JP4720941B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ以外のスイッチング素子の動作電源を、インバータのスイッチング素子の動作電源から得ることができる電力変換装置を提供する。
【解決手段】電源供給部Ｃｂｙ１はインバータ３のスイッチング素子Ｔｙ１の動作電源であって、その低電位側の一端がスイッチング素子Ｔｙ１の直流電源線ＬＬ側の一端に接続される。ブートコンデンサＣｂｘ１はスイッチング素子Ｔｘ１の直流電源線ＬＨ側の一端に接続され、他端は電源供給部Ｃｂｙ１の高電位側の一端と電気的に接続される。ダイオードＤｂｘ１は電源供給部Ｃｂｙ１の高電位側の一端からブートコンデンサＣｂｘ１を経由して直流電源線ＬＨに至るまでの経路に設けられる。ダイオードＤｂｘ１は電源供給部Ｃｂｙ１からブートコンデンサＣｂｘ１へと向かう電流のみを流す。
【選択図】図２

Description

本発明は電力変換装置に関し、特にスイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源に関する。

特許文献１にはインバータが記載されている。インバータは２つの直流電源線の間で相互に直列接続される上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子を有する。上側スイッチング素子にはスイッチ信号を与えるための第１内部制御回路が接続され、下側スイッチング素子にはスイッチ信号を与えるための第２内部制御回路が接続される。

第２内部制御回路には直流電源が動作電源として供給される。第１内部制御回路にはコンデンサの両端電圧が動作電源として供給される。コンデンサの高電位側の一端と、直流電源の高電位側の一端との間にはダイオードが接続されている。ダイオードはそのアノードを直流電源に向けて配置される。

かかる構成において、コンデンサは下側スイッチング素子の導通により直流電源を電源として充電される。

また本発明に関連する技術として、特許文献２，３が開示されている。

特開平７−２５０４８５号公報 特許第４１５８７１５号 特開２００７−２９５６８６号公報

しかしながら、特許文献１ではインバータのスイッチング素子以外のスイッチング素子の動作電源についての考察がない。

そこで、本発明は、インバータ以外のスイッチング素子の動作電源を、インバータのスイッチング素子の動作電源から得ることができる電力変換装置を提供する。

本発明にかかる電力変換装置の第１の態様は、第１の電源線(LH)と、前記第１の電源線よりも低い電位が印加される第２の電源線(LL)と、出力端（Py）と、前記出力端と前記第１の電源線との間に設けられた第１スイッチング素子(Ty1)と、相互間で直流電圧が支持される両端を有し、前記両端のうち低電位側の一端が前記第２の電源線側で前記第１スイッチング素子に接続され、前記第１スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる電源供給部（Cby1）とを有する電力変換部と、前記第１及び前記第２の電源線の間に設けられた第２スイッチング素子（Tx1,Tx2,S1）と、前記第１の電源線側で第２スイッチング素子に接続された一端と、前記電源供給部の他端と電気的に接続される他端とを有し、充電されて前記第２スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となるブートコンデンサ（Cbx1,Cbx2,Cb1,Cbx）と、前記電源供給部の他端から前記ブートコンデンサを経由して前記第１の電源線に至るまでの間に設けられ、前記電源供給部から前記ブートコンデンサへと向かう方向のみ電流を流すダイオード(Dbx1,Dbx2,Db1,Dbx)とを備える。

本発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記第１及び前記第２の電源線（LH,LL）の間において、前記第２の電源線側で前記第２スイッチング素子(Tx1)に直列に接続される第３スイッチング素子(Tx2)と、前記第１の電源線側で前記第３スイッチング素子に接続された一端と、他端とを有し、充電されて前記第３スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる第２ブートコンデンサ（Cbx2）と、前記ブートコンデンサ(Cbx1)の前記他端又は電源供給部(Cby1)の前記他端と、前記第２ブートコンデンサの前記他端との間で、カソードを前記第２ブートコンデンサ側に向けて設けられた第２ダイオード(Dbx2)とを更に備える。

本発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、第１又は第２の態様にかかる電力変換装置であって、前記第２スイッチング素子は逆阻止構造を有する。

本発明にかかる電力変換装置の第４の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記第２の電源線(LL)側で前記第２スイッチング素子(Tx1)と直列に接続され、アノードを前記第２の電源線に向けて設けられる第２ダイオード(Dx1)と、前記第２スイッチング素子及び前記第２ダイオードの直列体に対して前記第２の電源線側で直列接続される第３スイッチング素子(Tx2)と、前記直列体に対して前記第２の電源線側で前記第３スイッチング素子と直列接続される第３ダイオード(Dx2)と、前記第１の電源線側で前記第３スイッチング素子に接続された一端と、前記ブートコンデンサの前記他端と接続される他端とを有し、充電されて前記第３スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる第２ブートコンデンサ(Cbx2)とを備える。

本発明にかかる電力変換装置の第５の態様は、第４の態様にかかる電力変換装置であって、前記第３ダイオード(Dx2)は前記第３スイッチング素子（Tx2）に対して前記第２の電源線(LL)側に位置する。

本発明にかかる電力変換装置の第６の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記ダイオード(Dx1)は前記第２スイッチング素子(Tx)と前記第１の電源線(LH)との間に設けられる。

本発明にかかる電力変換装置の第７の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記第２スイッチング素子(Tx1)と前記ブートコンデンサ（Cbx1）との接続点と前記第１の電源線との間に設けられる第２ダイオード(Dx1)を更に備え、前記ダイオード(Dbx1)は、前記電源供給部(Cby1)と前記接続点との間に設けられる。

本発明にかかる電力変換装置の第８の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記第２スイッチング素子(Tx11)と直列に接続されて、カソードを前記第１の電源線(LH)に向けて配置される第２のダイオード(Dx11)と、第３スイッチング素子(Tx12)と、前記第３スイッチング素子と直列に接続され、カソードを前記第２の電源線(LL)に向けて配置され、前記第３スイッチング素子との直列体が前記第２スイッチング素子と前記第２ダイオードとの直列体と並列に接続される第３ダイオード(Dx12)と、前記第２の電源線側で前記第３スイッチング素子と接続された一端と、前記ブートコンデンサ(Cbx11)の前記他端と接続される他端とを有し、充電されて前記第３スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる第２ブートコンデンサ(Cbx12)と、前記ブートコンデンサと前記第２ブートコンデンサの間で、カソードを前記第２ブートコンデンサに向けて配置される第４ダイオード(Dbx12)とを更に備える。

本発明にかかる電力変換装置の第９の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記第２スイッチング素子(Tx11)と直列に接続されて、カソードを前記第１の電源線に向けて配置される第２ダイオード(Dx11)と、第３スイッチング素子(Tx12)と、前記第３スイッチング素子と直列に接続され、カソードを前記第２の電源線に向けて配置され、前記第３スイッチング素子との直列体が前記第２スイッチング素子と前記第２ダイオードとの直列体と並列に接続される第３ダイオード(Dx12)と、前記第２の電源線側で前記直列体と直列接続される双方向スイッチング素子(Tx21,Tx22,Dx21,Dx22)と、前記出力端と前記第２の電源線との間に設けられた第４スイッチング素子(Ty2)と、前記第２の電源線側で前記第４スイッチング素子(Ty2)に接続され、前記第４スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる第２電源供給部(Ed)と、前記第２の電源線側で前記第３スイッチング素子と接続された一端と、前記第２電源供給部の他端と接続される他端とを有し、充電されて前記第３スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる第２ブートコンデンサ(Cbx12)と、前記第２ブートコンデンサと前記第２の電源供給部の間で、カソードを前記第２ブートコンデンサに向けて配置される第４ダイオード(Dbx12)とを更に備える。

本発明にかかる電力変換装置の第１０の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置であって、前記第１の電源線(LH)側で前記第２スイッチング素子(Tx11)と接続する第３スイッチング素子(Tx12)と、カソードを前記第１の電源線に向けて前記第３スイッチング素子と並列に接続される第２ダイオード(Dx11)と、カソードを前記第２の電源線(LL)に向けて前記第２スイッチング素子と並列に接続される第３ダイオード(Dx12)とを更に備え、前記ブートコンデンサは前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子の接続点に共通して接続されて、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。

本発明にかかる電力変換装置の第１１の態様は、第１乃至５，８及び９のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記第２スイッチング素子(Tr1,Ts1,Tt1)は複数あって、前記第２スイッチング素子のいずれもが直接に前記第１の電源線(LH)に接続され、前記ブートコンデンサ(Cbx1)は前記複数の第２スイッチング素子のうち２つ以上の第２スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。

本発明にかかる電力変換装置の第１２の態様は、第１乃至第１１のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記電力変換部は、前記電源供給部(Cby1)の電圧を降圧して前記第１スイッチング素子(Ty1)の動作電源として機能させる電圧調整部(VAy1)を更に備える。

本発明にかかる電力変換装置の第１３の態様は、第１乃至第１２のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記第１スイッチング素子(Tu1,Tv1,Tw1)と前記電源供給部(Cbu1,Cbv1,Cbw1)とは複数あって、前記複数の電源供給部の一端は前記第２の電源線(LL)側でそれぞれ前記複数の第１スイッチング素子に接続され、前記ダイオード(Dbx11)は一の前記複数の電源供給部(Cbu1)の他端と前記ブートコンデンサ(Cbx1)の他端との間に設けられ、他の一の前記複数の電源供給部(Cbv1)の他端と前記ブートコンデンサの他端との間で、カソードを前記ブートコンデンサに向けて設けられたブートダイオード(Dbx12)をさらに備える。

本発明にかかる電力変換装置の第１４の態様は、第１乃至第１２のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記第１スイッチング素子(Tu1,Tv1,Tw1)と前記電源供給部(Cu1,Cv1,Cw1)とは複数あって、前記複数の電源供給部の一端は前記第２の電源線(LL)側でそれぞれ前記複数の第１スイッチング素子に接続され、前記ダイオード(Dx1)は前記第２スイッチング素子(Tx1)と前記第１の電源線(LH)との間に設けられる。

本発明にかかる電力変換装置の第１５の態様は、第１乃至第１４のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記電源供給部は第３ブートコンデンサ(Cby1)であって、前記出力端と前記第２電源線との間に設けられた第４スイッチング素子(Ty2)と、前記第２の電源線(LL)側で第４スイッチング素子に接続された一端と、他端とを有し、前記第４スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる直流電源（Ed）と、前記第３ブートコンデンサの前記他端と前記直流電源の前記他端との間で、アノードを前記直流電源側にカソードを前記第３ブートコンデンサ側にそれぞれ向けて設けられたダイオード(Dby1)とを備える。

本発明にかかる電力変換装置の第１及び第７の態様によれば、第１のスイッチング素子を導通させれば、電源供給部の一端はほぼ第１電源線の電位となり、電源供給部の他端の電位はほぼ第１電源線と電源供給部の直流電圧との和となる。よって電源供給部を電源としてブートコンデンサが充電される。

したがって、第３スイッチング素子の動作電源をインバータの第１スイッチング素子の動作電源から得ることができる。

しかも、通常運転時において第１スイッチング素子のみが導通したときに、電源供給部からブートコンデンサへと電流が流れ、以って前記ブートコンデンサの電圧低下を抑制できる。よって、ブートコンデンサとして静電容量の小さいコンデンサを用いることができる。

本発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、第３及び第４のスイッチング素子を、電流形コンバータの構成要素として用いることができる。

本発明にかかる電力変換装置の第３の態様によれば逆阻止用のダイオードを第３スイッチング素子と直列接続させる場合に比して、第３スイッチング素子を導通させて第２ブートコンデンサを充電する際の、逆阻止用のダイオードでの電圧降下を回避できる。

本発明にかかる電力変換装置の第４の態様によれば、第２及び第３のダイオードがそれぞれ第３及び第４のスイッチング素子について逆阻止能力を発揮する。よって、第３及び第４のスイッチング素子と第２及び第３ダイオードとを電流形コンバータの構成要素として機能させることができる。

しかも、第３スイッチング素子を導通させれば、ブートコンデンサから第２ブートコンデンサへと第２ダイオードおよび第３スイッチング素子を経由して電流が流れて、第２ブートコンデンサを充電することができる。

しかも、第２ダイオードは上記経路を通って第２ブートコンデンサが放電することを阻害する。以上のように第２ダイオードが電流形コンバータとしての逆阻止能力を発揮しつつ、第２ブートコンデンサの放電を防止することができる。よって、個別のダイオードを設けるよりも製造コストを低減できる。

本発明にかかる電力変換装置の第５の態様によれば、第２ブートコンデンサの充電経路に第３ダイオードが介在しないので、第２ブートコンデンサの両端電圧を高めることができる。

本発明にかかる電力変換装置の第６の態様によれば、ダイオードが第３スイッチング素子についての逆阻止能力を発揮する。よってダイオードと第３スイッチング素子とを電流形コンバータの構成要素として機能させることができる。しかも、ダイオードはブートコンデンサが電源供給部側へと放電することを阻害する。

以上のようにダイオードが電流形コンバータとしての逆阻止能力を発揮しつつ、ブートコンデンサの放電を防止することができる。よって、個別のダイオードを設けるよりも製造コストを低減できる。

本発明にかかる電力変換装置の第８の態様によれば、第２及び第３のスイッチング素子と第２及び第３のダイオードが双方向スイッチング素子を構成する。かかる構成において、第２のスイッチング素子を導通させることで第２のブートコンデンサを充電できる。各第２及び第３のスイッチング素子についての動作電源としてそれぞれブートコンデンサ及び第２のブートコンデンサを採用しているので製造コストを低減できる。

本発明にかかる電力変換装置の第９の態様によれば、第２及び第３のスイッチング素子と第２及び第３のダイオードが双方向スイッチング素子を構成する。かかる構成において、双方向スイッチング素子を導通させることで第２ブートコンデンサを充電できる。各第２及び第３のスイッチング素子についての動作電源としてそれぞれブートコンデンサ及び第２ブートコンデンサを採用しているので製造コストを低減できる。

本発明にかかる電力変換装置の第１０の態様によれば、第２及び第３のスイッチング素子と第２及び第３のダイオードが双方向スイッチング素子を構成する。かかる構成において、第２及び第３のスイッチング素子の動作電源として機能するので、各々にブートコンデンサが設けられる場合と比較して製造コストを低減できる。

本発明にかかる電力変換装置の第１１の態様によれば、第１電源線が複数の第３スイッチング素子の共通電位線として機能するので、一つのブートコンデンサが複数の第３スイッチング素子の動作電源として機能したとしても、複数の第３スイッチング素子の相互間において動作電圧の電位のばらつきを低減できる。

本発明にかかる電力変換装置の第１２の態様によれば、ブートコンデンサは電源供給部からダイオード及び第１スイッチング素子を経由して充電されるので、ブートコンデンサの両端電圧は電源供給部の電圧よりも低い。しかるに、電圧調整部が電源供給部の電圧を降圧するので、第１のスイッチング素子の動作電源と、第３のスイッチング素子の動作電源との差を低減できる。

本発明にかかる電力変換装置の第１３及び第１４の態様によれば、通常運転においてブートコンデンサの両端電圧を安定化することができる。

本発明にかかる電力変換装置の第１５の態様によれば、第１スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源としてブートコンデンサを採用しているので、直流電源を採用する場合に比べて製造コストを低減できる。

電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 コンバータとインバータとの概念的な構成の一例を示す図である。 コンバータとインバータとの概念的な構成の他の一例を示す図である。 コンバータとインバータとの概念的な構成の他の一例を示す図である。 クランプ回路とチョッパ回路との概念的な構成の一例を示す図である。 クランプ回路とインバータとの概念的な構成の一例を示す図である。 クランプ回路とインバータとの概念的な構成の他の一例を示す図である。 電力変換装置の概念的な構成の他の一例を示す図である。 コンバータとインバータとの概念的な構成の他の一例を示す図である。 コンバータとインバータとの概念的な構成の他の一例を示す図である。 コンバータとインバータとの概念的な構成の他の一例を示す図である。 コンバータとインバータとの概念的な構成の他の一例を示す図である。 コンバータとインバータとの概念的な構成の他の一例を示す図である。 コンバータとインバータとの概念的な構成の他の一例を示す図である。 コンバータとインバータとの概念的な構成の他の一例を示す図である。 コンバータとインバータとの概念的な構成の他の一例を示す図である。 コンバータとインバータとの概念的な構成の他の一例を示す図である。 コンバータとインバータとの概念的な構成の他の一例を示す図である。 コンバータとインバータとの概念的な構成の他の一例を示す図である。

第１の実施の形態．
＜電力変換装置の一例＞
図１に例示するように、本電力変換装置は、その構成要素としての電力変換部である、コンバータ１とクランプ回路２とインバータ３とを備えている。

コンバータ１には入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔが接続される。コンバータ１は入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される三相交流電圧を直流電圧に変換し、これを直流電源線ＬＨ，ＬＬに印加する。より具体的な構成について説明すると、コンバータ１は３つのｒ，ｓ，ｔ相についてのスイッチングレグを有している。ｒ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ２とダイオードＤｒ１，Ｄｒ２とを有している。ｓ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｓ１，Ｔｓ２とダイオードＤｓ１，Ｄｓ２とを有している。ｔ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｔ１，Ｔｔ２とダイオードＤｔ１，Ｄｔ２とを有している。この３つのスイッチングレグは直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に並列接続される。

スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する）は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタである。スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２は第１ないし第３電極を有している。スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２は第１電極と第２電極との間を流れる電流を導通／非導通する。第３電極には、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２の導通／非導通を制御するためのスイッチ信号（電圧信号や電流信号）が印加される。なお第１電極は上記スイッチ信号の基準（例えば電圧信号であれば基準電位）となる制御基準電極としても機能する。絶縁ゲートバイポーラトランジスタにおいては、第１ないし第３電極はそれぞれエミッタ電極、コレクタ電極、ゲート電極である。この点は他の後述するスイッチング素子にも適用される。

スイッチング素子Ｔｘ１とダイオードＤｘ１とは直流電源線ＬＨと入力端Ｐｘとの間で互いに直列接続される。スイッチング素子Ｔｘ１はそのエミッタ電極を直流電源線ＬＨ側に向けて配置され、ダイオードＤｘ１はそのアノードを入力端Ｐｘ側に向けて配置される。スイッチング素子Ｔｘ２とダイオードＤｘ２とは直流電源線ＬＬと入力端Ｐｘとの間で互いに直列接続される。スイッチング素子Ｔｘ２はそのエミッタ電極を入力端Ｐｘ側に向けて配置され、ダイオードＤｘ２はそのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。

かかるスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２へとスイッチ信号が与えられて、コンバータ１は三相交流電圧を直流電圧に変換する。これにより、直流電源線ＬＨには直流電源線ＬＬよりも高い電位が印加される。なお、ダイオードＤｘ１，Ｄｘ２はコンバータとしての逆阻止能力を発揮する。換言すれば、コンバータ１は電流形コンバータとして機能する。

インバータ３は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換して負荷４（例えばモータ）へと印加する。なお、図１の例示では、負荷４が抵抗とリアクトルの直列体を有する誘導性負荷として描画されている。

インバータ３は３つのｕ，ｖ，ｗ相についてのスイッチングレグを有している。ｕ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｕ１，Ｔｕ２とダイオードＤｕ１，Ｄｕ２とを有している。ｖ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｖ１，Ｔｖ２とダイオードＤｖ１，Ｄｖ２とを有している。ｗ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｗ１，Ｔｗ２とダイオードＤｗ１，Ｄｗ２とを有している。この３つのスイッチングレグは直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に並列接続される。

スイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２（但し、ｙはｕ，ｖ，ｗを代表する）は、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタである。スイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列接続される。スイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２のいずれもが、エミッタ電極を直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｙ１，Ｄｙ２はそれぞれスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２に並列接続される。ダイオードＤｙ１，Ｄｙ２のいずれもが、アノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。

スイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２の間に設けられた出力端Ｐｙは負荷４に接続される。

かかるスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２へとスイッチ信号が与えられて、インバータ３は直流電圧を交流電圧に変換する。ダイオードＤｙ１，Ｄｙ２はそれぞれスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２へと逆電流が流れることを防止し、またそれぞれスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２へと逆電圧が印加されることを防止する。

クランプ回路２はスイッチング素子Ｓ１とダイオードＤ１とコンデンサＣ１とを備えている。ダイオードＤ１とコンデンサＣ１とは直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列接続される。ダイオードＤ１はそのアノードを直流電源線ＬＨ側に向けて配置される。スイッチング素子Ｓ１は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタであって、ダイオードＤ１に並列に接続される。スイッチング素子Ｓ１はそのエミッタ電極を直流電源線ＬＨ側に向けて配置される。

かかるクランプ回路２によれば、インバータ３からの回生エネルギーをコンデンサＣ１で吸収することができる。また、クランプ回路２は、スイッチングによる直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の電圧上昇を吸収する、スナバ回路の効果も同時に併せ持つ。

またダイオードＤ１の整流機能により、コンデンサＣ１は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の電圧の最大値にクランプされ、また、スイッチング素子Ｓ１が非導通であればコンデンサＣ１からインバータ３へと電圧が供給されることはない。よって、コンデンサＣ１が充電され、スイッチング素子Ｓ１が非導通であるときには、スナバ・クランプ回路２は等価的に無視できる。したがってコンバータ１とインバータ３とを、直流電源線ＬＨ，ＬＬに平滑コンデンサ等の電力蓄積手段を有さない直接形電力変換装置として機能させることができる。一方、スイッチング素子Ｓ１へとスイッチ信号が与えられてこれが導通すると、コンデンサＣ１からインバータ３へと直流電圧を供給することができる。よって回生エネルギーを有効に利用することができる。なお、コンデンサＣ１は回生エネルギーを吸収する機能を有していればよいので、いわゆる平滑コンデンサほどの静電容量を必要とせず、小型のコンデンサを採用できる。

なお、負荷４が誘導性負荷でなければクランプ回路２は必須要件ではないが、実際の電力変換器では配線にインダクタンスが存在するため、設けた方が望ましい。

＜コンバータ１及びインバータ３のスイッチング素子の動作電源＞
次に、図２を参照して、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２，Ｔｙ１，Ｔｙ２へとスイッチ信号を出力するための動作電源について説明する。なお、図２の例示では、代表的に、コンバータ１の一つのスイッチングレグとインバータ３の一つのスイッチングレグについてのみ図示している。スナバ・クランプ回路２についての動作電源については後述する。

コンバータ１はスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２をそれぞれ駆動するドライブ回路Ｄｒｘ１，Ｄｒｘ２を有し、インバータ３はスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２をそれぞれ駆動するドライブ回路Ｄｒｙ１，Ｄｒｙ２を有している。ドライブ回路Ｄｒｘ１，Ｄｒｘ２，Ｄｒｙ１，Ｄｒｙ２はそれぞれスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２，Ｔｙ１，Ｔｙ２のゲート電極に接続される。

図２の例示では、ドライブ回路Ｄｒｙ２は直流電源Ｅｄから動作電源が供給される。直流電源Ｅｄの低電位側の一端は、スイッチング素子Ｔｙ２のエミッタ電極と、ドライブ回路Ｄｒｙ２とに接続される。直流電源Ｅｄの高電位側の一端はドライブ回路Ｄｒｙ２に接続される。

図２の例示では、ドライブ回路Ｄｒｙ１はブートコンデンサＣｂｙ１の両端電圧が動作電源として供給される。ブートコンデンサＣｂｙ１の一端はスイッチング素子Ｔｙ１のエミッタ電極と、ドライブ回路Ｄｒｙ１とに接続される。ブートコンデンサＣｂｙ１の他端はドライブ回路Ｄｒｙ１に接続される。なお、この内容は、ブートコンデンサＣｂｙ１が当該一端と当該他端との間で直流電圧を支持して、スイッチング素子Ｔｙ１へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する、と把握できる。この内容は他のブートコンデンサについても適用される。

またブートコンデンサＣｂｙ１の他端はダイオードＤｂｙ１を介して直流電源Ｅｄの高電位側の一端に接続される。ダイオードＤｂｙ１はアノードを直流電源Ｅｄ側に向けて配置される。ダイオードＤｂｙ１はブートコンデンサＣｂｙ１が直流電源Ｅｄ側へと放電することを防止する。

またスイッチング素子Ｔｙ１とは反対側でドライブ回路Ｄｒｙ１にレベルシフト回路ＬＳｙ１が接続される。レベルシフト回路ＬＳｙ１は、例えば図示しない共通の制御回路により作成されたスイッチ信号の電位レベルをドライブ回路Ｄｒｙ１の電位に合わせて適切にシフトさせて、これをドライブ回路Ｄｒｙ１へと与える。なお、後述する他のドライブ回路に接続されるレベルシフト回路についても同様であるので以下では詳細な説明は省略する。

ブートコンデンサＣｂｙ１は本電力変換装置の通常運転に先立って充電される。具体的には、スイッチング素子Ｔｙ２を導通させることでブートコンデンサＣｂｙ１が充電される。スイッチング素子Ｔｙ２の導通によって、直流電源ＥｄとダイオードＤｂｙ１とブートコンデンサＣｂｙ１とスイッチング素子Ｔｙ２とからなる直列回路Ａ１に電流が流れるからである。

以上のように、ドライブ回路Ｄｒｙ１の動作電源として直流電源を採用せずに、ブートコンデンサＣｂｙ１を採用しているので、製造コストを低減できる。

ドライブ回路Ｄｒｘ１にはブートコンデンサＣｂｘ１の両端電圧が動作電源として供給される。ブートコンデンサＣｂｘ１の一端はスイッチング素子Ｔｘ１のエミッタ電極とドライブ回路Ｄｒｘ１とに接続される。ブートコンデンサＣｂｘ１の他端はドライブ回路Ｄｒｘ１と、ダイオードＤｂｘ１を介してブートコンデンサＣｂｙ１の高電位側の一端に接続される。ダイオードＤｂｘ１はアノードをブートコンデンサＣｂｙ１に向けて配置される。ダイオードＤｂｘ１は、ブートコンデンサＣｂｘ１がブートコンデンサＣｂｙ１側へと放電することを防止する。

図２の例示ではドライブ回路Ｄｒｘ１にはレベルシフト回路ＬＳｘ１が接続される。

ブートコンデンサＣｂｘ１も電力変換装置の通常運転に先立って充電される。具体的にはスイッチング素子Ｔｙ１を導通させることでブートコンデンサＣｂｙ１に蓄えられた電荷を用いてブートコンデンサＣｂｘ１を充電することができる。スイッチング素子Ｔｙ１の導通によって、ブートコンデンサＣｂｙ１とダイオードＤｂｘ１とブートコンデンサＣｂｘ１とスイッチング素子Ｔｙ１とからなる直列回路Ａ２に電流が流れるからである。

なお、図２の例示のように、スイッチング素子Ｔｙ１の動作電源としてブートコンデンサＣｂｙ１が採用されていれば、ブートコンデンサＣｂｙ１の充電後にブートコンデンサＣｂｘ１の充電が実行される。ブートコンデンサＣｂｙ１の充電前にはスイッチング素子Ｔｙ１（より具体的にはドライブ回路Ｄｒｙ１）へと動作電源を供給できず、スイッチング素子Ｔｙ１を導通させることができないからである。この点は、後述する他のブートコンデンサについても同様である。

以上のように、ブートコンデンサＣｂｘ１は充電されて、スイッチング素子Ｔｘ１へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。したがってスイッチング素子Ｔｘ１について直流電源を設ける必要がなく、製造コストを低減できる。

しかもブートコンデンサＣｂｘ１は、インバータ３の上側に配置されたスイッチング素子Ｔｙ１についてのブートコンデンサＣｂｙ１を電源として充電される。これによって、ブートコンデンサＣｂｘ１がインバータ３の下側に配置されたスイッチング素子Ｔｙ２についての直流電源Ｅｄを電源として充電される場合に比して以下の効果を招来する。

ブートコンデンサＣｂｘ１が直流電源Ｅｄを電源として充電されるのであれば、図３に例示するように、ダイオードＤｂｘ１は直流電源Ｅｄの高電位側の一端とブートコンデンサＣｂｘ１の高電位端との間に接続されてもよい。即ち、ダイオードＤｂｘ１のアノードがダイオードＤｂｙ１のアノードと直流電源Ｅｄとの間に接続されてもよい。

しかしながら、この場合、ブートコンデンサＣｂｘ１を充電するにはスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２を同時に導通させる必要がある。かかる導通によって、直流電源ＥｄとダイオードＤｂｘ１とブートコンデンサＣｂｘ１とスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２とからなる直列回路Ａ４へと電流が流れてブートコンデンサＣｂｘ１が充電するからである。

しかしながら、インバータ３の通常運転において、スイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２は相互に排他的に導通し、これらが同時に導通することはない。これは、直流電源線ＬＨ，ＬＬが互いに短絡することで入力端Ｐｘからコンバータ１を経由して直流電源線ＬＨ，ＬＬに大電流が流れることを避けるためである。したがって図３の電力変換装置では、インバータ３の通常運転においてブートコンデンサＣｂｘ１は充電されない。

一方、図２の電力変換装置においては、スイッチング素子Ｔｙ１のみを導通してブートコンデンサＣｂｘ１を充電することができる。したがって、インバータ３の通常運転においてもスイッチング素子Ｔｙ１の導通の度に、ブートコンデンサＣｂｘ１を充電できる。したがって、ブートコンデンサＣｂｘ１が必要とする静電容量を低減できる。

また図２の例示では、ドライブ回路Ｄｒｘ２はブートコンデンサＣｂｘ２の両端電圧が動作電源として供給される。ブートコンデンサＣｂｘ２の一端はスイッチング素子Ｔｘ２のエミッタ電極とドライブ回路Ｄｒｘ２とに接続される。ブートコンデンサＣｂｘ２の他端はドライブ回路Ｄｒｘ２と、ダイオードＤｂｘ２を介してブートコンデンサＣｂｘ１の高電位側の一端とに接続される。ダイオードＤｂｘ２はそのカソードをブートコンデンサＣｂｘ２側に向けて配置される。ダイオードＤｂｘ２はブートコンデンサＣｂｘ２がブートコンデンサＣｂｘ１側へと向かって放電することを防止する。

図２の例示ではドライブ回路Ｄｒｘ２にはレベルシフト回路ＬＳｘ２が接続される。

このブートコンデンサＣｂｘ２も電力変換装置の通常運転に先立って充電される。例えば、ブートコンデンサＣｂｘ１の充電後にブートコンデンサＣｂｘ２の充電が実行される。具体的にはスイッチング素子Ｔｘ１を導通させることでブートコンデンサＣｂｘ２を充電することができる。スイッチング素子Ｔｘ１の導通によって、ブートコンデンサＣｂｘ１とダイオードＤｂｘ２とブートコンデンサＣｂｘ２とスイッチング素子Ｔｘ１とからなる直列回路Ａ３に電流が流れるからである。

以上のように、スイッチング素子Ｔｘ２についての動作電源として直流電源を用いないので、製造コストを低減できる。なお、コンバータ１の通常運転において、スイッチング素子Ｔｘ１が導通するので、ブートコンデンサＣｂｘ２は通常運転中も充電される。したがって、ブートコンデンサＣｂｘ２が必要とする静電容量を低減することができる。

また図２の例示では、ブートコンデンサＣｂｘ１はブートコンデンサＣｂｙ１を電源として充電されるので、このときブートコンデンサＣｂｙ１の両端電圧は低下する。同じくブートコンデンサＣｂｘ２の充電に際してブートコンデンサＣｂｘ１の両端電圧は低下する。よって、通常運転に先立つ充電動作において、上述した各ブートコンデンサＣｂｘ１，Ｃｂｘ２，Ｃｂｙ１の充電動作を繰り返し行うことが望ましい。これにより、各ドライブ回路Ｄｒｘ１，Ｄｒｙ１の消費電流によるブートコンデンサＣｂｘ１，Ｃｂｙ１の電圧低下を回復するとともに、ブートコンデンサＣｂｘ２の充電に起因にしたブートコンデンサＣｂｘ１の電圧低下を回復でき、同じく、ブートコンデンサＣｂｘ１の充電に起因したブートコンデンサＣｂｙ１の電圧低下を回復できる。

またブートコンデンサＣｂｙ１に所望の電圧を充電した後は、通常運転前であれば、スイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２を同時に導通させてもよい。これにより、ブートコンデンサＣｂｙ１の電圧低下を抑制しつつ、ブートコンデンサＣｂｘ１を充電できる。なお、このとき、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２はノーマリオフのスイッチング素子である。これにより、直流電源線ＬＨ，ＬＬの短絡によってコンバータ１に大電流が流れることを防止できる。

同じくブートコンデンサＣｂｙ１，Ｃｂｘ１に所望の電圧を充電した後は、通常運転前であれば、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｙ１，Ｔｙ２を同時に導通させてもよい。これによりブートコンデンサＣｂｙ１，Ｃｂｘ１の電圧低下を抑制しつつ、ブートコンデンサＣｂｘ２を充電できる。

また、図２の例示では、ブートコンデンサＣｂｘ２がブートコンデンサＣｂｘ１を電源として充電されているが、ブートコンデンサＣｂｙ１を電源として充電されてもよい。即ち、図４に例示するように、ダイオードＤｂｘ２のアノードが、ブートコンデンサＣｂｙ１の高電位側の一端と接続されてもよい。この場合、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｙ１を同時に導通させることでブートコンデンサＣｂｘ２を充電することができる。かかる導通によって、ブートコンデンサＣｂｙ１とダイオードＤｂｘ２とブートコンデンサＣｂｘ２とスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｙ１とからなる直列回路Ａ５に電流が流れるからである。

以上のように、スイッチング素子Ｔｘ２について直流電源を採用しないので製造コストを低減できる。また通常運転においてスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｙ１は同時に導通し得るので、通常運転中にもブートコンデンサＣｂｘ２は充電され得る。

なお、図２の例示では、スイッチング素子Ｔｙ１についてもブートコンデンサＣｂｙ１から動作電源を得ているが、直流電源から得てもよい。また同様に、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２のいずれもがブートコンデンサＣｂｘ１，Ｃｂｘ２から動作電源を得ているが、これに限らない。要するに、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｘ２のいずれか一つについてブートコンデンサを用いれば、製造コストは低減でき、しかも通常運転中にこのブートコンデンサを充電できるので静電容量の小さいものを採用できる。

また、コンバータ１は三相のコンバータとして、インバータ３は三相のインバータとしてそれぞれ説明されたが、これに限らない。またインバータ３は必須要件ではない。要するに、直流電源線ＬＨと出力端との間にスイッチング素子と、かかる直流電源線側でスイッチング素子に接続されて動作電源として機能する電源供給部とが設けられていればよい。この点は後述する他の実施の形態でも同様である。

例えば図５に示す降圧形のチョッパ回路３０であってもよい。かかるチョッパ回路３０は例えばコンバータ１の出力に接続されて直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を降圧して出力端Ｐ１，Ｐ２から出力することができる。以下の説明においては、本実施の形態に関連する部分についてのみ説明する。

チョッパ回路３０は直流電源線ＬＨと出力端Ｐ１との間に設けられたスイッチング素子Ｓ３０を備えている。スイッチング素子Ｓ３０は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタであって、エミッタ電極を出力端Ｐ１側に向けて配置される。スイッチング素子Ｓ３０は直流電源Ｅｄが動作電源として供給される。直流電源Ｅｄの低電位側の一端は直流電源線ＬＬ側でスイッチング素子Ｓ３０と接続される。ドライブ回路Ｄｒ３０とレベルシフト回路ＬＳ３０については他のドライブ回路とレベルシフト回路と同様であるので説明を省略する。

直流電源Ｅｄの高電位側の一端はダイオードＤｂｘ１を介してブートコンデンサＣｂｘ１の高電位側の一端に接続される。ダイオードＤｂｘ１はそのアノードを直流電源Ｅｄに向けて設けられる。このような電力変換装置においてスイッチング素子Ｓ３０を導通させることで、直流電源ＥｄとダイオードＤｂｘ１とブートコンデンサＣｂｘ１とスイッチング素子Ｓ３０とからなる直列回路Ａ３０に電流が流れる。よってブートコンデンサＣｂｘ１が充電される。

＜クランプ回路２のスイッチング素子の動作電源＞
次に、図６の例示を参照して、スイッチング素子Ｓ１の動作電源について説明する。図６の例示では、コンバータ１の図示を省略し、インバータ３については一つのスイッチングレグのみ図示している。またスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２についての動作電源については図２を参照した説明と同様である。

クランプ回路２はスイッチング素子Ｓ１を駆動するドライブ回路Ｄｒｓ１を有している。ドライブ回路Ｄｒｓ１はスイッチング素子Ｓ１のゲート電極に接続される。ドライブ回路Ｄｒｓ１にはレベルシフト回路ＬＳ１が接続される。

ドライブ回路Ｄｒｓ１はブートコンデンサＣｂ１の両端電圧が動作電源として供給される。ブートコンデンサＣｂ１の一端はスイッチング素子Ｓ１のエミッタ電極とドライブ回路Ｄｒｓ１とに接続されている。ブートコンデンサＣｂ１の他端はドライブ回路Ｄｒｓ１と、ダイオードＤｂ１を介してブートコンデンサＣｂｙ１の高電位側の一端とに接続されている。ダイオードＤｂ１はアノードをブートコンデンサＣｂｙ１側に向けて配置される。ダイオードＤｂ１は、ブートコンデンサＣｂ１がブートコンデンサＣｂｙ１側へと放電することを防止する。

ブートコンデンサＣｂ１は例えば電力変換装置の通常運転に先立って充電される。具体的にはスイッチング素子Ｔｙ１を導通させることでブートコンデンサＣｂｙ１に蓄えられた電荷を用いてブートコンデンサＣｂ１を充電することができる。スイッチング素子Ｔｙ１の導通によって、ブートコンデンサＣｂｙ１とダイオードＤｂ１とブートコンデンサＣｂ１とスイッチング素子Ｔｙ１とからなる直列回路Ａ６に電流が流れるからである。なお、スイッチング素子Ｓ１はインバータ３側からの回生エネルギーがコンデンサＣ１に溜まってから導通させる。よって、必ずしも通常運転に先立ってブートコンデンサＣｂ１が充電される必要はなく、通常運転中に充電されてもよい。

以上のように、ブートコンデンサＣｂ１は充電されて、スイッチング素子Ｓ１へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。したがってスイッチング素子Ｓ１について直流電源を設ける必要がなく、製造コストを低減できる。

しかも、図２，４のブートコンデンサＣｂｘ１と同様に、スイッチング素子Ｔｙ１のみを導通させればブートコンデンサＣｂ１を充電できる。よって、インバータ３の通常運転においてもブートコンデンサＣｂ１を充電でき、以ってブートコンデンサＣｂ１が必要とする静電容量を低減できる。

また図７に例示するように、クランプ回路２はコンデンサＣ１，Ｃ２とスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２とダイオードＤ１〜Ｄ３とを備えていてもよい。コンデンサＣ１，Ｃ２とダイオードＤ１は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列に接続されている。ダイオードＤ１はそのアノードを直流電源線ＬＨ側に向けてコンデンサＣ１，Ｃ２の間に設けられている。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタである。スイッチング素子Ｓ１とダイオードＤ２とは互いに直列に接続される。スイッチング素子Ｓ１とダイオードＤ２との直列体は直流電源線ＬＨとダイオードＤ１のカソードとの間に設けられる。スイッチング素子Ｓ１はそのエミッタ電極を、ダイオードＤ２はそのカソードを、それぞれ直流電源線ＬＨ側に向けて配置される。スイッチング素子Ｓ２とダイオードＤ３とは互いに直列に接続される。スイッチング素子Ｓ２とダイオードＤ３との直列体は直流電源線ＬＬとダイオードＤ１のアノードとの間に接続される。スイッチング素子Ｓ２はそのコレクタ電極を、ダイオードＤ３はそのアノードを、それぞれ直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。

かかるクランプ回路２によれば、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が非導通のときにコンデンサＣ１，Ｃ２は互いに直列状態で充電される。よって、１つのコンデンサＣ１が充電される場合に比べて，コンデンサＣ１，Ｃ２の耐圧を低減できる。またスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が導通すれば、コンデンサＣ１，Ｃ２は互いに並列状態で放電する。

クランプ回路２は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をそれぞれ駆動するドライブ回路Ｄｒｓ１，Ｄｒｓ２を備えている。ドライブ回路Ｄｒｓ１，Ｄｒｓ２はそれぞれスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のゲート電極に接続される。ドライブ回路Ｄｒｓ１，Ｄｒｓ２にはそれぞれレベルシフト回路ＬＳ１，ＬＳ２が接続される。

ドライブ回路Ｄｒｓ１の動作電源については図６のクランプ回路２と同様である。よって、スイッチング素子Ｓ１についての動作電源として直流電源を採用する必要がなく、製造コストを低減できる。また、通常運転中でもブートコンデンサＣｂ１が充電される。

ドライブ回路Ｄｒ２は直流電源Ｅｄ２から動作電源が供給される。直流電源Ｅｄ２はその低電位側の一端がスイッチング素子Ｓ２のエミッタ電極に接続される。ここではドライブ回路Ｄｒｓ２の動作電源としてブートコンデンサを採用していない。これは次の理由による。即ち、直流電源Ｅｄ２をブートコンデンサＣｂ２に置き換え、ブートコンデンサＣｂ２とブートコンデンサＣｂ１をダイオードで繋いだ回路を想定する。すると、ブートコンデンサＣｂ１，Ｃｂ２とコンデンサＣ１とが常に短絡する。かかる短絡により、ブートコンデンサＣｂ１，Ｃｂ２の両方もしくは片方に過大な電圧が分圧されて、ブートコンデンサＣｂ１，Ｃｂ２が所望の電圧を得ることが阻害される。

なお、クランプ回路２のスイッチング素子に対してブートコンデンサを設ける場合は、コンバータ１は必須要件ではない。また、コンバータ１及びクランプ回路２が設けられて、かつ、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｔｘ１のエミッタが共通電位（例えば直流電源線ＬＨ）に接続されているのであれば、これらが有するスイッチング素子のいずれか一つに対してブートコンデンサが設けられていればよい。

＜電力変換装置の他の一例＞
図８の電力変換装置は図１の電力変換装置と比較してコンバータ１の構成が相違している。なお、図８の例示ではクランプ回路２として図１のクランプ回路２が採用されているが、この構成に限るものではなく、例えば図７のクランプ回路２が採用されてもよい。また、クランプ回路２が設けられていなくても構わない。

コンバータ１はｒ，ｓ，ｔ相のスイッチングレグを備えている。ｒ相のスイッチングレグはスイッチング素子ＴｒとダイオードＤｒ１〜Ｄｒ４とを備えている。ｓ相のスイッチングレグはスイッチング素子ＴｓとダイオードＤｓ１〜Ｄｓ４とを備えている。ｔ相のスイッチングレグはスイッチング素子ＴｔとダイオードＤｔ１〜Ｄｔ４とを備えている。ｒ，ｓ，ｔ相のスイッチングレグは直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に並列接続される。

スイッチング素子Ｔｘ（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する）は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタである。スイッチング素子ＴｘとダイオードＤｘ１，Ｄｘ２とは直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列接続される。ダイオードＤｘ１はスイッチング素子Ｔｘに対して直流電源線ＬＨ側に、ダイオードＤｘ２はスイッチング素子Ｔｘに対して直流電源線ＬＬ側にそれぞれ配置される。スイッチング素子Ｔｘはエミッタ電極を、ダイオードＤｘ１，Ｄｘ２はカソードを、それぞれ直流電源線ＬＨに向けて配置される。ダイオードＤｘ１，Ｄｘ２はコンバータ１としての逆阻止能力を発揮する。ダイオードＤｘ３のアノードはスイッチング素子ＴｘとダイオードＤｘ１との間に、そのカソードは入力端Ｐｘにそれぞれ接続される。ダイオードＤｘ４のアノードは入力端Ｐｘに、そのカソードはスイッチング素子ＴｘとダイオードＤｘ２との間に接続される。

かかるコンバータ１によれば、スイッチング素子の数を低減することができるので製造コストを低減できる。

＜コンバータ１のスイッチング素子の動作電源＞
次に、図９を参照して、スイッチング素子Ｔｘ，Ｔｙ１，Ｔｙ２の動作電源について説明する。なお、図９の例示では、代表的に、コンバータ１の一つのスイッチングレグとインバータ３の一つのスイッチングレグについてのみ図示している。またスイッチング素子Ｔｙ１，Ｔｙ２の動作電源については図１を参照した説明と同様であるので説明を省略する。

コンバータ１はスイッチング素子Ｔｘを駆動するドライブ回路Ｄｒｘを有している。ドライブ回路Ｄｒｘはスイッチング素子Ｔｘのゲート電極に接続される。ドライブ回路Ｄｒｘにはレベルシフト回路ＬＳｘが接続される。

ドライブ回路ＤｒｘにはブートコンデンサＣｂｘの両端電圧が動作電源として供給される。ブートコンデンサＣｂｘの一端はスイッチング素子Ｔｘのエミッタ電極とドライブ回路Ｄｒｘとに接続される。ブートコンデンサＣｂｘの他端はドライブ回路Ｄｒｘと、ダイオードＤｂｘを介してブートコンデンサＣｂｙ１の高電位側の一端に接続される。ダイオードＤｂｘはそのカソードをブートコンデンサＣｂｘに向けて配置される。ダイオードＤｂｘは、ブートコンデンサＣｂｘがブートコンデンサＣｂｙ１側へと放電することを防止する。

ブートコンデンサＣｂｘは電力変換装置の通常運転に先立って充電される。具体的にはスイッチング素子Ｔｙ１を導通させることでブートコンデンサＣｂｘを充電することができる。スイッチング素子Ｔｙ１の導通によって、ブートコンデンサＣｂｙ１，ＣｂｘとダイオードＤｂｘ，Ｄｘ１とスイッチング素子Ｔｙ１とからなる直列回路Ａ７に電流が流れるからである。以上のように、スイッチング素子Ｔｘについて直流電源を用いる必要がないので、製造コストを低減できる。しかも通常運転中においてもスイッチング素子Ｔｙ１の導通毎にブートコンデンサＣｂｘを充電できるので、ブートコンデンサＣｂｘが必要とする静電容量を低減できる。

第２の実施の形態．
第１の実施の形態では、各スイッチング素子の動作電源の電圧についてばらつきが生じえる。また、後段の動作電源ほど電圧が低くなってしまう。

例えば図２を参照して、ブートコンデンサＣｂｙ１は直流電源Ｅｄを電源としてダイオードＤｂｙ１とスイッチング素子Ｔｙ２とを経由して充電される。よってブートコンデンサＣｂｙ１の両端電圧は直流電源Ｅｄの電圧に比べて、ダイオードＤｂｙ１の順方向電圧とスイッチング素子Ｔｙ２のエミッタ−コレクタ間の電圧の和の分だけ、小さい。同じく、ブートコンデンサＣｂｘ１の両端電圧はブートコンデンサＣｂｙ１の両端電圧に比べて、ダイオードＤｂｘ１の順方向電圧とスイッチング素子Ｔｙ１のエミッタ−コレクタ間の電圧との和の分だけ、小さい。同じく、ブートコンデンサＣｂｘ２の両端電圧はブートコンデンサＣｂｘ１の両端電圧に比べて、ダイオードＤｂｘ２，Ｄｘ１の順方向電圧とスイッチング素子Ｔｘ１のエミッタ−コレクタ間の電圧との和の分、小さい。

またここでは説明の簡単のため、ダイオードＤｂｙ２，Ｄｂｘ１，Ｄｂｘ２，Ｄｘ１の順方向電圧は相互に等しく、スイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｙ１，Ｔｙ２のエミッタ−コレクタ間の電圧は相互に等しいと仮定する。かかる仮定の下では、直流電源Ｅｄの電圧が最も高く、次いでブートコンデンサＣｂｙ２の両端電圧が高く、次いでブートコンデンサＣｂｘ１の両端電圧が高く、ブートコンデンサＣｂｘ２の両端電圧が最も低い。より具体的には各両端電圧は次式で表される。

Ｖｃｂｙ１＝Ｖｅｄ−Ｖｆ−Ｖｃｅ ・・・（１）
Ｖｃｂｘ１＝Ｖｃｂｙ１−Ｖｆ−Ｖｃｅ＝Ｖｅｄ−２Ｖｆ−２Ｖｃｅ ・・・（２）
Ｖｃｂｘ２＝Ｖｃｂｘ１−２Ｖｆ−Ｖｃｅ＝Ｖｅｄ−４Ｖｆ−３Ｖｃｅ ・・・（３）

ここで、Ｖｅｄ，Ｖｃｂｘ１，Ｖｃｂｘ２，Ｖｃｂｙ１はそれぞれ直流電源Ｅｄ、ブートコンデンサＣｂｘ１，Ｃｂｘ２，Ｃｂｙ１の両端電圧である。ＶｆはダイオードＤｂｙ１，Ｄｂｘ１，Ｄｂｘ２，Ｄｘ１の順方向電圧である。Ｖｃｅはスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｙ１，Ｔｙ２のエミッタ−コレクタ間の電圧である。

かかる動作電源についての電圧のばらつきを解消できれば例えば同じスイッチング素子を採用することができ、各スイッチング素子のスイッチング特性などのばらつきも小さくできる。そこで、第２の実施の形態では各スイッチング素子の動作電圧のばらつきを低減する。

まず、図１の電力変換装置に対応して説明する。図１０に例示するように、本電力変換装置は電圧調整回路ＶＡｙ１，ＶＡｙ２，ＶＡｘ１をさらに有している。なお、図１０の例示では、代表的に、コンバータ１の一つのスイッチングレグとインバータ３の一つのスイッチングレグについてのみ図示している。

電圧調整回路ＶＡｘ１はブートコンデンサＣｂｘ１の例えば高電位側の一端とドライブ回路Ｄｒｘ１との間に接続される。電圧調整回路ＶＡｘ１は例えば抵抗であって、ブートコンデンサＣｂｘ１の両端電圧を降圧して動作電源としてドライブ回路Ｄｒｘ１に供給する。より具体的な一例として、ブートコンデンサＣｂｘ１の両端電圧を、電圧Ｖｆの２倍と電圧Ｖｃｅとの和の分だけ、降圧して動作電源として供給する。これによりドライブ回路Ｄｒｘ１，Ｄｒｘ２へ供給される動作電源を等しくできる（式（２）と式（３）参照）。

電圧調整回路ＶＡｙ１はブートコンデンサＣｂｙ１の低電位側または高電位側の一端とドライブ回路Ｄｒｙ１との間に接続される。電圧調整回路ＶＡｙ１は例えば抵抗であって、ブートコンデンサＣｂｙ１の両端電圧を降圧して動作電源としてドライブ回路Ｄｒｙ１に供給する。より具体的には、ブートコンデンサＣｂｙ１の両端電圧を、電圧Ｖｆの３倍と電圧Ｖｃｅの２倍との和の分、降圧して動作電源として供給する。

電圧調整回路ＶＡｙ２は直流電源Ｅｄの高電位側の一端とドライブ回路Ｄｒｙ２との間に接続される。電圧調整回路ＶＡｙ２は例えば抵抗であって、直流電源Ｅｄの電圧を降圧して動作電源としてドライブ回路Ｄｒｙ２に供給する。より具体的には、直流電源Ｅｄの電圧を、電圧Ｖｆの４倍と電圧Ｖｃｅの３倍との和の分、降圧して動作電源として供給する。

各電圧調整回路ＶＡｘ１，ＶＡｙ１，ＶＡｙ２によって、ドライブ回路Ｄｒｘ１，Ｄｒｘ２，Ｄｒｙ１，Ｄｒｙ２の動作電圧を相互に等しくすることができる。

図４の電力変換装置に対しても、図１１に例示するように、電圧調整回路ＶＡｘ１，ＶＡｙ１，ＶＡｙ２が設けられる。ただし、各ブートコンデンサＣｂｙ１，Ｃｂｘ１，Ｃｂｘ２の両端電圧Ｖｃｂｙ１，Ｖｃｂｘ１，Ｖｃｂｘ２は次式で表される。

Ｖｃｂｙ１＝Ｖｅｄ−Ｖｆ−Ｖｃｅ ・・・（４）
Ｖｃｂｘ１＝Ｖｃｂｙ１−Ｖｆ−Ｖｃｅ＝Ｖｅｄ−２Ｖｆ−２Ｖｃｅ ・・・（５）
Ｖｃｂｘ２＝Ｖｃｂｙ１−２Ｖｆ−２Ｖｃｅ＝Ｖｅｄ−３Ｖｆ−３Ｖｃｅ・・・（６）

したがって、電圧調整回路ＶＡｙ２の電圧降下を電圧Ｖｆの３倍と電圧Ｖｃｅの３倍との和とし、電圧調整回路ＶＡｙ１の電圧降下を電圧Ｖｆの２倍と電圧Ｖｃｅの２倍との和とし、電圧調整回路ＶＡｘ１の降下電圧を電圧Ｖｆと電圧Ｖｃｅの和とすることが望ましい。これによって、ドライブ回路Ｄｒｘ１，Ｄｒｘ２，Ｄｒｙ１，Ｄｒｙ２の動作電圧を相互に等しくすることができる。

また、図１０の電力変換装置に比べて、電圧調整回路ＶＡｘ１で降下させる電圧が小さいので、電圧調整回路ＶＡｘ１で生じる消費電力を低減できる。

また図８，９の電力変換装置に対しては，図１２に例示するように、ブートコンデンサＣｂｙ１と直流電源Ｅｄに対してそれぞれ電圧調整回路ＶＡｙ１，ＶＡｙ２を設ければよい。またこのとき電圧調整回路ＶＡｙ２の電圧降下を電圧Ｖｆの３倍と電圧Ｖｃｅの２倍との和とし、電圧調整回路ＶＡｙ１の電圧降下を電圧Ｖｆの２倍と電圧Ｖｃｅとの和とすればよい。この点は、図６，７の電力変換装置に対しても同様である。

なお、この電圧調整回路はここで提示した形態に限るものではない。例えばブートコンデンサの電圧を分圧する形態や、ツェナーダイオードにより一定電圧を得る形態であっても構わない。また、ブートコンデンサの両端にレギュレータの入力を接続し、レギュレータの出力をドライブ回路に接続するような形態であっても構わない。

第３の実施の形態．
図１，２において、スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｓ１，Ｔｔ１は直接に直流電源線ＬＨと接続されている。換言すれば、ダイオードＤｒ１，Ｄｓ１，Ｄｔ１がそれぞれスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｓ１，Ｔｔ１よりも入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ側に位置している。これによって直流電源線ＬＨがスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｓ１，Ｔｔ１の共通電位として機能する。よって、一のブートコンデンサを、３つのスイッチング素子Ｔｘ１へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能させることができる。即ち、３つのスイッチング素子Ｔｘ１をそれぞれ駆動する３つのドライブ回路Ｄｒｘ１は、一つのブートコンデンサの両端電圧が動作電源として供給される。これによって、ブートコンデンサの個数を低減することができる。

さらにかかる一つのブートコンデンサが図１，４のクランプ回路２のスイッチング素子Ｓ１へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能してもよい。また図７のクランプ回路２においてスイッチング素子Ｓ１が直接に直流電源線ＬＨと接続されているのであれば、上記の一つのブートコンデンサを、このスイッチング素子Ｓ１へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能させることができる。

他方、スイッチング素子Ｔｘ１についてのブートコンデンサを共通化しないのであれば、例えば図１３に例示するように、ダイオードＤｘ１がスイッチング素子Ｔｘ１に対して直流電源線ＬＨ側に設けられてもよい。より詳細には、ダイオードＤｘ１が、スイッチング素子Ｔｘ１とブートコンデンサＣｂｘ１とドライブ回路Ｄｒｘ１との接続点よりも直流電源線ＬＨ側に設けられてもよい。

第４の実施の形態．
図１，２，４の例示では、スイッチング素子Ｔｘ１とダイオードＤｘ１とが相互に直列接続されているが、これらの機能を一つのスイッチング素子で実現してもよい。例えばメサ型又は分離阻止型の逆阻止絶縁ゲートバイポーラトランジスタを採用してもよい。なお、かかるスイッチング素子は逆阻止構造を持つと把握できる。

かかるスイッチング素子を採用することで、充電経路（直列回路Ａ３，Ａ５）におけるダイオードＤｘ１の順方向電圧による電圧降下を回避できる。よって、ブートコンデンサＣｂｘ２の両端電圧を高めることができる。

本実施の形態に第３の実施の形態を適用することを考察する。ブートコンデンサＣｂｘ２のダイオードＤｘ１の順方向電圧による電圧降下を回避するので、各電圧調整回路ＶＡｘ１，ＶＡｙ１，ＶＡｙ２の電圧降下はそれぞれ電圧Ｖｆの分だけ、増大させればよい。

また、図１１に例示する回路でも、同様の効果が期待できる。

第５の実施の形態．
図２，４の電力変換装置においてダイオードＤｂｘ２は設けられていなくても構わない。ブートコンデンサＣｂｘ２の充電経路（直列回路Ａ３，Ａ５）上にダイオードＤｘ１が設けられているので、かかるダイオードＤｘ１はブートコンデンサＣｂｘ２がブートコンデンサＣｂｘ１側へと放電することを防止できる。換言すれば、ダイオードＤｘ１はコンバータとしての逆阻止能力を発揮すると共に、ブートコンデンサＣｂｘ２の充電経路を介した放電を防止できる。したがって、個別にダイオードＤｘ１，Ｄｂｘ２を設ける場合と比べて、ダイオードの個数を低減でき、ひいては製造コストを低減できる。

なお図１３の電力変換装置において、ブートコンデンサＣｂｘ１の充電経路（図１３における直列回路Ａ２）上にダイオードＤｘ１が介在する。よって、ダイオードＤｘ１が直列回路Ａ２上においてダイオードＤｂｘ１の機能を果たす。しかしながら、ダイオードＤｂｘ１は設けられていることが望ましい。これは通常運転において、ダイオードＤｘ１を経由しない経路でブートコンデンサＣｂｘ１がブートコンデンサＣｂｙ１側へと放電し得るからである。以下、詳述する。

説明の簡単のために、ブートコンデンサＣｂｘ１，Ｃｂｙ１には電圧Ｖｃが充電されており、且つ各スイッチング素子及び各ダイオードの電圧降下は零と仮定する。また直流電源線ＬＬに印加される電位を零と仮定する。

例えば入力端Ｐｒに印加される相電圧Ｖｒが入力端Ｐｓに印加される相電圧Ｖｓよりも大きく、スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｓ２が導通している場合を例に挙げて図１を参照して説明する。但し、図１においてスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｓ１，Ｔｔ１とダイオードＤｒ１，Ｄｓ１，Ｄｔ１の配置は逆である。スイッチング素子Ｔｓ２の導通により、入力端Ｐｓは電源線ＬＬと接続される。また、スイッチング素子Ｔｒ１の導通により、入力端Ｐｒは電源線ＬＨと接続される。これにより、直流電源線ＬＨと直流電源線ＬＬ間の電位差は相電圧Ｖｒ，Ｖｓの差、即ち線間電圧Ｖｒｓ（＞０）となる。

次に、図１３において符号ｘを符号ｒに置き換えて把握する。スイッチング素子Ｔｒ１が導通しているので、エミッタ電極とコレクタ電極との電位は互いに等しい。よってブートコンデンサＣｂｒ１の低電位側の電位は線間電圧Ｖｒｓである。ブートコンデンサＣｂｒ１の電圧Ｖｃを考慮して、ブートコンデンサＣｂｒ１の高電位側の電位は線間電圧Ｖｒｓと電圧Ｖｃとの和である。

このときスイッチング素子Ｔｙ２が導通すると、ブートコンデンサＣｂｙ１の低電位側の電位は零であり、その高電位側の電位は電圧Ｖｃである。よって、ブートコンデンサＣｂｒ１の高電位側の電位（Ｖｃ＋Ｖｒｓ）がブートコンデンサＣｂｙ１の高電位側の電位（Ｖｃ）よりも高くなる。したがって、このとき、ダイオードＤｒ１を経由しない経路でブートコンデンサＣｂｒ１がブートコンデンサＣｂｙ１へと放電し得る。

ダイオードＤｂｒ１はかかる放電を防止することができるので、ダイオードＤｂｒ１は設けられていることが望ましい。なお、通常運転時の放電を防止するという観点では、ダイオードＤｂｒ１はブートコンデンサＣｂｙ１から、ダイオードＤｘ１とスイッチング素子Ｔｘ１との間の接続点までに設けられればよい。

図９の電力変換装置においては、ダイオードＤｂｘは設けられていなくても構わない。ダイオードＤｘ１が直列回路Ａ７においてダイオードＤｂｘ１の機能を実現し、しかも通常運転においては、ダイオードＤｘ３がブートコンデンサＣｂｘの放電を防止するからである。これにより、ダイオードの個数を低減でき、以って製造コストを低減できる。

なお、以上の内容（特に図９の電力変換装置）から、ブートコンデンサＣｂｘ（或いはブートコンデンサＣｂｘ１，Ｃｂｘ２）からの放電を防ぐダイオード（ダイオードＤｂｘ或いはダイオードＤｘ１）は、ブートコンデンサＣｂｙ１の高電位側の一端からブートコンデンサＣｂｘ１を経由して直流電源線ＬＨへと至るまでの経路に設けられる、と把握できる。この把握は、図１乃至図７の電力変換装置のいずれにも適用される。

第６の実施の形態．
図１，２，４の電力変換装置において、ダイオードＤｘ２はスイッチング素子Ｔｘ２に対して直流電源線ＬＬ側に設けられている。より具体的には、スイッチング素子Ｔｘ２とドライブ回路Ｄｒｘ２とブートコンデンサＣｂｘ２とが共通して接続される点よりも直流電源線ＬＬ側に設けられている。これにより、ブートコンデンサＣｂｘ２の充電経路（直列回路Ａ３，Ａ５）上にダイオードＤｘ２が介在しない。よって、ブートコンデンサＣｂｘ２の充電に際して、ダイオードＤｘ２の順方向電圧による電圧低下を招かない。換言すればブートコンデンサＣｂｘ２の両端電圧を高めることができる。

他方、ブートコンデンサＣｂｘ２の両端電圧を高める効果を期待しないのであれば、図１３に例示するように、ダイオードＤｘ２がスイッチング素子Ｔｘ２よりも入力端Ｐｘ側に設けられても構わない。より具体的には、ダイオードＤｘ２が、スイッチング素子Ｔｘ２とブートコンデンサＣｂｘ２とドライブ回路Ｄｒｘ２との接続点よりも入力端Ｐｘ側に設けられてもよい。

第７の実施の形態．
ここでは、ブートコンデンサやスイッチング素子の性能について考察する。各スイッチング素子を導通できる値（オン電圧）以上の電圧が通常運転の期間に渡って、それぞれブートコンデンサに充電されているように、各ブートコンデンサの静電容量が設定される。またスイッチング素子Ｔｘ１，Ｔｙ１，Ｔｙ２，Ｓ３０としてはそれぞれブートコンデンサＣｂｘ２，Ｃｂｘ１，Ｃｂｙ１，Ｃｂ１，Ｃｂｘを十分に充電できる程度の導通期間を確保できるものが採用される。

このようなブートコンデンサの選定は、各スイッチング素子のオン電圧、各スイッチング素子のオンにより消費される電荷量、各ドライブ回路の消費電流、コンバータ１及びインバータ３の制御方式などを勘案して行われる。

第８の実施の形態．
図１４に例示する電力変換装置はクランプ回路２の有無およびコンバータ１の構成という点で図１に示す電力変換装置と相違している。本電力変換装置はクランプ回路２を備えていない。これは後述するように、コンバータ１が入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ側（以下、電源側とも呼ぶ）へと回生可能な構成を有しているからであるが、動作異常時の保護等のためにクランプ回路を設置することを妨げるものではない。

ｒ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｒ１１，Ｔｒ１２，Ｔｒ２１，Ｔｒ２２とダイオードＤｒ１１，Ｄｒ１２，Ｄｒ２１，Ｄｒ２２とを備えている。ｓ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｓ１１，Ｔｓ１２，Ｔｓ２１，Ｔｓ２２とダイオードＤｓ１１，Ｄｓ１２，Ｄｓ２１，Ｄｓ２２とを備えている。ｔ相のスイッチングレグはスイッチング素子Ｔｔ１１，Ｔｔ１２，Ｔｔ２１，Ｔｔ２２とダイオードＤｔ１１，Ｄｔ１２，Ｄｔ２１，Ｄｔ２２とを備えている。ｒ相、ｓ相及びｔ相のスイッチングレグは直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に並列に接続される。

スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２，Ｔｘ２１，Ｔｘ２２（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する）は第２電極から第１電極へと流れる電流のみを導通／非導通する片方向制御スイッチング素子である。例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタであれば、コレクタ電極からエミッタ電極へと流れる電流（いわゆる順方向の電流）のみを導通／非導通する。なお例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタでは第１電極（エミッタ電極）から第２電極（コレクタ電極）へと電流（いわゆる逆方向の電流）は流れない。このようなスイッチング素子を片方向導通スイッチング素子とも呼ぶ。一方、例えばＭＯＳ(Metal-Oxide-Semiconductor)電界効果トランジスタは構造的に逆方向導通の寄生ダイオードを有しているので、第１電極（ソース電極）から第２電極（ドレイン電極）へと電流が流れる。

スイッチング素子Ｔｘ１１とダイオードＤｘ１１とが、スイッチング素子Ｔｘ１２とダイオードＤｘ１２とが、スイッチング素子Ｔｘ２１とダイオードＤｘ２１とが、スイッチング素子Ｔｘ２２とダイオードＤｘ２２とが、それぞれ互いに直列接続される。スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ２１はエミッタ電極を、ダイオードＤｘ１１，Ｄｘ２１はカソードを、それぞれ直流電源線ＬＨ側に向けて配置される。スイッチング素子Ｔｘ１２，Ｔｘ２２はエミッタ電極を、ダイオードＤｘ１２，Ｄｘ２２はカソードを、それぞれ直流電源線ＬＬに向けて配置される。

スイッチング素子Ｔｘ１１とダイオードＤｘ１１との直列体と、スイッチング素子Ｔｘ１２とダイオードＤｘ１２との直列体とは、入力端Ｐｘと直流電源線ＬＨとの間で互いに並列接続される。スイッチング素子Ｔｘ２１とダイオードＤｘ２１との直列体と、スイッチング素子Ｔｘ２２とダイオードＤｘ２２との直列体とは、入力端Ｐｘと直流電源線ＬＬとの間で互いに並列接続される。

このような構成において、スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２とダイオードＤｘ１１，Ｄｘ１２とは、いわゆる双方向スイッチング素子を構成する。同様に、スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２とダイオードＤｘ２１，Ｄｘ２２とは双方向スイッチング素子を構成する。したがって、コンバータ１は直流電源線ＬＨ，ＬＬ側から入力端Ｐｘ側へと電流を流すことができる。即ちインバータ３側からの回生エネルギーを電源側へと回生させることができる。

次に、図１５を参照して、スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２，Ｔｘ２１，Ｔｘ２２へとスイッチ信号を出力するための動作電源について説明する。

スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２，Ｔｘ２１，Ｔｘ２２のゲート電極にはそれぞれドライブ回路Ｄｒｘ１１，Ｄｒｘ１２，Ｄｒｘ２１，Ｄｒｘ２２が接続されている。またドライブ回路Ｄｒｘ１１，Ｄｒｘ１２，Ｄｒｘ２１にはそれぞれレベルシフト回路ＬＳｘ１１，ＬＳｘ１２，ＬＳｘ２１が接続されている。

ドライブ回路Ｄｒｘ１１はブートコンデンサＣｂｘ１１の両端電圧が動作電源として供給される。ブートコンデンサＣｂｘ１１，Ｃｂｙ１の間にはダイオードＤｂｘ１１が設けられる。ブートコンデンサＣｂｘ１１とダイオードＤｂｘ１１は、第１の実施の形態におけるブートコンデンサＣｂｘ１とダイオードＤｂｘ１と同じであるので詳細な説明は省略する。

ドライブ回路Ｄｒｘ１２はブートコンデンサＣｂｘ１２の両端電圧が動作電源として供給される。ブートコンデンサＣｂｘ１２の一端はスイッチング素子Ｔｘ１２のエミッタ電極と、ドライブ回路Ｄｒｘ１２とに接続される。ブートコンデンサＣｂｘ１２の他端はドライブ回路Ｄｒｘ１２に接続される。

またブートコンデンサＣｂｘ１２の他端はダイオードＤｂｘ１２を介してブートコンデンサＣｂｘ１１の高電位側の一端に接続される。ダイオードＤｂｘ１２はブートコンデンサＣｂｘ１２がブートコンデンサＣｂｘ１１側へと放電することを防止する。

このような構成において、スイッチング素子Ｔｘ１１を導通させることでブートコンデンサＣｂｘ１１に蓄えられた電荷を用いてブートコンデンサＣｂｘ１２を充電することができる。かかる導通によって、ブートコンデンサＣｂｘ１１とダイオードＤｂｘ１２とブートコンデンサＣｂｘ１２とダイオードＤｘ１１とスイッチング素子Ｔｘ１１とからなる直列回路Ａ８に電流が流れるからである。

以上のように、ブートコンデンサＣｂｘ１２は充電されて、スイッチング素子Ｔｘ１２へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。したがってスイッチング素子Ｔｘ１２について直流電源を設ける必要がなく、製造コストを低減できる。しかも、コンバータ１の通常運転においてもスイッチング素子Ｔｘ１１は導通するので、通常運転においてブートコンデンサＣｂｘ１２が充電される。よってブートコンデンサＣｂｘ１２が必要とする静電容量を低減できる。

なお、直列回路Ａ８においてダイオードＤｘ１１はダイオードＤｂｘ１２の機能を果たす。また通常運転において、ブートコンデンサＣｂｘ１２は直列回路Ａ８以外の経路を介して放電しない。よって、ダイオードＤｂｘ１２は設けられなくても構わない。

ドライブ回路Ｄｒｘ２２はブートコンデンサＣｂｘ２２の両端電圧が動作電源として供給される。図１５の例示では、スイッチング素子Ｔｘ２２がダイオードＤｘ２２よりも直流電源線ＬＬ側に配置される。よって、スイッチング素子Ｔｘ２２のエミッタ電極が直接に直流電源線ＬＬと接続される。したがって、直流電源線ＬＬはスイッチング素子Ｔｙ２，Ｔｘ２２の共通電位として機能する。よって、図１５の例示では、ブートコンデンサＣｂｘ２２は直流電源Ｅｄと並列に接続されて、直流電源Ｅｄと同じ電位がスイッチング素子Ｔｘ２２の動作電圧として供給されている。この場合であれば、ブートコンデンサＣｂｘ２２を設けることなく、直流電源Ｅｄがスイッチング素子Ｔｘ２２の動作電源として機能してもよい。

ドライブ回路Ｄｒ２１はブートコンデンサＣｂｘ２１の両端電圧が動作電源として供給される。ブートコンデンサＣｂｘ２１の一端はスイッチング素子Ｔｘ２１のエミッタ電極とドライブ回路Ｄｒｘ２１とに接続される。ブートコンデンサＣｂｘ２１の他端はドライブ回路Ｄｒｘ２１と接続される。またブートコンデンサＣｂｘ２１の他端はダイオードＤｂｘ２１を介してブートコンデンサＣｂｘ２２の高電位側の一端に接続される。ダイオードＤｂｘ２１はアノードをブートコンデンサＣｂｘ２２に向けて配置される。ダイオードＤｂｘ２１は、ブートコンデンサＣｂｘ２１がブートコンデンサＣｂｘ２２側へと放電することを防止する。

このような構成において、スイッチング素子Ｔｘ２２を導通させることでブートコンデンサＣｂｘ２２に蓄えられた電荷（或いは直流電源Ｅｄ）を用いて、ブートコンデンサＣｂｘ２１を充電することができる。かかる導通によって、ブートコンデンサＣｂｘ２２（或いは直流電源Ｅｄ）とダイオードＤｂｘ２１とブートコンデンサＣｂｘ２１とダイオードＤｘ２２とスイッチング素子Ｔｘ２２とからなる直列回路Ａ９に電流が流れるからである。

以上のように、ブートコンデンサＣｂｘ２１は充電されて、スイッチング素子Ｔｘ２１へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する。したがってスイッチング素子Ｔｘ２１について直流電源を設ける必要がなく、製造コストを低減できる。しかも、コンバータ１の通常運転において、インバータ３側からの回生エネルギーを電源側へと回生するときにはスイッチング素子Ｔｘ２２は導通するので、通常運転においてブートコンデンサＣｂｘ２２が充電される。

なお、通常運転において電源から負荷４へと電流を流す力行時において、直流電源Ｅｄを電源として、スイッチング素子Ｔｘ２１とダイオードＤｘ２１を介してブートコンデンサＣｂｘ２１が充電される。以下に説明する。まず力行時には、スイッチング素子Ｔｘ２１の導通によって、インバータ３から比較的大きな動作電流がスイッチング素子Ｔｘ２１およびダイオードＤｘ２１を順方向に流れる。より詳細には、出力端Ｐｙからスイッチング素子Ｔｙ２と直流電源線ＬＬとダイオードＤｘ２１とスイッチング素子Ｔｘ２１とを経由して入力端Ｐｘへと動作電流が流れる。一方、直流電源ＥｄからブートコンデンサＣｂｘ２１へ流れてブートコンデンサＣｂｘ２１を充電する充電電流は上記充電電流よりも小さい。よって、全体としては、電流はスイッチング素子Ｔｘ２１およびダイオードＤｘ２１を順方向に流れるものの、充電電流はスイッチング素子Ｔｘ２１およびダイオードＤｘ２１を逆方向に流れることができる。より詳細には、直流電源ＥｄとダイオードＤｘ２１とブートコンデンサＣｂｘ２１とスイッチング素子Ｔｘ２１とダイオードＤｘ２１とからなる直列回路に充電電流が流れる。

但し、実際の現象としては、スイッチング素子Ｔｘ２１とダイオードＤｘ２１とには順方向の電流しか流れない。よって、上記説明はスイッチング素子Ｔｘ２１が片方向導通スイッチング素子（例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）であることと矛盾しない。以下、実際の現象について説明する。出力端Ｐｙからスイッチング素子Ｔｙ２を経由して動作電流Ｉ１が流れる。かかる動作電流Ｉ１は直流電源Ｅｄと直流電源線ＬＬとの接続点において充電電流Ｉ２の分だけ減算されてダイオードＤｘ２１とスイッチング素子Ｔｘ２１とを順方向に電流が流れる。一方、充電電流Ｉ２は直流電源ＥｄからダイオードＤｘ２１とブートコンデンサＣｂｘ２１を流れる。そして、充電電流Ｉ１の分だけ減算されてスイッチング素子Ｔｘ２１を経由した動作電流Ｉ１は、スイッチング素子Ｔｘ２１とブートコンデンサＣｂｘ２１との接続点において充電電流Ｉ２の分だけ加算されて入力端Ｐｘへと流れる。

以上のように、通常運転時においてブートコンデンサＣｂｘ２１が充電されるので、ブートコンデンサＣｂｘ２１が必要とする静電容量を低減できる。なお力行時であっても、コンバータ動作が異常とならない適当なタイミングでスイッチング素子Ｔｘ２２を導通させてブートコンデンサＣｂｘ２１を充電してもよい。

なお、図２の電力変換装置と同様に、ダイオードＤｂｘ２１のアノードがブートコンデンサＣｂｘ１１の高電位側の一端と接続されていてもよい。或いは、ダイオードＤｂｘ２１のアノードがブートコンデンサＣｂｘ１２の高電位側の一端と接続されてもよい。このとき、スイッチング素子Ｔｘ１１の導通により、ブートコンデンサＣｂｘ１１に蓄えられた電荷を用いてブートコンデンサＣｂｘ２１を充電することができる。よってスイッチング素子Ｔｘ１１の導通によってブートコンデンサＣｂｘ１２，Ｃｂｘ２１を充電できる。

他方、ブートコンデンサＣｂｘ２１の両端電圧という観点では、ダイオードＤｂｘ２１のアノードはブートコンデンサＣｂｘ２２（或いは直流電源Ｅｄ）に接続されることが望ましい。ブートコンデンサＣｂｘ１１の両端電圧よりも高い電圧が充電されるブートコンデンサＣｂｘ２２（或いは直流電源Ｅｄ）を電源として、ブートコンデンサＣｂｘ２１を充電できるからである。

なお、第２の実施の形態と同様に、電圧調整回路を設けて各ブートコンデンサの電圧のばらつきを低減しても構わない。

また第４の実施の形態と同様に、スイッチング素子Ｔｘ１１とダイオードＤｘ１１との直列体およびスイッチング素子Ｔｘ２２とダイオードＤｘ２２との直列体を、それぞれ一つのスイッチング素子（例えば逆阻止絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）で実現しても構わない。これによって、各充電経路（直列回路Ａ８，Ａ９）におけるダイオードＤｘ１１，Ｄｘ２２の順方向電圧による電圧降下を回避できる。よって、ブートコンデンサＣｂｘ１２，Ｃｂｘ２１の両端電圧を高めることができる。

また第５の実施の形態と同様に、ダイオードＤｂｘ１２は設けられていなくても構わない。ダイオードＤｘ１１がそれぞれダイオードＤｂｘ１２の機能を果たすからである。

また第６の実施の形態と同様に、ダイオードＤｘ２１はスイッチング素子Ｔｘ２１よりも直流電源線ＬＬ側に設けられていることが望ましい。より具体的には、スイッチング素子Ｔｘ２１とドライブ回路Ｄｒｘ２１とブートコンデンサＣｂｘ２１とが共通して接続される点よりも直流電源線ＬＬ側に設けられている。これにより、ブートコンデンサＣｂｘ２１の充電経路（直列回路Ａ９）上にダイオードＤｘ２１が介在しない。よって、ダイオードＤｘ２１の順方向電圧による電圧降下を避けてブートコンデンサＣｂｘ２を充電できる。

また、図１５に例示する回路構成において、スイッチング素子Ｔｘ２１のコレクタ電極とスイッチング素子Ｔｘ２２のコレクタ電極を接続した形で双方向スイッチング素子を構成することもできるが、その場合も同様の効果を得ることができる。

以下で述べる他の態様についても第２ないし第６の実施の形態が適用可能である。

図１６に例示する電力変換装置は、ダイオードＤｂｘ１２のアノードの接続先という点で、図１５に例示する電力変換装置と異なっている。ダイオードＤｘ１２のアノードはブートコンデンサＣｂｘ２２の高電位側の一端に接続されている。図１６の例示では、ブートコンデンサＣｂｘ２２と直流電源Ｅｄが並列接続されているので、ダイオードＤｘ１２のアノードは直流電源Ｅｄの高電位側の一端に接続されている、とも把握できる。

このような構成であれば、スイッチング素子Ｔｘ２２を導通させることで、ブートコンデンサＣｂｘ２１のみならず、ブートコンデンサＣｂｘ１２をも充電できる。よって充電に要する期間を低減できる。かかる導通によって、ブートコンデンサＣｂｘ２２（或いは直流電源Ｅｄ）とダイオードＤｂｘ１２，Ｄｘ２２とスイッチング素子Ｔｘ２２とからなる直列回路Ａ１０と、直列回路Ａ９とに電流が流れるからである。しかも、ブートコンデンサＣｂｘ１１よりも高い電圧が充電されるブートコンデンサＣｂｘ２２を電源としてブートコンデンサＣｂｘ１２は充電される。よって、ブートコンデンサＣｂｘ１２の両端電圧を高めることができる。

図１７に例示される電力変換装置は、双方向スイッチング素子の構成という点で、図１４に例示される電力変換装置と相違している。図１４，１７の電力変換装置においてｒ相、ｓ相及びｔ相のスイッチングレグが有する構成要素は同じであるものの、これらの接続関係が相違している。

スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２（但し、ｘはｒ，ｓ，ｔを代表する）は直流電源線ＬＨと入力端Ｐｘとの間で互いに直列接続されている。スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２のエミッタ電極同士は互いに接続されている。ダイオードＤｘ１１のアノードはスイッチング素子Ｔｘ１１のエミッタ電極に接続され、そのカソードはスイッチング素子Ｔｘ１２のコレクタ電極と接続される。ダイオードＤｘ２１のアノードはスイッチング素子Ｔｘ２１のエミッタ電極に接続され、そのカソードはスイッチング素子Ｔｘ１１のコレクタ電極に接続される。

スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２は直流電源線ＬＬと入力端Ｐｘとの間で互いに直列接続されている。スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２のエミッタ電極同士は互いに接続されている。ダイオードＤｘ２１のアノードはスイッチング素子Ｔｘ２１のエミッタ電極に接続され、そのカソードはスイッチング素子Ｔｘ２２のコレクタ電極と接続される。ダイオードＤｘ２２のアノードはスイッチング素子Ｔｘ２２のエミッタ電極に接続され、そのカソードはスイッチング素子Ｔｘ２１のコレクタ電極に接続される。

かかるコンバータ１によれば、スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２のエミッタ電極同士が互いに接続され、スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２のエミッタ電極同士が互いに接続されている。したがって、図１８に例示するように、スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２の動作電源を共通化でき、またスイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２の動作電源を共通化できる。以下、より詳細に説明する。

スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２はドライブ回路Ｄｒｘ１によって駆動される。ドライブ回路Ｄｒｘ１はスイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２のゲート電極に共通して接続される。ドライブ回路Ｄｒｘ１にはレベルシフト回路ＬＳｘ１が接続される。

ドライブ回路Ｄｒｘ１はブートコンデンサＣｂｘ１の両端電圧が動作電源として供給される。ブートコンデンサＣｂｘ１の一端はスイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２のエミッタ電極とドライブ回路Ｄｒｘ１とに接続される。ブートコンデンサＣｂｘ１の他端はドライブ回路Ｄｒｘ１に接続される。

またブートコンデンサＣｂｘ１の他端はダイオードＤｂｘ１を介してブートコンデンサＣｂｙ１の高電位側の一端に接続される。ダイオードＤｂｘ１はそのカソードをブートコンデンサＣｂｘ１へと向けて設けられる。ダイオードＤｂｘ１はブートコンデンサＣｂｘ１がブートコンデンサＣｂｙ１側へと放電することを防止する。

このような構成であれば、スイッチング素子Ｔｙ１を導通させることで、ブートコンデンサＣｂｙ１に蓄えられた電荷を用いてブートコンデンサＣｂｘ１を充電できる。かかる導通によって、ブートコンデンサＣｂｙ１とダイオードＤｂｘ１とブートコンデンサＣｂｘ１とダイオードＤｘ１１とスイッチング素子Ｔｙ１とからなる直列回路Ａ１１に電流が流れるからである。

以上のように、スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｘ１２の動作電源を共通化でき、しかもかかる動作電源としてブートコンデンサＣｂｘ１を採用しているので直流電源の個数を低減できる。

なお、ダイオードＤｘ１１は直列回路Ａ１１においてブートコンデンサＣｂｘ１が放電することを防止するものの、本電力変換装置においてダイオードＤｂｘ１は設けられることが望ましい。第５の実施の形態と同様に、通常運転においてダイオードＤｘ１１を経由しない経路でブートコンデンサＣｂｘ１がブートコンデンサＣｂｙ１側へと放電することを防止できるからである。

次に、スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２の動作電源について説明する。スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２はドライブ回路Ｄｒｘ２によって駆動される。ドライブ回路Ｄｒｘ２はスイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２のゲート電極に共通して接続される。ドライブ回路Ｄｒｘ２にはレベルシフト回路ＬＳｘ２が接続される。

ドライブ回路Ｄｒｘ２はブートコンデンサＣｂｘ２の両端電圧が動作電源として供給される。ブートコンデンサＣｂｘ２の一端はスイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２のエミッタ電極とドライブ回路Ｄｒｘ２とに接続される。ブートコンデンサＣｂｘ２の他端はドライブ回路Ｄｒｘ２に接続される。

またブートコンデンサＣｂｘ２の他端はダイオードＤｂｘ２を介してブートコンデンサＣｂｘ１の高電位側の一端に接続される。ダイオードＤｂｘ２はそのカソードをブートコンデンサＣｂｘ２へと向けて設けられる。ダイオードＤｂｘ２はブートコンデンサＣｂｘ２がブートコンデンサＣｂｘ１側へと放電することを防止する。

このような構成であれば、スイッチング素子Ｔｘ１１，Ｔｙ１を導通させることで、ブートコンデンサＣｂｘ１に蓄えられた電荷を用いてブートコンデンサＣｂｘ２を充電できる。かかる導通によって、ブートコンデンサＣｂｘ１とダイオードＤｂｘ２とブートコンデンサＣｂｘ２とダイオードＤｘ２１とスイッチング素子Ｔｘ１１とからなる直列回路Ａ１２に電流が流れるからである。

以上のように、スイッチング素子Ｔｘ２１，Ｔｘ２２の動作電源を共通化でき、しかもかかる動作電源としてブートコンデンサＣｂｘ２を採用しているので直流電源の個数を低減できる。

なお、図１８の電力変換装置の通常運転において、インバータ３側から電源側へとエネルギーを回生させる場合、スイッチング素子Ｔｘ１２が導通する。このとき、スイッチング素子Ｔｙ１が導通していると、ダイオードＤｘ１１ではなくスイッチング素子Ｔｘ１２を通ってブートコンデンサＣｂｙ１からダイオードＤｂｘ１を介してブートコンデンサＣｂｘ１へと電流（以下、充電電流とも呼ぶ）が流れる。なお、スイッチング素子Ｔｘ１２にはインバータ３からの比較的大きな回生電流が順方向に流れ、比較的小さなブート充電電流が逆方向に流れる。よって、結果としてスイッチング素子Ｔｘ１２には順方向の電流が流れる。なおかかる説明は、図１５を参照して、力行時におけるスイッチング素子Ｔｘ２１とダイオードＤｘ２１を経由したブートコンデンサＣｂｘ２１の充電と同様である。即ち、かかる説明は、スイッチング素子Ｔｘ１２が片方向導通スイッチング素子であることと矛盾しない。

ブートコンデンサＣｂｙ１の両端電圧をＶｃｂｙ１、ダイオードＤｂｘ１の順方向電圧をＶｆ１、スイッチング素子Ｔｘ１１のコレクタ電極−エミッタ電極間の電圧をＶｃｅ１、スイッチング素子Ｔｙ１のコレクタ電極−エミッタ電極間の電圧をＶｃｅとそれぞれ表記すると、ブートコンデンサＣｂｘ１の両端電圧Ｖｃｂｘ１＿ｔは次式で表される。

Ｖｃｂｘ１＿ｔ＝Ｖｃｂｙ１−Ｖｆ１＋Ｖｃｅ１−Ｖｃｅ ・・・（７）

他方、通常運転に先立つ充電動作においては上述したように直列回路Ａ１０に電流が流れてブートコンデンサＣｂｘ１が充電される。ダイオードＤｘ１１の順方向電圧をＶｆ２と表記すると、ブートコンデンサＣｂｘ１の両端電圧Ｖｃｂｘ１＿ｄは次式で表される。

Ｖｃｂｘ１＿ｄ＝Ｖｃｂｙ１−Ｖｆ１−Ｖｆ２−Ｖｃｅ ・・・（８）

また通常運転において力行時であればスイッチング素子Ｔｘ１１は導通しないので、通常運転に先立つ充電動作と同様に直列回路Ａ１０に電流が流れてブートコンデンサＣｂｘ１が充電される。

なお、回生時にはスイッチング素子Ｔｙ１ではなくダイオードＤｙ１が導通する場合もあるが、その場合は式（７）及び式（８）はそれぞれ（Ｖｃｅ＋Ｖｆ）を減じた値となる。

以上のように、回生時と力行時の区別によってブートコンデンサＣｂｘ１の両端電圧が相違する。よって、図１８の電力変換装置に対して第２の実施の形態のように電圧調整回路を設ける場合には、式（７）及び式（８）のいずれに基づいて電圧調整回路を設計するのかという観点が生じる。結論としては、電圧調整回路は式（７）及び式（８）のいずれに基づいてもよい。これによって、少なくとも各ブートコンデンサのばらつきを低減できるからである。また、両端電圧Ｖｃｂｘ１＿ｔ，Ｖｃｂｘ１＿ｄに重み付け係数を乗じて、これを加算した値をブートコンデンサＣｂｘ１の両端電圧として把握してもよい。重み付け係数は例えば正の値であって、これらの和は１である。また負荷４の運転状況に鑑みて、回生時の期間が比較的大きければ両端電圧Ｖｃｂｘ１＿ｔについての重み付け係数を高めるとよい。

また、ブートコンデンサＣｂｘ１に並列に電圧クランプ回路を接続し、両端電圧Ｖｃｂｘ１＿ｔ、Ｖｃｂｘ１＿ｄがいずれもクランプ電圧よりも高い値となるようにすれば、当該電圧クランプ回路は安定した電圧をドライブ回路Ｄｒ２に与えることができる。

第９の実施の形態．
図１９に例示する電力変換装置は、ブートコンデンサＣｂｘ１の接続先という観点で図２に例示する電力変換装置と相違する。なお図１９においては、コンバータ１の一つのスイッチングレグを示し、インバータ３の２つのスイッチングレグ（ただし、上側のスイッチング素子のみ）を示している。

図１９の例示では、ブートコンデンサＣｂｘ１の高電位側の一端はそれぞれダイオードＤｂｘ１１，Ｄｂｘ１２を介してブートコンデンサＣｂｕ１，Ｃｂｖ１の高電位側の一端にそれぞれ接続されている。ダイオードＤｂｘ１１，Ｄｂｘ１２はそれぞれカソードをブートコンデンサＣｂｘ１に向けて配置される。ダイオードＤｂｘ１１，Ｄｂｘ１２はそれぞれブートコンデンサＣｂｘ１がブートコンデンサＣｂｕ１，Ｃｂｖ１側へと放電することを防止する。

かかる電力変換装置によれば、スイッチング素子Ｔｕ１の導通によってブートコンデンサＣｂｕ１に蓄えられた電荷を用いてブートコンデンサＣｂｘ１を充電できる。スイッチング素子Ｔｕ１の導通によって、ブートコンデンサＣｂｕ１とダイオードＤｂｘ１１とブートコンデンサＣｂｘ１とスイッチング素子Ｔｕ１とからなる直列回路Ａ１１に電流が流れるからである。さらにスイッチング素子Ｔｖ１の導通によってもブートコンデンサＣｂｙ１に蓄えられた電荷を用いてブートコンデンサＣｂｘ１を充電できる。スイッチング素子Ｔｖ１の導通によって、ブートコンデンサＣｂｖ１とダイオードＤｂｘ１２とブートコンデンサＣｂｘ１とスイッチング素子Ｔｖ１とからなる直列回路Ａ１２に電流が流れるからである。

以上のように、スイッチング素子Ｔｕ１，Ｔｕ２の少なくともいずれか一方を導通させればブートコンデンサＣｂｘ１が充電される。したがって、通常運転において、ブートコンデンサＣｂｘ１が充電される機会が増える。換言すると、スイッチング素子Ｔｕ１，Ｔｕ２の導通／非導通の状態の影響が平均化され、ブートコンデンサＣｂｘ１の両端電圧を安定化することができる。

なお、図１９の例示では、ブートコンデンサＣｂｘ１がダイオードを介してブートコンデンサＣｂｕ１，Ｃｂｖ１に接続されているが、これに限らず、それぞれダイオードを介してブートコンデンサＣｂｕ１，Ｃｂｖ１，Ｃｂｗ１に接続されていてもよい。

次に、スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｓ１，Ｔｔ１についての動作電源がそれぞれ異なるブートコンデンサＣｂｒ１，Ｃｂｓ１，Ｃｂｔ１によって供給される態様について考慮する。この場合、ブートコンデンサＣｂｒ１はそれぞれダイオードを介してブートコンデンサＣｂｕ１，Ｃｂｖ１，Ｃｂｗ１に接続されてもよい。これにより、スイッチング素子Ｔｕ１，Ｔｖ１，Ｔｗ１のいずれの導通によっても、ブートコンデンサＣｂｒ１，Ｃｂｓ１，Ｃｂｔ１を充電することができる。ブートコンデンサＣｂｓ１，Ｃｂｔ１も同様である。よって、各スイッチング素子Ｔｙ１の導通／非導通の状態の偏りによるブートコンデンサＣｂｘ１の両端電圧の変動を低減できる。

また第９の実施の形態にかかる技術を第１乃至第８の実施の形態にかかる電力変換装置のいずれにも適用可能である。

なお、上述したいずれのブートコンデンサ（例えばブートコンデンサＣｂｘ１,Ｃｂｘ２,Ｃｂ１,Ｃｂｘ）は、スイッチング素子の動作電源として電荷を蓄えられるものであれば良いので、コンデンサの形態に限るものではない。

また上述したいずれのスイッチング素子も、絶縁ゲートバイポーラトランジスタに限る必要はなく、例えばバイポーラトランジスタや電界効果トランジスタ等の異なる構造を持つ素子であっても良い。例えば電界効果トランジスタの場合には、第１電極はソース電極に相当し、第２電極はドレイン電極に相当する。

なお、上述したいずれのブートコンデンサの充電経路に抵抗等を挿入し、充電時電流を制限してもよい。

Ｃｂｘ１，Ｃｂｘ２，Ｃｂｙ１ ブートコンデンサ
Ｄｂｘ１，Ｄｂｘ２，Ｄｂｙ１，Ｄｘ１ ダイオード
Ｅｄ 直流電源
ＬＨ，ＬＬ 直流電源線
Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ 入力端
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 出力端
ＶＡｘ１，ＶＡｘ２，ＶＡｙ１ 電圧調整部

Claims (15)

1. 第１の電源線(LH)と、
   前記第１の電源線よりも低い電位が印加される第２の電源線(LL)と、
   出力端（Py）と、
   前記出力端と前記第１の電源線との間に設けられた第１スイッチング素子(Ty1,S30)と、相互間で直流電圧が支持される両端を有し、前記両端のうち低電位側の一端が前記第２の電源線側で前記第１スイッチング素子に接続され、前記第１スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる電源供給部（Cby1）とを有する電力変換部と、
   前記第１及び前記第２の電源線の間に設けられた第２スイッチング素子（Tx1,Tx2,S1,Tx）と、
   前記第１の電源線側で第２スイッチング素子に接続された一端と、前記電源供給部の他端と電気的に接続される他端とを有し、充電されて前記第２スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となるブートコンデンサ（Cbx1,Cbx2,Cb1,Cbx）と、
   前記電源供給部の他端から前記ブートコンデンサを経由して前記第１の電源線に至るまでの間に設けられ、前記電源供給部から前記ブートコンデンサへと向かう方向のみ電流を流すダイオード(Dbx1,Dbx2,Db1,Dbx)と
   を備える、電力変換装置。
2. 前記第１及び前記第２の電源線（LH,LL）の間において、前記第２の電源線側で前記第２スイッチング素子(Tx1)に直列に接続される第３スイッチング素子(Tx2)と、
   前記第１の電源線側で前記第３スイッチング素子に接続された一端と、他端とを有し、充電されて前記第３スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる第２ブートコンデンサ（Cbx2）と、
   前記ブートコンデンサ(Cbx1)の前記他端又は電源供給部(Cby1)の前記他端と、前記第２ブートコンデンサの前記他端との間で、カソードを前記第２ブートコンデンサ側に向けて設けられた第２ダイオード(Dbx2)と
   を更に備える、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第２スイッチング素子は逆阻止構造を有する、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記第２の電源線(LL)側で前記第２スイッチング素子(Tx1)と直列に接続され、アノードを前記第２の電源線に向けて設けられる第２ダイオード(Dx1)と、
   前記第２スイッチング素子及び前記第２ダイオードの直列体に対して前記第２の電源線側で直列接続される第３スイッチング素子(Tx2)と、
   前記直列体に対して前記第２の電源線側で前記第３スイッチング素子と直列接続される第３ダイオード(Dx2)と、
   前記第１の電源線側で前記第３スイッチング素子に接続された一端と、前記ブートコンデンサの前記他端と接続される他端とを有し、充電されて前記第３スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる第２ブートコンデンサ(Cbx2)と
   を備える、請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記第３ダイオード(Dx2)は前記第３スイッチング素子（Tx2）に対して前記第２の電源線(LL)側に位置する、請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記ダイオード(Dx1)は前記第２スイッチング素子(Tx)と前記第１の電源線(LH)との間に設けられる、請求項１に記載の電力変換装置。
7. 前記第２スイッチング素子(Tx1)と前記ブートコンデンサ（Cbx1）との接続点と前記第１の電源線との間に設けられる第２ダイオード(Dx1)を更に備え、
   前記ダイオード(Dbx1)は、前記電源供給部(Cby1)と前記接続点との間に設けられる、請求項１に記載の電力変換装置。
8. 前記第２スイッチング素子(Tx11)と直列に接続されて、カソードを前記第１の電源線(LH)に向けて配置される第２のダイオード(Dx11)と、
   第３スイッチング素子(Tx12)と、
   前記第３スイッチング素子と直列に接続され、カソードを前記第２の電源線(LL)に向けて配置され、前記第３スイッチング素子との直列体が前記第２スイッチング素子と前記第２ダイオードとの直列体と並列に接続される第３ダイオード(Dx12)と、
   前記第２の電源線側で前記第３スイッチング素子と接続された一端と、前記ブートコンデンサ(Cbx11)の前記他端と接続される他端とを有し、充電されて前記第３スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる第２ブートコンデンサ(Cbx12)と、
   前記ブートコンデンサと前記第２ブートコンデンサの間で、カソードを前記第２ブートコンデンサに向けて配置される第４ダイオード(Dbx12)と
   を更に備える、請求項１に記載の電力変換装置。
9. 前記第２スイッチング素子(Tx11)と直列に接続されて、カソードを前記第１の電源線に向けて配置される第２ダイオード(Dx11)と、
   第３スイッチング素子(Tx12)と、
   前記第３スイッチング素子と直列に接続され、カソードを前記第２の電源線に向けて配置され、前記第３スイッチング素子との直列体が前記第２スイッチング素子と前記第２ダイオードとの直列体と並列に接続される第３ダイオード(Dx12)と、
   前記第２の電源線側で前記直列体と直列接続される双方向スイッチング素子(Tx21,Tx22,Dx21,Dx22)と、
   前記出力端(Py)と前記第２の電源線(LL)との間に設けられた第４スイッチング素子(Ty2)と、
   前記第２の電源線側で前記第４スイッチング素子(Ty2)に接続され、前記第４スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる第２電源供給部(Ed)と、
   前記第２の電源線側で前記第３スイッチング素子と接続された一端と、前記第２電源供給部の他端と接続される他端とを有し、充電されて前記第３スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる第２ブートコンデンサ(Cbx12)と、
   前記第２ブートコンデンサと前記第２の電源供給部の間で、カソードを前記第２ブートコンデンサに向けて配置される第４ダイオード(Dbx12)と
   を更に備える、請求項１に記載の電力変換装置。
10. 前記第１の電源線(LH)側で前記第２スイッチング素子(Tx11)と接続する第３スイッチング素子(Tx12)と、
    カソードを前記第１の電源線に向けて前記第３スイッチング素子と並列に接続される第２ダイオード(Dx11)と、
    カソードを前記第２の電源線(LL)に向けて前記第２スイッチング素子と並列に接続される第３ダイオード(Dx12)と
    を更に備え、
    前記ブートコンデンサは前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子の接続点に共通して接続されて、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する、請求項１に記載の電力変換装置。
11. 前記第２スイッチング素子(Tr1,Ts1,Tt1)は複数あって、
    前記第２スイッチング素子のいずれもが直接に前記第１の電源線(LH)に接続され、前記ブートコンデンサ(Cbx1)は前記複数の第２スイッチング素子のうち２つ以上の第２スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源として機能する、請求項１乃至５，８及び９のいずれか一つに記載の電力変換装置。
12. 前記電力変換部は、前記電源供給部(Cby1)の電圧を降圧して前記第１スイッチング素子(Ty1)の動作電源として機能させる電圧調整部(VAy1)を更に備える、請求項１乃至１１のいずれか一つに記載の電力変換装置。
13. 前記第１スイッチング素子(Tu1,Tv1,Tw1)と前記電源供給部(Cbu1,Cbv1,Cbw1)とは複数あって、前記複数の電源供給部の一端は前記第２の電源線(LL)側でそれぞれ前記複数の第１スイッチング素子に接続され、
    前記ダイオード(Dbx11)は一の前記複数の電源供給部(Cbu1)の他端と前記ブートコンデンサ(Cbx1)の他端との間に設けられ、
    他の一の前記複数の電源供給部(Cbv1)の他端と前記ブートコンデンサの他端との間で、カソードを前記ブートコンデンサに向けて設けられたブートダイオード(Dbx12)
    をさらに備える、請求項１乃至１２のいずれか一つに記載の電力変換装置。
14. 前記第１スイッチング素子(Tu1,Tv1,Tw1)と前記電源供給部(Cu1,Cv1,Cw1)とは複数あって、前記複数の電源供給部の一端は前記第２の電源線(LL)側でそれぞれ前記複数の第１スイッチング素子に接続され、
    前記ダイオード(Dx1)は前記第２スイッチング素子(Tx1)と前記第１の電源線(LH)との間に設けられる、請求項１乃至１１のいずれか一つに記載の電力変換装置。
15. 前記電源供給部は第３ブートコンデンサ(Cby1)であって、
    前記出力端(Py)と前記第２電源線(LL)との間に設けられた第４スイッチング素子(Ty2)と、
    前記第２の電源線側で第４スイッチング素子に接続された一端と、他端とを有し、前記第４スイッチング素子へとスイッチ信号を出力するための動作電源となる直流電源（Ed）と、
    前記第３ブートコンデンサの前記他端と前記直流電源の前記他端との間で、アノードを前記直流電源側にカソードを前記第３ブートコンデンサ側にそれぞれ向けて設けられたダイオード(Dby1)と
    を備える、請求項１乃至１４のいずれか一つに記載の電力変換装置。

Images