JP3250254B2 - インバータ制御方法およびその装置 - Google Patents
インバータ制御方法およびその装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はインバータ制御方法お
よびその装置に関し、さらに詳細にいえば、３相インバ
ータの各相毎に所定のスイッチングパターンを与えるこ
とにより、所望の電圧ベクトルを得て、負荷に供給する
とともに、各相の上アームに対してブートストラップ回
路により制御電圧を供給するインバータ制御方法および
その装置に関する。
よびその装置に関し、さらに詳細にいえば、３相インバ
ータの各相毎に所定のスイッチングパターンを与えるこ
とにより、所望の電圧ベクトルを得て、負荷に供給する
とともに、各相の上アームに対してブートストラップ回
路により制御電圧を供給するインバータ制御方法および
その装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、インバータ回路素子の高速スイッ
チング素子としてパワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の電
圧型半導体素子が適用されている。電圧型半導体素子は
駆動電力が微小であるから電圧型半導体素子を駆動する
駆動回路もＩＣ化が可能になる。このような駆動回路と
してコンデンサを一時的な直流電源とする、ブートスト
ラップ回路が使用されるようになってきている。
チング素子としてパワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の電
圧型半導体素子が適用されている。電圧型半導体素子は
駆動電力が微小であるから電圧型半導体素子を駆動する
駆動回路もＩＣ化が可能になる。このような駆動回路と
してコンデンサを一時的な直流電源とする、ブートスト
ラップ回路が使用されるようになってきている。
【０００３】図６はブートストラップ回路を使用した３
相電圧形ＰＷＭインバータ回路の電気回路図である。こ
の３相電圧形ＰＷＭインバータ回路は、６個のスイッチ
ング素子２ａ，２ａ’，２ｂ，２ｂ’，２ｃ，２ｃ’
と、これらスイッチング素子２ａ〜２ｃ’をオンオフ制
御するゲート駆動回路４ａ，４ａ’，４ｂ，４ｂ’，４
ｃ，４ｃ’と、それらゲート駆動回路４ａ〜４ｃ’にＰ
ＷＭ制御パターンを与えるマイクロコンピュータ６と、
スイッチング素子２ａ〜２ｃ’のスイッチング作用によ
り選択的に駆動される３個の負荷１０ａ，１０ｂ，１０
ｃと、負荷１０ａ，１０ｂ，１０ｃの駆動用の主直流電
源１２と、ゲート駆動回路４ａ’，４ｂ’，４ｃ’に駆
動電圧を供給するとともに、ブートストラップ回路のコ
ンデンサ１８ａ，１８ｂ，１８ｃを充電させるゲート駆
動回路用の直流電源１３と、直流電源１３とそれぞれダ
イオード１４ａ，１４ｂ，１４ｃ及びコンデンサ１８
ａ，１８ｂ，１８ｃで構成されるブートストラップ回路
とを有している。
相電圧形ＰＷＭインバータ回路の電気回路図である。こ
の３相電圧形ＰＷＭインバータ回路は、６個のスイッチ
ング素子２ａ，２ａ’，２ｂ，２ｂ’，２ｃ，２ｃ’
と、これらスイッチング素子２ａ〜２ｃ’をオンオフ制
御するゲート駆動回路４ａ，４ａ’，４ｂ，４ｂ’，４
ｃ，４ｃ’と、それらゲート駆動回路４ａ〜４ｃ’にＰ
ＷＭ制御パターンを与えるマイクロコンピュータ６と、
スイッチング素子２ａ〜２ｃ’のスイッチング作用によ
り選択的に駆動される３個の負荷１０ａ，１０ｂ，１０
ｃと、負荷１０ａ，１０ｂ，１０ｃの駆動用の主直流電
源１２と、ゲート駆動回路４ａ’，４ｂ’，４ｃ’に駆
動電圧を供給するとともに、ブートストラップ回路のコ
ンデンサ１８ａ，１８ｂ，１８ｃを充電させるゲート駆
動回路用の直流電源１３と、直流電源１３とそれぞれダ
イオード１４ａ，１４ｂ，１４ｃ及びコンデンサ１８
ａ，１８ｂ，１８ｃで構成されるブートストラップ回路
とを有している。
【０００４】スイッチング素子２ａ，２ａ’、スイッチ
ング素子２ｂ，２ｂ’、スイッチング素子２ｃ，２ｃ’
はそれぞれ直列に接続され、それら直列に接続された組
（ａ相，ｂ相，ｃ相）が主直流電源１２にそれぞれ並列
に接続されている。この３相電圧形ＰＷＭインバータ回
路においては、スイッチング素子２ａ，２ｂ，２ｃを上
アーム、スイッチング素子２ａ’，２ｂ’，２ｃ’を下
アームと称している。また、３個の負荷１０ａ，１０
ｂ，１０ｃは一端が共通に接続され、他端がそれぞれス
イッチング素子２ａ，２ａ’、スイッチング素子２ｂ，
２ｂ’、スイッチング素子２ｃ，２ｃ’の接続点に接続
されている。
ング素子２ｂ，２ｂ’、スイッチング素子２ｃ，２ｃ’
はそれぞれ直列に接続され、それら直列に接続された組
（ａ相，ｂ相，ｃ相）が主直流電源１２にそれぞれ並列
に接続されている。この３相電圧形ＰＷＭインバータ回
路においては、スイッチング素子２ａ，２ｂ，２ｃを上
アーム、スイッチング素子２ａ’，２ｂ’，２ｃ’を下
アームと称している。また、３個の負荷１０ａ，１０
ｂ，１０ｃは一端が共通に接続され、他端がそれぞれス
イッチング素子２ａ，２ａ’、スイッチング素子２ｂ，
２ｂ’、スイッチング素子２ｃ，２ｃ’の接続点に接続
されている。
【０００５】マイクロコンピュータ６はいわゆる電圧ベ
クトルを用いてＰＷＭ制御パターンを生成するＰＷＭ制
御パターン生成部６ａと、ゲート駆動回路４ａ〜４ｃ’
にそのＰＷＭ制御パターンをスイッチング信号として与
えるスイッチング制御部６ｂとを有している。また、電
圧ベクトルを所定のＰＷＭ制御パターンで駆動すること
により、低次高調波を抑制し商用電源に近い良質の交流
電源を得ることできることが知られている。電圧形イン
バータでは各相アーム中のいずれかの一方のスイッチン
グ素子は必ず、オン状態にあるから、便宜上、上アーム
側のオン状態を「１」で表わし、下アーム側のオン状態
を「０」で表わし、ａ相，ｂ相，ｃ相の順に（１０
１）、（０１１）、・・・・等と表記すると、インバー
タの状態は８通り存在する。この各状態を表わしたもの
が、電圧ベクトルであり、電圧ベクトルＶｐ（ｐ＝０〜
７）は、その大きさが（２／３）1/2Ｖd（Ｖdは主直流
電源１２の電圧）であり、その方向は、図７に示す方向
となる。ここで、Ｖ０，Ｖ７は｜Ｖ０｜＝｜Ｖ７｜＝０
の零ベクトルである。これら電圧ベクトルをキャリア周
期（１制御周期）内において各相のスイッチング素子の
オン／オフ制御を１回のみとする制約条件を設けると、
零ベクトルＶ７を使用する場合は、位相角が０〜π／３
の範囲内においては、図８に示すような（Ａ），（Ｂ）
の２つのＰＷＭ制御パターンが得られる。なお、図８に
おいてτ４，τ６，τ７はそれぞれ電圧ベクトルＶ４，
Ｖ６，Ｖ７に留まる時間（電圧ベクトルで示されるイン
バータ回路のスイッチング時間）を示している。また、
位相角φが残りのπ／３〜２πの区間については、イン
バータが対称３相動作を行なうことに着目することで、
ＰＷＭ制御パターンを導くことができ、図９に示すよう
にπ／３毎に電圧ベクトルを読み替えれば得られる。こ
のようなＰＷＭ制御パターンを用いることにより、歪み
のない良好な正弦波が得られる。
クトルを用いてＰＷＭ制御パターンを生成するＰＷＭ制
御パターン生成部６ａと、ゲート駆動回路４ａ〜４ｃ’
にそのＰＷＭ制御パターンをスイッチング信号として与
えるスイッチング制御部６ｂとを有している。また、電
圧ベクトルを所定のＰＷＭ制御パターンで駆動すること
により、低次高調波を抑制し商用電源に近い良質の交流
電源を得ることできることが知られている。電圧形イン
バータでは各相アーム中のいずれかの一方のスイッチン
グ素子は必ず、オン状態にあるから、便宜上、上アーム
側のオン状態を「１」で表わし、下アーム側のオン状態
を「０」で表わし、ａ相，ｂ相，ｃ相の順に（１０
１）、（０１１）、・・・・等と表記すると、インバー
タの状態は８通り存在する。この各状態を表わしたもの
が、電圧ベクトルであり、電圧ベクトルＶｐ（ｐ＝０〜
７）は、その大きさが（２／３）1/2Ｖd（Ｖdは主直流
電源１２の電圧）であり、その方向は、図７に示す方向
となる。ここで、Ｖ０，Ｖ７は｜Ｖ０｜＝｜Ｖ７｜＝０
の零ベクトルである。これら電圧ベクトルをキャリア周
期（１制御周期）内において各相のスイッチング素子の
オン／オフ制御を１回のみとする制約条件を設けると、
零ベクトルＶ７を使用する場合は、位相角が０〜π／３
の範囲内においては、図８に示すような（Ａ），（Ｂ）
の２つのＰＷＭ制御パターンが得られる。なお、図８に
おいてτ４，τ６，τ７はそれぞれ電圧ベクトルＶ４，
Ｖ６，Ｖ７に留まる時間（電圧ベクトルで示されるイン
バータ回路のスイッチング時間）を示している。また、
位相角φが残りのπ／３〜２πの区間については、イン
バータが対称３相動作を行なうことに着目することで、
ＰＷＭ制御パターンを導くことができ、図９に示すよう
にπ／３毎に電圧ベクトルを読み替えれば得られる。こ
のようなＰＷＭ制御パターンを用いることにより、歪み
のない良好な正弦波が得られる。
【０００６】次に、３相電圧形ＰＷＭインバータ回路を
駆動する時のブートストラップ回路の働きを図６を参照
しつつ説明する。図６に示す３相電圧形ＰＷＭインバー
タ回路のａ相の上下アーム部分に着目すると、上アーム
のスイッチング素子２ａがオフ、下アームのスイッチン
グ素子２ａ’がオンのとき、即ち、上記表記法で「０」
のとき、直流電源１３の＋側からダイオード１４ａ、コ
ンデンサ１８ａ、スイッチング素子２ａ’のソースとド
レイン間の順に電流が流れ（一点鎖線の矢印参照）、コ
ンデンサ１８ａに電荷（電圧）が充電されることによ
り、上アームはゲート駆動回路４ａ用の独立した電源を
得たことになる。そして、上アームのスイッチング素子
２ａがオン、下アームのスイッチング素子２ａ’がオフ
の状態になったとき、即ち、上記表記法で「１」のと
き、コンデンサ１８ａの充電電圧を用いて、ゲート駆動
回路４ａの駆動電圧を得ることができる。
駆動する時のブートストラップ回路の働きを図６を参照
しつつ説明する。図６に示す３相電圧形ＰＷＭインバー
タ回路のａ相の上下アーム部分に着目すると、上アーム
のスイッチング素子２ａがオフ、下アームのスイッチン
グ素子２ａ’がオンのとき、即ち、上記表記法で「０」
のとき、直流電源１３の＋側からダイオード１４ａ、コ
ンデンサ１８ａ、スイッチング素子２ａ’のソースとド
レイン間の順に電流が流れ（一点鎖線の矢印参照）、コ
ンデンサ１８ａに電荷（電圧）が充電されることによ
り、上アームはゲート駆動回路４ａ用の独立した電源を
得たことになる。そして、上アームのスイッチング素子
２ａがオン、下アームのスイッチング素子２ａ’がオフ
の状態になったとき、即ち、上記表記法で「１」のと
き、コンデンサ１８ａの充電電圧を用いて、ゲート駆動
回路４ａの駆動電圧を得ることができる。
【０００７】このようなブートストラップ回路を各相ご
とに３相電圧形ＰＷＭインバータ回路に組み込むことに
より、上アームのゲート駆動回路用電源を下アームのゲ
ート駆動回路用電源である直流電源１３で代用すること
ができ、従来上アームの各相毎に必要であったゲート駆
動回路用の直流電源が不要となり、部品点数を削減して
インバータ装置の小型化と低価格化が達成できるように
なった。
とに３相電圧形ＰＷＭインバータ回路に組み込むことに
より、上アームのゲート駆動回路用電源を下アームのゲ
ート駆動回路用電源である直流電源１３で代用すること
ができ、従来上アームの各相毎に必要であったゲート駆
動回路用の直流電源が不要となり、部品点数を削減して
インバータ装置の小型化と低価格化が達成できるように
なった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記構
成の３相電圧形インバータ回路に零ベクトルＶ７を含む
電圧ベクトルを用いたＰＷＭ制御法を採用すると、いず
れかの相の上アームが導通状態を継続する期間（上記表
記法で「１」のとき）が長くなる状態があると、その相
のブートストラップ回路のコンデンサ１８に蓄えられた
電荷（電位）が放電されてしまい、再び、その相の上ア
ームのスイッチング動作を行なおうとしてもできないと
いう問題点があった。
成の３相電圧形インバータ回路に零ベクトルＶ７を含む
電圧ベクトルを用いたＰＷＭ制御法を採用すると、いず
れかの相の上アームが導通状態を継続する期間（上記表
記法で「１」のとき）が長くなる状態があると、その相
のブートストラップ回路のコンデンサ１８に蓄えられた
電荷（電位）が放電されてしまい、再び、その相の上ア
ームのスイッチング動作を行なおうとしてもできないと
いう問題点があった。
【０００９】上記問題点について図１０および図１１を
参照して詳しく説明する。図１０は位相角π／３毎にＰ
ＷＭ制御パターンをそれぞれ、（Ｖ７Ｖ６Ｖ４），（Ｖ
０Ｖ２Ｖ６），・・・・，（Ｖ０Ｖ４Ｖ５）のように変
化させて出力電圧を正弦波状に変化させた場合を示した
図である。図１１は０〜π／３の範囲において、ａ相，
ｂ相，ｃ相のスイッチング状態を、インバータ回路の１
制御周期Ｔｋごとに繰り返すようすを示した図である。
図１１からわかるように、上アームが導通状態を継続す
る零ベクトルＶ７を用いる方法であると、０〜π／３の
範囲においてはａ相の上アームのスイッチング素子２ａ
がオンし続けている状態であり、インバータの負荷駆動
周波数をｆｍとすると、ｔ＝１／（６・ｆｍ）の期間、
オン状態を保持することになる。このため、ａ相のブー
トストラップ回路のコンデンサ１８ａが放電され続け、
コンデンサ１８ａの電圧が所定値以下に下がり、上アー
ムのスイッチングを行なうことができなくなる問題が生
じる。
参照して詳しく説明する。図１０は位相角π／３毎にＰ
ＷＭ制御パターンをそれぞれ、（Ｖ７Ｖ６Ｖ４），（Ｖ
０Ｖ２Ｖ６），・・・・，（Ｖ０Ｖ４Ｖ５）のように変
化させて出力電圧を正弦波状に変化させた場合を示した
図である。図１１は０〜π／３の範囲において、ａ相，
ｂ相，ｃ相のスイッチング状態を、インバータ回路の１
制御周期Ｔｋごとに繰り返すようすを示した図である。
図１１からわかるように、上アームが導通状態を継続す
る零ベクトルＶ７を用いる方法であると、０〜π／３の
範囲においてはａ相の上アームのスイッチング素子２ａ
がオンし続けている状態であり、インバータの負荷駆動
周波数をｆｍとすると、ｔ＝１／（６・ｆｍ）の期間、
オン状態を保持することになる。このため、ａ相のブー
トストラップ回路のコンデンサ１８ａが放電され続け、
コンデンサ１８ａの電圧が所定値以下に下がり、上アー
ムのスイッチングを行なうことができなくなる問題が生
じる。
【００１０】ここで、ブートストラップ回路を動作させ
る場合において、動作可能なインバータの負荷駆動周波
数ｆｍを求める。ａ相のブートストラップ回路の電源電
圧降下はスイッチング素子２ａ’のオン抵抗による電圧
降下ΔＶonと、コンデンサ１８ａの放電する電荷による
電圧降下ΔＶswの合計である。また、ΔＶonおよびΔＶ
swは、それぞれ下式で求めることができる。 ΔＶon＝Ｒon・Ｉd ΔＶsw＝（Ｑg＋Ｉq・ｔon）／Ｃb なお、上記２式において、Ｒonはスイッチング素子２
ａ’のオン抵抗、Ｉdはスイッチング素子２ａ’に流れ
る電流、Ｑgはスイッチング素子２ａ’の駆動に必要な
電荷量、Ｉqはゲート駆動回路４ａ’の動作電流、ｔon
はスイッチング素子２ａ’のオン時間、Ｃbはコンデン
サ１８ａの容量である。スイッチング素子２ａ’を飽和
領域で使用するには、定常損失低減のため、ゲート電圧
は１０Ｖ以上である必要があり、上記２式を考慮する
と、主電源電圧Ｖdは次式で与えられる。 Ｖd＞１０＋ΔＶon＋ΔＶsw ここで、電源電圧Ｖdを１５Ｖにすると、 ΔＶon＋ΔＶsw＜５ となる。従って、ブートストラップ回路の最大オン時間
ｔonは、 ｔon＜｛Ｃb（５−Ｒon・Ｉd）−Ｑg｝／Ｉq となる。このブートストラップ回路で用いられるコンデ
ンサ１８ａ（Ｃb）は高周波特性が要求されるため、実
用上得られる最大値をＣb＝１［μＦ］とし、他の回路
定数を、Ｉq＝８００［μＡ］，Ｑg＝２４０［ｎＣ］，
Ｒon＝０．２［Ω］，Ｉd＝２０［Ａ］と設定すると、
ｔon＜１．２５［ｍＳ］となり、ｆｍ＞８００［Ｈｚ］
となる。この値は通常のインバータの最高運転周波数２
００［Ｈｚ］を大きく超える値であり、ブートストラッ
プ回路を用いて上記ＰＷＭ制御パターンの適用は困難で
あることがわかる。
る場合において、動作可能なインバータの負荷駆動周波
数ｆｍを求める。ａ相のブートストラップ回路の電源電
圧降下はスイッチング素子２ａ’のオン抵抗による電圧
降下ΔＶonと、コンデンサ１８ａの放電する電荷による
電圧降下ΔＶswの合計である。また、ΔＶonおよびΔＶ
swは、それぞれ下式で求めることができる。 ΔＶon＝Ｒon・Ｉd ΔＶsw＝（Ｑg＋Ｉq・ｔon）／Ｃb なお、上記２式において、Ｒonはスイッチング素子２
ａ’のオン抵抗、Ｉdはスイッチング素子２ａ’に流れ
る電流、Ｑgはスイッチング素子２ａ’の駆動に必要な
電荷量、Ｉqはゲート駆動回路４ａ’の動作電流、ｔon
はスイッチング素子２ａ’のオン時間、Ｃbはコンデン
サ１８ａの容量である。スイッチング素子２ａ’を飽和
領域で使用するには、定常損失低減のため、ゲート電圧
は１０Ｖ以上である必要があり、上記２式を考慮する
と、主電源電圧Ｖdは次式で与えられる。 Ｖd＞１０＋ΔＶon＋ΔＶsw ここで、電源電圧Ｖdを１５Ｖにすると、 ΔＶon＋ΔＶsw＜５ となる。従って、ブートストラップ回路の最大オン時間
ｔonは、 ｔon＜｛Ｃb（５−Ｒon・Ｉd）−Ｑg｝／Ｉq となる。このブートストラップ回路で用いられるコンデ
ンサ１８ａ（Ｃb）は高周波特性が要求されるため、実
用上得られる最大値をＣb＝１［μＦ］とし、他の回路
定数を、Ｉq＝８００［μＡ］，Ｑg＝２４０［ｎＣ］，
Ｒon＝０．２［Ω］，Ｉd＝２０［Ａ］と設定すると、
ｔon＜１．２５［ｍＳ］となり、ｆｍ＞８００［Ｈｚ］
となる。この値は通常のインバータの最高運転周波数２
００［Ｈｚ］を大きく超える値であり、ブートストラッ
プ回路を用いて上記ＰＷＭ制御パターンの適用は困難で
あることがわかる。
【００１１】このような不都合は、図８の（Ａ）に示す
ＰＷＭ制御パターンを使用する場合には、２π／３〜π
の範囲においてはｂ相の上アームにおいて生じ、４π／
３〜５π／３の範囲においてはｃ相の上アームにおい
て、それぞれ生じることになる。以上、要約すれば、３
相インバータの各相毎に所望の電圧ベクトルを与えて、
負荷に供給するとともに、各相の上アームに対してブー
トストラップ回路によりスイッチング素子の駆動回路用
の電源を構成する場合、いずれかの相のブートストラッ
プ回路が放電状態を維持する期間が長く続く場合、その
期間内にその相のブートストラップ回路の電荷蓄積手段
に蓄えられた電荷が放電し、再び上アームのスイッチン
グ素子を駆動させようとしたとき駆動できなくなる問題
点があった。
ＰＷＭ制御パターンを使用する場合には、２π／３〜π
の範囲においてはｂ相の上アームにおいて生じ、４π／
３〜５π／３の範囲においてはｃ相の上アームにおい
て、それぞれ生じることになる。以上、要約すれば、３
相インバータの各相毎に所望の電圧ベクトルを与えて、
負荷に供給するとともに、各相の上アームに対してブー
トストラップ回路によりスイッチング素子の駆動回路用
の電源を構成する場合、いずれかの相のブートストラッ
プ回路が放電状態を維持する期間が長く続く場合、その
期間内にその相のブートストラップ回路の電荷蓄積手段
に蓄えられた電荷が放電し、再び上アームのスイッチン
グ素子を駆動させようとしたとき駆動できなくなる問題
点があった。
【００１２】この問題に対して従来の３相電圧形インバ
ータ回路においては、ゲート駆動回路４ａ〜４ｃ,にタ
イマを設けて、ＰＷＭ制御パターンとは無関係に所定時
間毎に下アームのスイッチング素子を強制的に導通さ
せ、コンデンサを再充電する方法が採用されているが、
この方法を採用するとＰＷＭ制御パターンと無関係なス
イッチングパターンが出力され、出力電圧波形の歪みが
増加する問題点があった。
ータ回路においては、ゲート駆動回路４ａ〜４ｃ,にタ
イマを設けて、ＰＷＭ制御パターンとは無関係に所定時
間毎に下アームのスイッチング素子を強制的に導通さ
せ、コンデンサを再充電する方法が採用されているが、
この方法を採用するとＰＷＭ制御パターンと無関係なス
イッチングパターンが出力され、出力電圧波形の歪みが
増加する問題点があった。
【００１３】
【発明の目的】この発明は上記の事情に鑑みてなされた
ものであり、出力電圧波形の歪みもなく、かつ、新たな
るハードウエアの追加も必要とせず、ブートストラップ
回路により安定に動作電圧を供給できるインバータ制御
方法およびその装置を提供することを目的としている。
ものであり、出力電圧波形の歪みもなく、かつ、新たな
るハードウエアの追加も必要とせず、ブートストラップ
回路により安定に動作電圧を供給できるインバータ制御
方法およびその装置を提供することを目的としている。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めの、請求項１のインバータ制御方法は、３相インバー
タの各相毎に所定のスイッチングパターンを与えること
により、所望の電圧ベクトルを得て、負荷に供給すると
ともに、各相のブートストラップ回路により制御電圧を
供給するインバータ制御方法において、何れかの相のブ
ートストラップ回路が放電状態を維持する期間内におけ
る出力電圧に影響を及ぼさない期間に選択される電圧ベ
クトルを、所定期間毎にブートストラップ回路が充電可
能な電圧ベクトルで置換すべくスイッチング制御を行う
方法である。
めの、請求項１のインバータ制御方法は、３相インバー
タの各相毎に所定のスイッチングパターンを与えること
により、所望の電圧ベクトルを得て、負荷に供給すると
ともに、各相のブートストラップ回路により制御電圧を
供給するインバータ制御方法において、何れかの相のブ
ートストラップ回路が放電状態を維持する期間内におけ
る出力電圧に影響を及ぼさない期間に選択される電圧ベ
クトルを、所定期間毎にブートストラップ回路が充電可
能な電圧ベクトルで置換すべくスイッチング制御を行う
方法である。
【００１５】請求項２のインバータ制御方法は、請求項
１のインバータ制御方法において、前記所定期間がブー
トストラップ回路の放電時間に基づいて定まっている。
請求項３のインバータ制御装置は、３相インバータの各
相毎に所定のスイッチングパターンを与えることによ
り、所望の電圧ベクトルを得て、負荷に供給するととも
に、各相のブートストラップ回路により制御電圧を供給
するインバータ制御装置において、何れかの相のブート
ストラップ回路が放電状態を維持する期間を検出する放
電期間検出手段と、放電期間内における出力電圧に影響
を及ぼさない電圧ベクトルを選択する期間を検出する期
間検出手段（３４）と、期間検出手段で検出された期間
の中から、所定時間毎の期間を抽出する期間抽出手段
と、抽出された期間に選択される電圧ベクトルをブート
ストラップ回路が充電可能な電圧ベクトルで置換すべく
スイッチング制御を行うスイッチング制御手段とを含む
ものである。
１のインバータ制御方法において、前記所定期間がブー
トストラップ回路の放電時間に基づいて定まっている。
請求項３のインバータ制御装置は、３相インバータの各
相毎に所定のスイッチングパターンを与えることによ
り、所望の電圧ベクトルを得て、負荷に供給するととも
に、各相のブートストラップ回路により制御電圧を供給
するインバータ制御装置において、何れかの相のブート
ストラップ回路が放電状態を維持する期間を検出する放
電期間検出手段と、放電期間内における出力電圧に影響
を及ぼさない電圧ベクトルを選択する期間を検出する期
間検出手段（３４）と、期間検出手段で検出された期間
の中から、所定時間毎の期間を抽出する期間抽出手段
と、抽出された期間に選択される電圧ベクトルをブート
ストラップ回路が充電可能な電圧ベクトルで置換すべく
スイッチング制御を行うスイッチング制御手段とを含む
ものである。
【００１６】
【作用】請求項１のインバータ制御方法であれば、何れ
かの相のブートストラップ回路が放電状態を維持する期
間内における出力電圧に影響を及ぼさない期間に選択さ
れる電圧ベクトルを、所定期間毎にブートストラップ回
路が充電可能な電圧ベクトルで置換すべくスイッチング
制御することにより、定期的にブートストラップ回路の
電荷蓄積手段に電荷を供給することができ、ブートスト
ラップ回路の電圧が低下し、上アームの制御電圧を供給
できなくなることを防止することができる。また、この
置換は電圧ベクトルの配列パターンであるＰＷＭ制御パ
ターンを変えるだけで達成することができるので、スイ
ッチやコンデンサなどの新たなハードウエアの追加も必
要なく、ブートストラップ回路の駆動不良の問題点を解
決することができる。
かの相のブートストラップ回路が放電状態を維持する期
間内における出力電圧に影響を及ぼさない期間に選択さ
れる電圧ベクトルを、所定期間毎にブートストラップ回
路が充電可能な電圧ベクトルで置換すべくスイッチング
制御することにより、定期的にブートストラップ回路の
電荷蓄積手段に電荷を供給することができ、ブートスト
ラップ回路の電圧が低下し、上アームの制御電圧を供給
できなくなることを防止することができる。また、この
置換は電圧ベクトルの配列パターンであるＰＷＭ制御パ
ターンを変えるだけで達成することができるので、スイ
ッチやコンデンサなどの新たなハードウエアの追加も必
要なく、ブートストラップ回路の駆動不良の問題点を解
決することができる。
【００１７】請求項２のインバータ制御方法であれば、
前記所定期間をブートストラップ回路の放電時間に基づ
いて定まる期間にすることにより、電圧ベクトルを置換
する頻度を少なくすることができ、必要最小限のＰＷＭ
制御パターンの変更でブートストラップ回路の駆動不良
の問題点を解決することができる。請求項３のインバー
タ制御装置であれば、何れかの相のブートストラップ回
路が放電状態を維持する期間を検出する放電期間検出手
段によって検出された放電期間内において、期間検出手
段が、出力電圧に影響を及ぼさない電圧ベクトルを選択
する期間を検出し、その検出された期間の中から、期間
抽出手段が所定時間毎の期間を抽出し、スイッチング制
御手段がその抽出された期間に選択される電圧ベクトル
をブートストラップ回路が充電可能な電圧ベクトルで置
換すべくスイッチング制御を行うので、従来からあるＰ
ＷＭ制御パターン自体は変更を加えることなく、ブート
ストラップ回路の駆動不良を起こす時間領域の電圧ベク
トルを他の電圧ベクトルで置換することができ、簡単に
ブートストラップ回路の駆動不良の問題点を解決するこ
とができる。
前記所定期間をブートストラップ回路の放電時間に基づ
いて定まる期間にすることにより、電圧ベクトルを置換
する頻度を少なくすることができ、必要最小限のＰＷＭ
制御パターンの変更でブートストラップ回路の駆動不良
の問題点を解決することができる。請求項３のインバー
タ制御装置であれば、何れかの相のブートストラップ回
路が放電状態を維持する期間を検出する放電期間検出手
段によって検出された放電期間内において、期間検出手
段が、出力電圧に影響を及ぼさない電圧ベクトルを選択
する期間を検出し、その検出された期間の中から、期間
抽出手段が所定時間毎の期間を抽出し、スイッチング制
御手段がその抽出された期間に選択される電圧ベクトル
をブートストラップ回路が充電可能な電圧ベクトルで置
換すべくスイッチング制御を行うので、従来からあるＰ
ＷＭ制御パターン自体は変更を加えることなく、ブート
ストラップ回路の駆動不良を起こす時間領域の電圧ベク
トルを他の電圧ベクトルで置換することができ、簡単に
ブートストラップ回路の駆動不良の問題点を解決するこ
とができる。
【００１８】
【実施例】以下、実施例を示す添付図面によって詳細に
説明する。図１にこの発明のインバータ制御方法の一実
施例を説明するフローチャートの一例を示す。まず、ス
テップＳＰ１において、所定のＰＷＭ制御パターンを計
算、あるいはＲＯＭ等の記憶手段から読み出して求め、
ステップＳＰ２においてそのＰＷＭ制御パターンの状態
がａ相，ｂ相，ｃ相のいずれかの上アームがオン状態で
あるか否かを判別し、いずれかの上アームがオン状態で
あると判別された場合は、ステップＳＰ３において他の
全ての相の上アームもオン状態であるかどうかを判別
し、他の全ての相の上アームもオン状態であると判別さ
れた場合には、ステップＳＰ４においてその期間の中か
ら、キャリア周期Ｔｋ毎の期間を抽出した後、ステップ
ＳＰ５においてその抽出した期間内で全ての相の上アー
ムをオフ状態とする切換え処理を行なう。次いで、ステ
ップＳＰ６においてその切換えられたＰＷＭ制御パター
ンでスイッチング素子を駆動して、一連の処理を終了す
る。なお、ステップＳＰ２においてａ相，ｂ相，ｃ相の
いずれかの上アームがオン状態でないと判別された場
合、およびステップＳＰ３において他の全ての相の上ア
ームもオン状態でないと判別された場合は、ＰＷＭ制御
パターンを変更せずに、そのままのＰＷＭ制御パターン
でステップＳＰ６においてスイッチング素子を駆動す
る。
説明する。図１にこの発明のインバータ制御方法の一実
施例を説明するフローチャートの一例を示す。まず、ス
テップＳＰ１において、所定のＰＷＭ制御パターンを計
算、あるいはＲＯＭ等の記憶手段から読み出して求め、
ステップＳＰ２においてそのＰＷＭ制御パターンの状態
がａ相，ｂ相，ｃ相のいずれかの上アームがオン状態で
あるか否かを判別し、いずれかの上アームがオン状態で
あると判別された場合は、ステップＳＰ３において他の
全ての相の上アームもオン状態であるかどうかを判別
し、他の全ての相の上アームもオン状態であると判別さ
れた場合には、ステップＳＰ４においてその期間の中か
ら、キャリア周期Ｔｋ毎の期間を抽出した後、ステップ
ＳＰ５においてその抽出した期間内で全ての相の上アー
ムをオフ状態とする切換え処理を行なう。次いで、ステ
ップＳＰ６においてその切換えられたＰＷＭ制御パター
ンでスイッチング素子を駆動して、一連の処理を終了す
る。なお、ステップＳＰ２においてａ相，ｂ相，ｃ相の
いずれかの上アームがオン状態でないと判別された場
合、およびステップＳＰ３において他の全ての相の上ア
ームもオン状態でないと判別された場合は、ＰＷＭ制御
パターンを変更せずに、そのままのＰＷＭ制御パターン
でステップＳＰ６においてスイッチング素子を駆動す
る。
【００１９】図２はこの発明のインバータ制御方法を採
用した場合の一実施例を説明するためのＰＷＭ制御パタ
ーンを示すタイムチャートであり、図１０に示す位相角
π／３毎にＰＷＭ制御パターンをそれぞれ、（Ｖ７Ｖ６
Ｖ４），（Ｖ０Ｖ２Ｖ６），・・・・、（Ｖ０Ｖ４Ｖ
５）のように変化させて主直流電源の直流電圧を正弦波
に変化させた場合において、０〜π／３の範囲におけ
る、ａ相，ｂ相，ｃ相のスイッチング状態を示した図で
ある。この実施例におけるインバータ制御方法では、ａ
相の上アームがオン状態を継続する期間ｔｘ内におい
て、他の相であるｂ相およびｃ相の上アームもオン状態
となるべき期間ｔｙを、キャリア周期Ｔｋ毎に、全ての
相即ち、ａ相、ｂ相、ｃ相の上アームをオフ状態とすべ
く、ＰＷＭ制御パターンを変えている。
用した場合の一実施例を説明するためのＰＷＭ制御パタ
ーンを示すタイムチャートであり、図１０に示す位相角
π／３毎にＰＷＭ制御パターンをそれぞれ、（Ｖ７Ｖ６
Ｖ４），（Ｖ０Ｖ２Ｖ６），・・・・、（Ｖ０Ｖ４Ｖ
５）のように変化させて主直流電源の直流電圧を正弦波
に変化させた場合において、０〜π／３の範囲におけ
る、ａ相，ｂ相，ｃ相のスイッチング状態を示した図で
ある。この実施例におけるインバータ制御方法では、ａ
相の上アームがオン状態を継続する期間ｔｘ内におい
て、他の相であるｂ相およびｃ相の上アームもオン状態
となるべき期間ｔｙを、キャリア周期Ｔｋ毎に、全ての
相即ち、ａ相、ｂ相、ｃ相の上アームをオフ状態とすべ
く、ＰＷＭ制御パターンを変えている。
【００２０】即ち、０〜π／３の範囲においては、（Ｖ
７Ｖ６Ｖ４）がキャリア周期Ｔｋ毎に繰り返すようにな
るが、その繰り返し周期Ｔｋ毎に、（Ｖ０Ｖ６Ｖ４）に
変えることにより、放電により電位が下がるコンデンサ
に、電荷をチャージするのである。この場合、電圧ベク
トルＶ７をＶ０に変更することになるが、Ｖ７とＶ０は
共に、零ベクトルであり、時間積をとってもその軌跡は
移動しない特徴があるので、出力電圧波形に全く影響を
与えることなく、上アームのスイッチング素子駆動回路
の駆動電圧が得られないという問題を解決することがで
きる。
７Ｖ６Ｖ４）がキャリア周期Ｔｋ毎に繰り返すようにな
るが、その繰り返し周期Ｔｋ毎に、（Ｖ０Ｖ６Ｖ４）に
変えることにより、放電により電位が下がるコンデンサ
に、電荷をチャージするのである。この場合、電圧ベク
トルＶ７をＶ０に変更することになるが、Ｖ７とＶ０は
共に、零ベクトルであり、時間積をとってもその軌跡は
移動しない特徴があるので、出力電圧波形に全く影響を
与えることなく、上アームのスイッチング素子駆動回路
の駆動電圧が得られないという問題を解決することがで
きる。
【００２１】なお、図１０および図１１において説明し
たように、上アームのスイッチング素子駆動電圧が得ら
れないという問題は、２π／３〜πの範囲においてはｂ
相の上アームにおいて生じ、４π／３〜５π／３の範囲
においてはｃ相の上アームにおいて生じるので、２π／
３〜πの範囲においては、（Ｖ７Ｖ３Ｖ２）をキャリア
周期Ｔｋ毎に、（Ｖ０Ｖ６Ｖ４）に変更し、４π／３〜
５π／３の範囲においては、（Ｖ７Ｖ５Ｖ１）をキャリ
ア周期Ｔｋ毎に、（Ｖ０Ｖ５Ｖ１）に変更することによ
り、０〜２πの全範囲において、不都合をなくすことが
できる。
たように、上アームのスイッチング素子駆動電圧が得ら
れないという問題は、２π／３〜πの範囲においてはｂ
相の上アームにおいて生じ、４π／３〜５π／３の範囲
においてはｃ相の上アームにおいて生じるので、２π／
３〜πの範囲においては、（Ｖ７Ｖ３Ｖ２）をキャリア
周期Ｔｋ毎に、（Ｖ０Ｖ６Ｖ４）に変更し、４π／３〜
５π／３の範囲においては、（Ｖ７Ｖ５Ｖ１）をキャリ
ア周期Ｔｋ毎に、（Ｖ０Ｖ５Ｖ１）に変更することによ
り、０〜２πの全範囲において、不都合をなくすことが
できる。
【００２２】
【実施例２】図３はこの発明のインバータ制御方法の他
の実施例を説明するためのタイムチャートであり、上記
実施例と異なるのは、全ての相の上アームをオフ状態と
すべくＰＷＭ制御パターンをキャリア周期Ｔｋ毎に変え
るのを、ブートストラップ回路のコンデンサの放電時定
数に基づいて定まる所定期間ｔｃ毎に変更した点のみで
ある。
の実施例を説明するためのタイムチャートであり、上記
実施例と異なるのは、全ての相の上アームをオフ状態と
すべくＰＷＭ制御パターンをキャリア周期Ｔｋ毎に変え
るのを、ブートストラップ回路のコンデンサの放電時定
数に基づいて定まる所定期間ｔｃ毎に変更した点のみで
ある。
【００２３】所定期間ｔｃはコンデンサの充電状態から
オン状態が継続することによる放電によりゲート駆動回
路が駆動できなくなる限界の期間よりも小さく設定され
る。所定期間ｔｃをブートストラップ回路のコンデンサ
の放電時間に基づいて定まる期間にすることで、キャリ
ア周期Ｔｋ毎に変えるよりも、零ベクトルＶ７を零ベク
トルＶ０に置換する回数を減らすことができる。
オン状態が継続することによる放電によりゲート駆動回
路が駆動できなくなる限界の期間よりも小さく設定され
る。所定期間ｔｃをブートストラップ回路のコンデンサ
の放電時間に基づいて定まる期間にすることで、キャリ
ア周期Ｔｋ毎に変えるよりも、零ベクトルＶ７を零ベク
トルＶ０に置換する回数を減らすことができる。
【００２４】図４はこの実施例におけるフローチャート
を示す図である。まず、ステップＳＰ１において、所定
のＰＷＭ制御パターンを計算、あるいはＲＯＭ等の記憶
手段から読み出して求め、ステップＳＰ２においてその
ＰＷＭ制御パターンの状態がａ相，ｂ相，ｃ相のいずれ
かの上アームがオン状態であるか否かを判別し、いずれ
かの上アームがオン状態であると判別された場合は、ス
テップＳＰ３において他の全ての相の上アームもオン状
態であるかどうかを判別し、他の全ての相の上アームも
オン状態であると判別された場合には、ステップＳＰ４
においてその期間の中から、ｔｃ毎の期間を抽出した
後、ステップＳＰ５においてその抽出した期間内で全て
の相の上アームをオフ状態とする切換え処理を行なう。
次いで、ステップＳＰ６においてその切換えられたＰＷ
Ｍ制御パターンでスイッチング素子を駆動して、一連の
処理を終了する。なお、ステップＳＰ２においてａ相，
ｂ相，ｃ相のいずれかの上アームがオン状態でないと判
別された場合、およびステップＳＰ３において他の全て
の相の上アームもオン状態でないと判別された場合は、
ＰＷＭ制御パターンを変更せずに、そのままのＰＷＭ制
御パターンでステップＳＰ６においてスイッチング素子
を駆動する。
を示す図である。まず、ステップＳＰ１において、所定
のＰＷＭ制御パターンを計算、あるいはＲＯＭ等の記憶
手段から読み出して求め、ステップＳＰ２においてその
ＰＷＭ制御パターンの状態がａ相，ｂ相，ｃ相のいずれ
かの上アームがオン状態であるか否かを判別し、いずれ
かの上アームがオン状態であると判別された場合は、ス
テップＳＰ３において他の全ての相の上アームもオン状
態であるかどうかを判別し、他の全ての相の上アームも
オン状態であると判別された場合には、ステップＳＰ４
においてその期間の中から、ｔｃ毎の期間を抽出した
後、ステップＳＰ５においてその抽出した期間内で全て
の相の上アームをオフ状態とする切換え処理を行なう。
次いで、ステップＳＰ６においてその切換えられたＰＷ
Ｍ制御パターンでスイッチング素子を駆動して、一連の
処理を終了する。なお、ステップＳＰ２においてａ相，
ｂ相，ｃ相のいずれかの上アームがオン状態でないと判
別された場合、およびステップＳＰ３において他の全て
の相の上アームもオン状態でないと判別された場合は、
ＰＷＭ制御パターンを変更せずに、そのままのＰＷＭ制
御パターンでステップＳＰ６においてスイッチング素子
を駆動する。
【００２５】
【実施例３】図５はこの発明のインバータ制御装置の一
実施例を示す概略ブロック図である。このインバータ制
御装置は、図８（Ａ）に示すＰＷＭ制御パターンを生成
するＰＷＭ制御パターン生成部６ａと、ａ相，ｂ相，ｃ
相のいずれかの相の上アームがオン状態を継続する期間
を検出するオン継続期間検出部３２と、そのオン状態継
続期間内における、他の全ての相の上アームがオン状態
となるべき期間を検出するオン期間検出部３４と、オン
期間検出部３４により検出される期間の中から、所定時
間毎の期間を抽出する期間抽出部３６と、抽出された期
間に対応させて全ての相の上アームを非導通状態とすべ
くスイッチング制御を行なうスイッチング制御部３８と
を有している。なお、図６に示す従来のインバータ制御
装置の構成要素と同様の働きをする要素には同一の符号
を付け、説明は省略する。
実施例を示す概略ブロック図である。このインバータ制
御装置は、図８（Ａ）に示すＰＷＭ制御パターンを生成
するＰＷＭ制御パターン生成部６ａと、ａ相，ｂ相，ｃ
相のいずれかの相の上アームがオン状態を継続する期間
を検出するオン継続期間検出部３２と、そのオン状態継
続期間内における、他の全ての相の上アームがオン状態
となるべき期間を検出するオン期間検出部３４と、オン
期間検出部３４により検出される期間の中から、所定時
間毎の期間を抽出する期間抽出部３６と、抽出された期
間に対応させて全ての相の上アームを非導通状態とすべ
くスイッチング制御を行なうスイッチング制御部３８と
を有している。なお、図６に示す従来のインバータ制御
装置の構成要素と同様の働きをする要素には同一の符号
を付け、説明は省略する。
【００２６】上記のように構成されたインバータ制御装
置の動作は次のとおりである。マイクロコンピュータ６
内のＰＷＭ制御パターン生成部６ａから出力されたＰＷ
Ｍ制御パターンの内、オン継続期間検出部３２によって
ａ相，ｂ相，ｃ相のいずれかの相の上アームがオン状態
を継続する期間が検出され、オン期間検出部３４によ
り、そのオン状態継続期間内における、他の全ての相の
上アームがオン状態となるべき期間が検出される。そし
て、そのオン状態になる期間の中から、期間抽出部３６
が予め決められた所定時間に基づいて、期間を抽出す
る。そして、スイッチング制御部３８がその抽出された
期間に対応させて、全ての相の上アームをオフ状態とす
べくゲート駆動回路４ａ〜４ｃ’に指令を与え、所定の
スイッチングタイミングでスイッチング素子２ａ〜２
ｃ’をスイッチングする。このように構成することによ
り、ブートストラップ回路のコンデンサ１８ａ，１８
ｂ，１８ｃの放電による動作不良を解消することができ
る。
置の動作は次のとおりである。マイクロコンピュータ６
内のＰＷＭ制御パターン生成部６ａから出力されたＰＷ
Ｍ制御パターンの内、オン継続期間検出部３２によって
ａ相，ｂ相，ｃ相のいずれかの相の上アームがオン状態
を継続する期間が検出され、オン期間検出部３４によ
り、そのオン状態継続期間内における、他の全ての相の
上アームがオン状態となるべき期間が検出される。そし
て、そのオン状態になる期間の中から、期間抽出部３６
が予め決められた所定時間に基づいて、期間を抽出す
る。そして、スイッチング制御部３８がその抽出された
期間に対応させて、全ての相の上アームをオフ状態とす
べくゲート駆動回路４ａ〜４ｃ’に指令を与え、所定の
スイッチングタイミングでスイッチング素子２ａ〜２
ｃ’をスイッチングする。このように構成することによ
り、ブートストラップ回路のコンデンサ１８ａ，１８
ｂ，１８ｃの放電による動作不良を解消することができ
る。
【００２７】なお、この発明は上記実施例に限定される
ものではなく、この発明の要旨を変更しない範囲内にお
いて種々の設計変形を施すことが可能である。例えば、
前記インバータ制御方法では、全ての相の上アームを非
導通状態とすべくＰＷＭ制御パターンを変える周期をキ
ャリア周期Ｔｋ毎、コンデンサの放電時間に基づいて定
まる所定期間ｔｃに設定したが、それ以外にもインバー
タの負荷の実際の駆動条件、例えば、駆動周波数の変動
幅などの条件を考慮して、ブートストラップ回路の駆動
が安定して行なえる所定期間に設定しても良い。
ものではなく、この発明の要旨を変更しない範囲内にお
いて種々の設計変形を施すことが可能である。例えば、
前記インバータ制御方法では、全ての相の上アームを非
導通状態とすべくＰＷＭ制御パターンを変える周期をキ
ャリア周期Ｔｋ毎、コンデンサの放電時間に基づいて定
まる所定期間ｔｃに設定したが、それ以外にもインバー
タの負荷の実際の駆動条件、例えば、駆動周波数の変動
幅などの条件を考慮して、ブートストラップ回路の駆動
が安定して行なえる所定期間に設定しても良い。
【００２８】さらに、図８において説明したように零ベ
クトルＶ７を使用する、ＰＷＭ制御パターンは２つある
が、（Ｖ４Ｖ６Ｖ７）のパターンを使用する場合（図８
（Ｂ）参照）でも、この発明のインバータ制御方法と同
様の考え方で零ベクトルＶ７を零ベクトルＶ０に変更す
ることにより、同じような効果を得ることができる。
クトルＶ７を使用する、ＰＷＭ制御パターンは２つある
が、（Ｖ４Ｖ６Ｖ７）のパターンを使用する場合（図８
（Ｂ）参照）でも、この発明のインバータ制御方法と同
様の考え方で零ベクトルＶ７を零ベクトルＶ０に変更す
ることにより、同じような効果を得ることができる。
【００２９】
【発明の効果】以上のように、請求項１の発明は、いず
れかの相のブートストラップ回路が放電状態を維持する
期間内における出力電圧に影響を及ぼさない電圧ベクト
ルを選択する期間を、所定期間毎にブートストラップ回
路が充電可能な電圧ベクトルで置換することにより、イ
ンバータ出力電圧の出力波形に歪みを生じさせることな
く、かつ新たにハードウエアを付加する必要もなく、上
アームに導通状態が継続する場合があるＰＷＭ制御を、
ブートストラップ回路の駆動不良を生じさせないで行な
うことができるという特有の効果を奏する。
れかの相のブートストラップ回路が放電状態を維持する
期間内における出力電圧に影響を及ぼさない電圧ベクト
ルを選択する期間を、所定期間毎にブートストラップ回
路が充電可能な電圧ベクトルで置換することにより、イ
ンバータ出力電圧の出力波形に歪みを生じさせることな
く、かつ新たにハードウエアを付加する必要もなく、上
アームに導通状態が継続する場合があるＰＷＭ制御を、
ブートストラップ回路の駆動不良を生じさせないで行な
うことができるという特有の効果を奏する。
【００３０】請求項２の発明は、いずれかの相のブート
ストラップ回路が放電状態を維持する期間内における出
力電圧に影響を及ぼさない電圧ベクトルを選択する期間
を、ブートストラップ回路の放電時間に基づいて定まる
所定期間毎にブートストラップ回路が充電可能な電圧ベ
クトルで置換することにより、電圧ベクトルの置換回数
を少なくすることができるという特有の効果を奏する。
ストラップ回路が放電状態を維持する期間内における出
力電圧に影響を及ぼさない電圧ベクトルを選択する期間
を、ブートストラップ回路の放電時間に基づいて定まる
所定期間毎にブートストラップ回路が充電可能な電圧ベ
クトルで置換することにより、電圧ベクトルの置換回数
を少なくすることができるという特有の効果を奏する。
【００３１】請求項３の発明は、期間抽出手段が所定時
間毎の期間を抽出し、スイッチング制御手段がその抽出
された期間においてブートストラップ回路への充電が可
能な電圧ベクトルで置換するように、スイッチング制御
を行うことにより、従来からあるＰＷＭ制御パターン自
体は変更を加えることなく、ブートストラップ回路の駆
動不良を起こす時間領域の電圧ベクトルを他の電圧ベク
トルに置換することができ、新たにブートストラップ回
路の駆動不良の問題点を解決するＰＷＭ制御パターンを
作成するのに比べて、簡単かつ安価に実施できるという
特有の効果を奏する。
間毎の期間を抽出し、スイッチング制御手段がその抽出
された期間においてブートストラップ回路への充電が可
能な電圧ベクトルで置換するように、スイッチング制御
を行うことにより、従来からあるＰＷＭ制御パターン自
体は変更を加えることなく、ブートストラップ回路の駆
動不良を起こす時間領域の電圧ベクトルを他の電圧ベク
トルに置換することができ、新たにブートストラップ回
路の駆動不良の問題点を解決するＰＷＭ制御パターンを
作成するのに比べて、簡単かつ安価に実施できるという
特有の効果を奏する。
【図１】この発明のインバータ制御方法の一実施例を示
すフローチャートである。
すフローチャートである。
【図２】この発明のインバータ制御方法の一実施例を説
明するための電圧ベクトルのタイムチャートである。
明するための電圧ベクトルのタイムチャートである。
【図３】この発明のインバータ制御方法の他の実施例を
説明するための電圧ベクトルのタイムチャートである。
説明するための電圧ベクトルのタイムチャートである。
【図４】この発明のインバータ制御方法の他の実施例を
示すフローチャートである。
示すフローチャートである。
【図５】この発明のインバータ制御装置の一実施例を示
す概略ブロック図である。
す概略ブロック図である。
【図６】ブートストラップ回路を使用した３相電圧形Ｐ
ＷＭインバータ回路の電気回路図である。
ＷＭインバータ回路の電気回路図である。
【図７】電圧ベクトルを復素平面上で示した図である。
【図８】零ベクトルＶ７を使用したＰＷＭ制御パターン
を示した図である。
を示した図である。
【図９】０〜２πの範囲におけるＰＷＭ制御パターンの
組み替えパターンを示す図である。
組み替えパターンを示す図である。
【図１０】インバータ回路によって得られた正弦波を示
す図である。
す図である。
【図１１】従来のインバータ制御方法における０〜π／
３における電圧ベクトルのタイムチャートである。
３における電圧ベクトルのタイムチャートである。
３２ オン継続期間検出部 ３４ オン期間検出部 ３６ 期間抽出部 ３８ スイッチング制御部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04M 7/48 H02P 7/63
Claims (3)
- 【請求項１】３相インバータの各相毎に所定のスイッチ
ングパターンを与えることにより、所望の電圧ベクトル
を得て、負荷に供給するとともに、各相のブートストラ
ップ回路により制御電圧を供給するインバータ制御方法
において、何れかの相のブートストラップ回路が放電状
態を維持する期間内における出力電圧に影響を及ぼさな
い期間に選択される電圧ベクトルを、所定期間毎にブー
トストラップ回路が充電可能な電圧ベクトルで置換すべ
くスイッチング制御することを特徴とするインバータ制
御方法。 - 【請求項２】 前記所定期間がブートストラップ回路の
放電時間に基づいて定まるものである請求項１に記載の
インバータ制御方法。 - 【請求項３】３相インバータの各相毎に所定のスイッチ
ングパターンを与えることにより、所望の電圧ベクトル
を得て、負荷に供給するとともに、各相のブートストラ
ップ回路により制御電圧を供給するインバータ制御装置
において、何れかの相のブートストラップ回路が放電状
態を維持する期間を検出する放電期間検出手段（３２）
と、放電期間内における出力電圧に影響を及ぼさない電
圧ベクトルを選択する期間を検出する期間検出手段（３
４）と、期間検出手段（３４）で検出された期間の中か
ら、所定時間毎の期間を抽出する期間抽出手段（３６）
と、抽出された期間に選択される電圧ベクトルをブート
ストラップ回路が充電可能な電圧ベクトルで置換すべく
スイッチング制御を行うスイッチング制御手段（３８）
とを含むことを特徴とするインバータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09316392A JP3250254B2 (ja) | 1992-04-13 | 1992-04-13 | インバータ制御方法およびその装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09316392A JP3250254B2 (ja) | 1992-04-13 | 1992-04-13 | インバータ制御方法およびその装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05292755A JPH05292755A (ja) | 1993-11-05 |
| JP3250254B2 true JP3250254B2 (ja) | 2002-01-28 |
Family
ID=14074904
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09316392A Expired - Fee Related JP3250254B2 (ja) | 1992-04-13 | 1992-04-13 | インバータ制御方法およびその装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3250254B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008084775A1 (ja) * | 2007-01-09 | 2008-07-17 | Daikin Industries, Ltd. | インバータ圧縮機の運転方法及び圧縮機駆動装置 |
| CN100444500C (zh) * | 2003-09-16 | 2008-12-17 | 本田技研工业株式会社 | 凸极式电动机的定子 |
| CN101542123B (zh) * | 2007-01-09 | 2011-04-27 | 大金工业株式会社 | 变换器压缩机的运行方法及压缩机驱动装置 |
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