ＳＣ１０〜ＳＣ３０ 制御回路。
インバータ回路、ＳＣ１０〜ＳＣ３０ 制御回路。
Claims (3)
- 【請求項１】 直列に接続され、第１と第２の主電源電
位の間に介挿された第１および第２のスイッチングデバ
イスと、当該第１および第２のスイッチングデバイスの
接続ノードの電位を基準とするブートストラップ方式の
電力供給手段と、前記第２の主電源電位を基準とする電
源と、外部に設けられた入力信号発生手段からの入力信
号に基づいて、前記第１および第２のスイッチングデバ
イスをそれぞれ駆動する第１および第２の駆動手段とを
備え、 前記第１の駆動手段は、前記電力供給手段から供給され
る電力を前記第１のスイッチングデバイスの駆動電力と
し、前記第２の駆動手段は、前記電源から供給される電
力を前記第２のスイッチングデバイスの駆動電力とし、 前記ブートストラップ方式の電力供給手段は、前記電源
の正出力にアノードを接続され、カソードが前記駆動手
段の第１の電力入力部に接続されたダイオードと、一方
の電極が前記駆動手段の第１の電力入力部に接続され、
他方の電極が前記駆動手段の第２の電力入力部に接続さ
れるとともに、前記接続ノードに接続されたキャパシタ
とを有し、前記接続ノードから出力が得られる電力変換
装置の駆動方法において、 前記入力信号は、前記第２のスイッチングデバイスをパ
ルス的に導通させて前記キャパシタの充電を行うための
充電パルス信号と、前記第１および第２のスイッチング
デバイスをＰＷＭ動作させるＰＷＭ信号とを含み、 前記電源がオン状態であって、前記キャパシタの充電を
完了した後は、前記ＰＷＭ信号が与えられている期間を
除いて、前記充電パルス信号を常に与え続けることを特
徴とする電力変換装置の駆動方法。 - 【請求項２】 前記充電パルス信号は、前記電源をオン
状態にするのとほぼ同時に与え始める請求項１記載の電
力変換装置の駆動方法。 - 【請求項３】 前記充電パルス信号は、前記電源をオン
状態にした後、前記ＰＷＭ信号を与え始める直前に与え
始める請求項１記載の電力変換装置の駆動方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8027613A JPH09219976A (ja) | 1996-02-15 | 1996-02-15 | 電力変換装置の駆動方法 |
| US08/675,719 US5706189A (en) | 1996-02-15 | 1996-07-02 | Method of driving a power converter |
| EP96112039A EP0790698B1 (en) | 1996-02-15 | 1996-07-25 | Method of driving power converter |
| DE69619648T DE69619648T2 (de) | 1996-02-15 | 1996-07-25 | Verfahren zur Steuerung eines Leistungswandlers |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8027613A JPH09219976A (ja) | 1996-02-15 | 1996-02-15 | 電力変換装置の駆動方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09219976A true JPH09219976A (ja) | 1997-08-19 |
Family
ID=12225793
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8027613A Pending JPH09219976A (ja) | 1996-02-15 | 1996-02-15 | 電力変換装置の駆動方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5706189A (ja) |
| EP (1) | EP0790698B1 (ja) |
| JP (1) | JPH09219976A (ja) |
| DE (1) | DE69619648T2 (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11206178A (ja) * | 1998-01-05 | 1999-07-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電動機の制御装置および電気洗濯機 |
| WO2001001555A1 (fr) * | 1999-06-29 | 2001-01-04 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Convertisseur de courant |
| JP2004328329A (ja) * | 2003-04-24 | 2004-11-18 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体装置 |
| USRE39109E1 (en) | 1998-09-30 | 2006-05-30 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Inverter circuit |
| JP2007116826A (ja) * | 2005-10-20 | 2007-05-10 | Daikin Ind Ltd | ブートコンデンサの充電方法 |
| JP2008043166A (ja) * | 2006-08-10 | 2008-02-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ駆動装置 |
| JP2012196065A (ja) * | 2011-03-17 | 2012-10-11 | Sanden Corp | インバータ装置 |
| JP2016046693A (ja) * | 2014-08-25 | 2016-04-04 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置、電力制御装置および電子システム |
| JP2019198134A (ja) * | 2018-05-07 | 2019-11-14 | オムロン株式会社 | スイッチング電源装置 |
| WO2021024378A1 (ja) * | 2019-08-06 | 2021-02-11 | 三菱電機株式会社 | モータ駆動システム及びモータ駆動装置 |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SG66453A1 (en) * | 1997-04-23 | 1999-07-20 | Int Rectifier Corp | Resistor in series with bootstrap diode for monolithic gate device |
| EP1063772A1 (de) * | 1999-04-21 | 2000-12-27 | Infineon Technologies AG | Treiberschaltung zum Ansteuern einer Halbbrücke |
| US6654262B2 (en) | 2000-11-30 | 2003-11-25 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Inverter with pre-charging capacitor to reduce inrush current |
| EP1757174B1 (en) * | 2004-05-17 | 2011-03-16 | International Rectifier Corporation | High current charge pump for intelligent power switch driver |
| US8134548B2 (en) * | 2005-06-30 | 2012-03-13 | Micron Technology, Inc. | DC-DC converter switching transistor current measurement technique |
| WO2008006683A1 (de) * | 2006-07-10 | 2008-01-17 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zum einschalten einer umrichteranlage mit mehreren spannungszwischenkreis-umrichtereinheiten |
| JP4720941B1 (ja) * | 2010-01-18 | 2011-07-13 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
| US9912225B2 (en) * | 2015-10-30 | 2018-03-06 | Faraday & Future Inc. | Method and system for overcurrent protection for insulated-gate bipolar transistor (IGBT) modules |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55112038A (en) * | 1979-02-20 | 1980-08-29 | Mitsubishi Electric Corp | Bootstrap-type circuit |
| US4794508A (en) * | 1987-12-23 | 1988-12-27 | Dci Technology | PWM control circuit for a non-symmetrical switching power supply |
| US5155670A (en) * | 1991-09-24 | 1992-10-13 | Brian Matley J | Bootstrap modified topologies for wide-input range switchmode DC to DC converters |
| US5365118A (en) * | 1992-06-04 | 1994-11-15 | Linear Technology Corp. | Circuit for driving two power mosfets in a half-bridge configuration |
| US5408150A (en) * | 1992-06-04 | 1995-04-18 | Linear Technology Corporation | Circuit for driving two power mosfets in a half-bridge configuration |
| US5502632A (en) * | 1993-05-07 | 1996-03-26 | Philips Electronics North America Corporation | High voltage integrated circuit driver for half-bridge circuit employing a bootstrap diode emulator |
| EP0743752B1 (en) * | 1995-05-17 | 2004-07-28 | STMicroelectronics S.r.l. | Charging of a bootstrap capacitance through an LDMOS transistor |
-
1996
- 1996-02-15 JP JP8027613A patent/JPH09219976A/ja active Pending
- 1996-07-02 US US08/675,719 patent/US5706189A/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-07-25 DE DE69619648T patent/DE69619648T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1996-07-25 EP EP96112039A patent/EP0790698B1/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11206178A (ja) * | 1998-01-05 | 1999-07-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電動機の制御装置および電気洗濯機 |
| USRE39109E1 (en) | 1998-09-30 | 2006-05-30 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Inverter circuit |
| WO2001001555A1 (fr) * | 1999-06-29 | 2001-01-04 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Convertisseur de courant |
| US6351399B2 (en) | 1999-06-29 | 2002-02-26 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Power converter |
| JP2004328329A (ja) * | 2003-04-24 | 2004-11-18 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体装置 |
| JP2007116826A (ja) * | 2005-10-20 | 2007-05-10 | Daikin Ind Ltd | ブートコンデンサの充電方法 |
| JP2008043166A (ja) * | 2006-08-10 | 2008-02-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ駆動装置 |
| JP4556927B2 (ja) * | 2006-08-10 | 2010-10-06 | パナソニック株式会社 | モータ駆動装置 |
| JP2012196065A (ja) * | 2011-03-17 | 2012-10-11 | Sanden Corp | インバータ装置 |
| JP2016046693A (ja) * | 2014-08-25 | 2016-04-04 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置、電力制御装置および電子システム |
| JP2019198134A (ja) * | 2018-05-07 | 2019-11-14 | オムロン株式会社 | スイッチング電源装置 |
| WO2021024378A1 (ja) * | 2019-08-06 | 2021-02-11 | 三菱電機株式会社 | モータ駆動システム及びモータ駆動装置 |
| JP6868155B1 (ja) * | 2019-08-06 | 2021-05-12 | 三菱電機株式会社 | モータ駆動システム及びモータ駆動装置 |
| CN114208017A (zh) * | 2019-08-06 | 2022-03-18 | 三菱电机株式会社 | 电动机驱动系统及电动机驱动装置 |
| DE112019007516T5 (de) | 2019-08-06 | 2022-03-24 | Mitsubishi Electric Corporation | Motortreibersystem und Motortreibervorrichtung |
| CN114208017B (zh) * | 2019-08-06 | 2022-10-28 | 三菱电机株式会社 | 电动机驱动系统及电动机驱动装置 |
| DE112019007516B4 (de) | 2019-08-06 | 2023-08-10 | Mitsubishi Electric Corporation | Motortreibersystem und Motortreibervorrichtung |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69619648D1 (de) | 2002-04-11 |
| EP0790698B1 (en) | 2002-03-06 |
| DE69619648T2 (de) | 2002-11-07 |
| US5706189A (en) | 1998-01-06 |
| EP0790698A2 (en) | 1997-08-20 |
| EP0790698A3 (en) | 1998-12-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH09219976A (ja) | 電力変換装置の駆動方法 | |
| EP2164155B1 (en) | Electronic element driving circuit | |
| JP3325697B2 (ja) | パワーデバイスの制御装置およびモータの駆動制御装置 | |
| US4616303A (en) | Circuit for voltage multiplication | |
| JP2703706B2 (ja) | 電荷ポンプ回路 | |
| JP2642913B2 (ja) | 電子的スイッチのスイッチング用のレベルシフタを有する制御回路 | |
| US11070046B2 (en) | Short-circuit protection circuit for self-arc-extinguishing type semiconductor element | |
| US6184741B1 (en) | Bidirectional charge pump generating either a positive or negative voltage | |
| US20090085542A1 (en) | Drive system for power semiconductor device | |
| JPS5826568A (ja) | 電力用スイッチング・トランジスタ用のスナッバ回路 | |
| JP3259283B2 (ja) | インバータ装置及びその信号レベル変換回路 | |
| JP4265894B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御回路及びｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| US6661260B2 (en) | Output circuit of semiconductor circuit with power consumption reduced | |
| JP2018074666A (ja) | 電力変換装置 | |
| US7633332B2 (en) | Boosting circuit and boosting method | |
| JPH10108477A (ja) | インバータ回路 | |
| JPH08308253A (ja) | スイッチング半導体装置 | |
| JP3422928B2 (ja) | チャージポンプ式駆動回路 | |
| US5517402A (en) | Inverter circuit with an improved inverter driving circuit | |
| JP2002247857A (ja) | 半導体装置 | |
| US6424202B1 (en) | Negative voltage generator for use with N-well CMOS processes | |
| EP0334644A2 (en) | DC-to-DC voltage-increasing power source | |
| JP3314473B2 (ja) | パワーｍｏｓｆｅｔの制御装置 | |
| EP1183780B1 (en) | Electronic circuit provided with a digital driver for driving a capacitive load | |
| JP2000228897A (ja) | モータ駆動装置 |