JPH099613A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH099613A JPH099613A JP7147695A JP14769595A JPH099613A JP H099613 A JPH099613 A JP H099613A JP 7147695 A JP7147695 A JP 7147695A JP 14769595 A JP14769595 A JP 14769595A JP H099613 A JPH099613 A JP H099613A
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- Japan
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- voltage
- output
- switching element
- converter
- control
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1582—Buck-boost converters
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明はＤＣ−ＤＣコンバータに係り、特に
変換効率の向上が図れるチョークコイルを用いた昇降圧
型のＤＣ−ＤＣコンバータの提供を目的とする。 【構成】 昇圧動作基準電圧及び降圧動作基準電圧と外
部から入力する制御電圧との大小関係からその制御電圧
の範囲を監視する制御電圧監視回路５と、制御電圧監視
回路５の出力を受けて、制御電圧が昇圧動作基準電圧を
下回るときは第１スイッチング素子２を導通状態に設定
し、第２スイッチング素子３に制御部４の出力を与える
こと、制御電圧が降圧動作基準電圧を上回るときは第２
スイッチング素子３を非導通状態に設定し、第１スイッ
チング素子２に制御部４の出力を与えること、及び、制
御電圧が昇圧動作基準電圧と降圧動作基準電圧との間に
あるときは第１スイッチング素子２と第２スイッチング
素子３とに制御部４の出力を与えることを行う動作モー
ド切替回路６とを備えたことを特徴とする。
変換効率の向上が図れるチョークコイルを用いた昇降圧
型のＤＣ−ＤＣコンバータの提供を目的とする。 【構成】 昇圧動作基準電圧及び降圧動作基準電圧と外
部から入力する制御電圧との大小関係からその制御電圧
の範囲を監視する制御電圧監視回路５と、制御電圧監視
回路５の出力を受けて、制御電圧が昇圧動作基準電圧を
下回るときは第１スイッチング素子２を導通状態に設定
し、第２スイッチング素子３に制御部４の出力を与える
こと、制御電圧が降圧動作基準電圧を上回るときは第２
スイッチング素子３を非導通状態に設定し、第１スイッ
チング素子２に制御部４の出力を与えること、及び、制
御電圧が昇圧動作基準電圧と降圧動作基準電圧との間に
あるときは第１スイッチング素子２と第２スイッチング
素子３とに制御部４の出力を与えることを行う動作モー
ド切替回路６とを備えたことを特徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ
に係り、特にチョークコイルを用いた昇降圧型のＤＣ−
ＤＣコンバータに関する。
に係り、特にチョークコイルを用いた昇降圧型のＤＣ−
ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、携帯型パーソナルコンピ
ュータ等の携帯型電子機器では、外部から電源を供給で
きるＡＣアダプタ等を備えると共に、電源として電池を
搭載するが、電池電圧は放電が進むにつれて低下してい
くので、電池電源の場合に電子機器内部で使用する電圧
の一定化を図るためＤＣ−ＤＣコンバータを備える。
ュータ等の携帯型電子機器では、外部から電源を供給で
きるＡＣアダプタ等を備えると共に、電源として電池を
搭載するが、電池電圧は放電が進むにつれて低下してい
くので、電池電源の場合に電子機器内部で使用する電圧
の一定化を図るためＤＣ−ＤＣコンバータを備える。
【０００３】この電池出力の安定化を図る方式には、降
圧方式と、昇圧方式と、本発明が対象とする昇降圧方式
との３種類が知られている。なお、何れの方式を採用す
るかは、当該電子機器の消費電力、電池電源による運用
時間、装置サイズ、装置重量等を考慮として決定される
ものである。降圧方式は、装置で使用する電圧よりも高
い電圧の電池を使用し、その電池電圧をＤＣ−ＤＣコン
バータによって電子機器内部で使用する電圧まで下げて
供給する方式である。この降圧動作をするＤＣ−ＤＣコ
ンバータを以下「降圧型」と称するが、降圧方式では、
出力電力も大きく取れ、効率も非常に良く、８５％〜９
５％の効率も実現できている。
圧方式と、昇圧方式と、本発明が対象とする昇降圧方式
との３種類が知られている。なお、何れの方式を採用す
るかは、当該電子機器の消費電力、電池電源による運用
時間、装置サイズ、装置重量等を考慮として決定される
ものである。降圧方式は、装置で使用する電圧よりも高
い電圧の電池を使用し、その電池電圧をＤＣ−ＤＣコン
バータによって電子機器内部で使用する電圧まで下げて
供給する方式である。この降圧動作をするＤＣ−ＤＣコ
ンバータを以下「降圧型」と称するが、降圧方式では、
出力電力も大きく取れ、効率も非常に良く、８５％〜９
５％の効率も実現できている。
【０００４】昇圧方式は、装置で使用する電圧よりも低
い電圧の電池を使用し、その電池電圧をＤＣ−ＤＣコン
バータによって電子機器内部で使用する電圧まで上げて
供給する方式である。この昇圧動作をするＤＣ−ＤＣコ
ンバータを以下「昇圧型」と称するが、昇圧方式では、
昇圧の比率が大きい場合には、大きな出力を要する用途
には向かないが、７５％〜８５％程度の効率を実現でき
る。
い電圧の電池を使用し、その電池電圧をＤＣ−ＤＣコン
バータによって電子機器内部で使用する電圧まで上げて
供給する方式である。この昇圧動作をするＤＣ−ＤＣコ
ンバータを以下「昇圧型」と称するが、昇圧方式では、
昇圧の比率が大きい場合には、大きな出力を要する用途
には向かないが、７５％〜８５％程度の効率を実現でき
る。
【０００５】昇降圧方式は、電池電圧が装置が必要とす
る電圧よりも低かったり高かったりする場合に対処すべ
く、電池電圧が装置で使用する電圧よりも低い場合また
は高い場合に、それを例えば図３、図４に示すようなＤ
Ｃ−ＤＣコンバータによって電子機器内部で使用する電
圧まで上下させて供給する方式である。この昇降圧動作
をするＤＣ−ＤＣコンバータを以下「昇降圧型」と称す
る。
る電圧よりも低かったり高かったりする場合に対処すべ
く、電池電圧が装置で使用する電圧よりも低い場合また
は高い場合に、それを例えば図３、図４に示すようなＤ
Ｃ−ＤＣコンバータによって電子機器内部で使用する電
圧まで上下させて供給する方式である。この昇降圧動作
をするＤＣ−ＤＣコンバータを以下「昇降圧型」と称す
る。
【０００６】以下、従来の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバー
タの概要を図３、図４を参照して説明する。図３は、ト
ランスを用いた従来の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの
構成例である。図４は、チョークコイルを用いた従来の
昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成例である。図３に
おいて、スイッチング素子たるトランジスタＴｒ１は、
入力端に入力電圧Ｖｉが印加され、出力端にトランスＴ
の１次巻線の一端が接続され、制御端に制御部１０の出
力端が接続される。
タの概要を図３、図４を参照して説明する。図３は、ト
ランスを用いた従来の昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの
構成例である。図４は、チョークコイルを用いた従来の
昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成例である。図３に
おいて、スイッチング素子たるトランジスタＴｒ１は、
入力端に入力電圧Ｖｉが印加され、出力端にトランスＴ
の１次巻線の一端が接続され、制御端に制御部１０の出
力端が接続される。
【０００７】トランスＴの２次巻線の一端は整流ダイオ
ードＤ１のアノードに接続され、整流ダイオードのカソ
ードは当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端に接続される
が、この整流ダイオードＤ１のカソードとアースとの間
に、平滑コンデンサＣ１が設けられると共に、抵抗器Ｒ
１と抵抗器Ｒ２の直列回路が設けられる。抵抗器Ｒ１と
抵抗器Ｒ２の直列回路は、出力電圧Ｖｏを測定する回路
で、抵抗器Ｒ２の両端に現れる分圧電圧が制御部１０に
測定値として与えられる。制御部１０には、入力電圧Ｖ
ｉが動作電源として印加されると共に、外部から出力電
圧制御指令であるｏｎ／ｏｆｆ信号が与えられる。
ードＤ１のアノードに接続され、整流ダイオードのカソ
ードは当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端に接続される
が、この整流ダイオードＤ１のカソードとアースとの間
に、平滑コンデンサＣ１が設けられると共に、抵抗器Ｒ
１と抵抗器Ｒ２の直列回路が設けられる。抵抗器Ｒ１と
抵抗器Ｒ２の直列回路は、出力電圧Ｖｏを測定する回路
で、抵抗器Ｒ２の両端に現れる分圧電圧が制御部１０に
測定値として与えられる。制御部１０には、入力電圧Ｖ
ｉが動作電源として印加されると共に、外部から出力電
圧制御指令であるｏｎ／ｏｆｆ信号が与えられる。
【０００８】制御部１０は、ｏｎ／ｏｆｆ信号が“１”
である期間において、出力電圧の大きさに応じたパルス
幅及びパルス間隔のスイッチング信号、即ちパルス幅変
調信号（以下「ＰＷＭ信号」と言う）を生成し、トラン
ジスタＴｒ１の制御端に与えトランジスタＴｒ１にスイ
ッチング動作を行わせ、“０”である期間ではＰＷＭ信
号の生成を停止する。
である期間において、出力電圧の大きさに応じたパルス
幅及びパルス間隔のスイッチング信号、即ちパルス幅変
調信号（以下「ＰＷＭ信号」と言う）を生成し、トラン
ジスタＴｒ１の制御端に与えトランジスタＴｒ１にスイ
ッチング動作を行わせ、“０”である期間ではＰＷＭ信
号の生成を停止する。
【０００９】図３に示す回路は、トランスを用いた昇降
型ＤＣ−ＤＣコンバータの一般的な構成を示し、その動
作は良く知られているので、回路動作の説明は省略する
が、トランス用いるので、重量増加の原因となり、図４
に示すチョークコイルを用いる方式のものよりも効率が
悪く、また高価である。次に、図４において、第１スイ
ッチング素子たるトランジスタＴｒ１は、入力端に入力
電圧Ｖｉが印加され、出力端にチョークコイルＬ１の一
端が接続され、制御端に制御部１０の出力端が接続され
る。
型ＤＣ−ＤＣコンバータの一般的な構成を示し、その動
作は良く知られているので、回路動作の説明は省略する
が、トランス用いるので、重量増加の原因となり、図４
に示すチョークコイルを用いる方式のものよりも効率が
悪く、また高価である。次に、図４において、第１スイ
ッチング素子たるトランジスタＴｒ１は、入力端に入力
電圧Ｖｉが印加され、出力端にチョークコイルＬ１の一
端が接続され、制御端に制御部１０の出力端が接続され
る。
【００１０】チョークコイルＬ１の他端は整流ダイオー
ドＤ１のアノードに接続され、整流ダイオードＤ１のカ
ソードは当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端に接続され
るが、この整流ダイオードＤ１のカソードとアースとの
間に、平滑コンデンサＣ１が設けられると共に、抵抗器
Ｒ１と抵抗器Ｒ２の直列回路が設けられる。抵抗器Ｒ２
の両端に現れる分圧電圧が制御部１０に測定値として与
えられる。チョークコイルＬ１と整流ダイオードＤ１と
平滑コンデンサＣ１との全体が平滑回路を構成してい
る。
ドＤ１のアノードに接続され、整流ダイオードＤ１のカ
ソードは当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端に接続され
るが、この整流ダイオードＤ１のカソードとアースとの
間に、平滑コンデンサＣ１が設けられると共に、抵抗器
Ｒ１と抵抗器Ｒ２の直列回路が設けられる。抵抗器Ｒ２
の両端に現れる分圧電圧が制御部１０に測定値として与
えられる。チョークコイルＬ１と整流ダイオードＤ１と
平滑コンデンサＣ１との全体が平滑回路を構成してい
る。
【００１１】また、チョークコイルＬ１の一端とアース
との間にフライホィールダイオードＤ２が設けられ、チ
ョークコイルＬ１の他端とアースとの間に第２スイッチ
ング素子たるトランジスタＴｒ２が設けられる。トラン
ジスタＴｒ２の制御端にはインバータ１１を介して制御
部１０の出力が印加される。制御部１０には、入力電圧
Ｖｉが印加されると共に、外部から出力電圧制御指令で
あるｏｎ／ｏｆｆ信号が与えられる。制御部１０の基本
動作に関しては前述したが、トランジスタＴｒ１とトラ
ンジスタＴｒ２は逆極性であり、制御部１０の出力は、
トランジスタＴｒ１には直接与えられ、トランジスタＴ
ｒ２にはインバータ１１を介して与えられる。
との間にフライホィールダイオードＤ２が設けられ、チ
ョークコイルＬ１の他端とアースとの間に第２スイッチ
ング素子たるトランジスタＴｒ２が設けられる。トラン
ジスタＴｒ２の制御端にはインバータ１１を介して制御
部１０の出力が印加される。制御部１０には、入力電圧
Ｖｉが印加されると共に、外部から出力電圧制御指令で
あるｏｎ／ｏｆｆ信号が与えられる。制御部１０の基本
動作に関しては前述したが、トランジスタＴｒ１とトラ
ンジスタＴｒ２は逆極性であり、制御部１０の出力は、
トランジスタＴｒ１には直接与えられ、トランジスタＴ
ｒ２にはインバータ１１を介して与えられる。
【００１２】従って、トランジスタＴｒ１とトランジス
タＴｒ２は、同期して共に導通状態（以下「ｏｎ状態」
と言う）、非導通状態（以下「ｏｆｆ状態」と言う）と
なるように制御される。
タＴｒ２は、同期して共に導通状態（以下「ｏｎ状態」
と言う）、非導通状態（以下「ｏｆｆ状態」と言う）と
なるように制御される。
【００１３】以上の構成において、まず理解を容易にす
るためトランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２は別個
独立にｏｎ／ｏｆｆ制御されるとする。トランジスタＴ
ｒ１がｏｎ状態を継続し、トランジスタＴｒ２がｏｆｆ
状態にある場合、入力電圧ＶｉはチョークコイルＬ１の
一端に印加される。フライホイールダイオードＤ２は逆
バイアス状態となり導通しない。
るためトランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２は別個
独立にｏｎ／ｏｆｆ制御されるとする。トランジスタＴ
ｒ１がｏｎ状態を継続し、トランジスタＴｒ２がｏｆｆ
状態にある場合、入力電圧ＶｉはチョークコイルＬ１の
一端に印加される。フライホイールダイオードＤ２は逆
バイアス状態となり導通しない。
【００１４】この状態でトランジスタＴｒ２がｏｎ状態
となると、チョークコイルＬ１の他端はアース電位とな
るので、入力電圧Ｖｉは全てチョークコイルＬ１に印加
され、チョークコイルＬ１に流れる電流が増加して行
く。つまり、チョークコイルＬ１にエネルギーの蓄積が
なされる。次いでトランジスタＴｒ２がｏｆｆ状態とな
ると、チョークコイルＬ１の他端である整流ダイオード
Ｄ１は、そのアノードに入力電圧Ｖｉとチョークコイル
Ｌ１に蓄積されたエネルギーによる電圧とを加えた電圧
が印加され、順バイアス状態となり、平滑用コンデンサ
Ｃ１への放電が行われる。
となると、チョークコイルＬ１の他端はアース電位とな
るので、入力電圧Ｖｉは全てチョークコイルＬ１に印加
され、チョークコイルＬ１に流れる電流が増加して行
く。つまり、チョークコイルＬ１にエネルギーの蓄積が
なされる。次いでトランジスタＴｒ２がｏｆｆ状態とな
ると、チョークコイルＬ１の他端である整流ダイオード
Ｄ１は、そのアノードに入力電圧Ｖｉとチョークコイル
Ｌ１に蓄積されたエネルギーによる電圧とを加えた電圧
が印加され、順バイアス状態となり、平滑用コンデンサ
Ｃ１への放電が行われる。
【００１５】その結果、平滑用コンデンサＣ１の端子電
圧、即ち、出力電圧Ｖｏは、入力電圧Ｖｉにチョークコ
イルＬ１に蓄積されたエネルギーによる電圧を加えた電
圧となる。従って、出力電圧Ｖｏは、入力電圧Ｖｉより
も必ず高くなる。要するに、入力電圧Ｖｉから、入力電
圧ＶｉにチョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギーに
よる電圧を加えた電圧までの範囲で、出力電圧を昇降圧
できるのである。
圧、即ち、出力電圧Ｖｏは、入力電圧Ｖｉにチョークコ
イルＬ１に蓄積されたエネルギーによる電圧を加えた電
圧となる。従って、出力電圧Ｖｏは、入力電圧Ｖｉより
も必ず高くなる。要するに、入力電圧Ｖｉから、入力電
圧ＶｉにチョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギーに
よる電圧を加えた電圧までの範囲で、出力電圧を昇降圧
できるのである。
【００１６】ところで、以上の回路動作で得られる出力
電圧は、入力電圧に依存したものであるが、入力電圧に
依存しない任意の値の出力電圧を得たい場合がある。か
かる目的を達成するには、チョークコイルＬ１に蓄積さ
れたエネルギーによる電圧のみを整流ダイオードＤ１に
印加するようにし、入力電圧Ｖｉが加算されないように
する必要がある。
電圧は、入力電圧に依存したものであるが、入力電圧に
依存しない任意の値の出力電圧を得たい場合がある。か
かる目的を達成するには、チョークコイルＬ１に蓄積さ
れたエネルギーによる電圧のみを整流ダイオードＤ１に
印加するようにし、入力電圧Ｖｉが加算されないように
する必要がある。
【００１７】即ち、図４に示す回路は、入力電圧Ｖｉに
依存せず任意の出力電圧Ｖｏを得る構成となっている。
以下、概略説明する。図４において、トランジスタＴｒ
１とトランジスタＴｒ２とが共にｏｎ状態となると、入
力電圧Ｖｉは全てチョークコイルＬ１の一端に印加され
ると共に、チョークコイルＬ１に流れる電流が増加して
行く。つまり、チョークコイルＬ１にエネルギーの蓄積
がなされる。
依存せず任意の出力電圧Ｖｏを得る構成となっている。
以下、概略説明する。図４において、トランジスタＴｒ
１とトランジスタＴｒ２とが共にｏｎ状態となると、入
力電圧Ｖｉは全てチョークコイルＬ１の一端に印加され
ると共に、チョークコイルＬ１に流れる電流が増加して
行く。つまり、チョークコイルＬ１にエネルギーの蓄積
がなされる。
【００１８】次いでトランジスタＴｒ１とトランジスタ
Ｔｒ２とが共にｏｆｆ状態となると、チョークコイルＬ
１の一端への入力電圧Ｖｉの印加がなくなると共に、Ｄ
１→Ｃ１→アース→Ｄ２→Ｌ１→Ｄ１の閉ループが形成
され、チョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギーが平
滑用コンデンサＣ１に放電される。その結果、平滑用コ
ンデンサＣ１にはチョークコイルＬ１に蓄積されたエネ
ルギーに相当する電圧まで充電される。フライホイール
ダイオードＤ２のアノード側はアース電位であるので、
チョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギーによる電圧
はアース電位からのものとなり、得られた出力電圧Ｖｏ
は入力電圧Ｖｉに依存しないものとなる。
Ｔｒ２とが共にｏｆｆ状態となると、チョークコイルＬ
１の一端への入力電圧Ｖｉの印加がなくなると共に、Ｄ
１→Ｃ１→アース→Ｄ２→Ｌ１→Ｄ１の閉ループが形成
され、チョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギーが平
滑用コンデンサＣ１に放電される。その結果、平滑用コ
ンデンサＣ１にはチョークコイルＬ１に蓄積されたエネ
ルギーに相当する電圧まで充電される。フライホイール
ダイオードＤ２のアノード側はアース電位であるので、
チョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギーによる電圧
はアース電位からのものとなり、得られた出力電圧Ｖｏ
は入力電圧Ｖｉに依存しないものとなる。
【００１９】なお、図３と図４に示す回路において電圧
値の具体例を示せば、入力電圧Ｖｉは、例えば３．０Ｖ
〜１８．０Ｖの範囲のもので、これに対し＋１２．０Ｖ
の出力電圧を得ることができる。
値の具体例を示せば、入力電圧Ｖｉは、例えば３．０Ｖ
〜１８．０Ｖの範囲のもので、これに対し＋１２．０Ｖ
の出力電圧を得ることができる。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
チョークコイルを用いた昇降型ＤＣ−ＤＣコンバータ
は、トランスを用いたそれに比して効率面や物量の大き
さの面で優れていると言える。
チョークコイルを用いた昇降型ＤＣ−ＤＣコンバータ
は、トランスを用いたそれに比して効率面や物量の大き
さの面で優れていると言える。
【００２１】しかし、常にアース電位から昇圧する昇圧
動作によって降圧を実現するので、その降圧動作時の変
換効率が純粋な降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのそれより
も劣るものとなっている。従って、従来の構成では、前
述した数値例で言えば、３．０Ｖ〜１８．０Ｖの範囲の
入力電圧から＋１２．０Ｖの出力電圧を得る全体の変換
効率として、純粋な降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換
効率（一般には８５％〜９０％程度と言われている）に
近いものを得ることは困難である。
動作によって降圧を実現するので、その降圧動作時の変
換効率が純粋な降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのそれより
も劣るものとなっている。従って、従来の構成では、前
述した数値例で言えば、３．０Ｖ〜１８．０Ｖの範囲の
入力電圧から＋１２．０Ｖの出力電圧を得る全体の変換
効率として、純粋な降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換
効率（一般には８５％〜９０％程度と言われている）に
近いものを得ることは困難である。
【００２２】本発明は、このような従来の問題を解決す
べく創作されたもので、その目的は、変換効率の向上を
図るようにしたチョークコイルを用いた昇降型のＤＣ−
ＤＣコンバータを提供することにある。
べく創作されたもので、その目的は、変換効率の向上を
図るようにしたチョークコイルを用いた昇降型のＤＣ−
ＤＣコンバータを提供することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは図１に示す構成を有
する。
に本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは図１に示す構成を有
する。
【００２４】請求項１に記載の発明は、図１に示すよう
に、チョークコイル１ａを備える平滑回路１と、導通状
態にあるとき入力電圧をチョークコイル１ａの一端に印
加する第１スイッチング素子２と、導通状態にあるとき
チョークコイル１ａの他端をアース電位に設定する第２
スイッチング素子３と、平滑回路１から送出される出力
電圧の大きさに応じたパルス幅及びパルス間隔のスイッ
チング信号を外部から入力する出力電圧制御指令に従い
出力する制御部４とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、昇圧動作基準電圧及び降圧動作基準電圧と外部か
ら入力する制御電圧との大小関係からその制御電圧の範
囲を監視する制御電圧監視回路５と、制御電圧監視回路
５の出力を受けて、制御電圧が昇圧動作基準電圧を下回
るときは第１スイッチング素子２を導通状態に設定し、
第２スイッチング素子３に制御部４の出力を与えるこ
と、制御電圧が降圧動作基準電圧を上回るときは第２ス
イッチング素子３を非導通状態に設定し、第１スイッチ
ング素子２に制御部４の出力を与えること、及び、制御
電圧が昇圧動作基準電圧と降圧動作基準電圧との間にあ
るときは第１スイッチング素子２と第２スイッチング素
子３とに制御部４の出力を与えることを行う動作モード
切替回路６とを備えたことを特徴とする。
に、チョークコイル１ａを備える平滑回路１と、導通状
態にあるとき入力電圧をチョークコイル１ａの一端に印
加する第１スイッチング素子２と、導通状態にあるとき
チョークコイル１ａの他端をアース電位に設定する第２
スイッチング素子３と、平滑回路１から送出される出力
電圧の大きさに応じたパルス幅及びパルス間隔のスイッ
チング信号を外部から入力する出力電圧制御指令に従い
出力する制御部４とを備えるＤＣ−ＤＣコンバータにお
いて、昇圧動作基準電圧及び降圧動作基準電圧と外部か
ら入力する制御電圧との大小関係からその制御電圧の範
囲を監視する制御電圧監視回路５と、制御電圧監視回路
５の出力を受けて、制御電圧が昇圧動作基準電圧を下回
るときは第１スイッチング素子２を導通状態に設定し、
第２スイッチング素子３に制御部４の出力を与えるこ
と、制御電圧が降圧動作基準電圧を上回るときは第２ス
イッチング素子３を非導通状態に設定し、第１スイッチ
ング素子２に制御部４の出力を与えること、及び、制御
電圧が昇圧動作基準電圧と降圧動作基準電圧との間にあ
るときは第１スイッチング素子２と第２スイッチング素
子３とに制御部４の出力を与えることを行う動作モード
切替回路６とを備えたことを特徴とする。
【００２５】請求項２に記載の発明は、図１に示すよう
に、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
チョークコイル１ａの一端とアース間にフライホイール
ダイオード７が設けられることを特徴とする。
に、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
チョークコイル１ａの一端とアース間にフライホイール
ダイオード７が設けられることを特徴とする。
【００２６】請求項３に記載の発明は、請求項１または
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、外部
から入力する制御電圧は、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの
入力電圧であることを特徴とする
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、外部
から入力する制御電圧は、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの
入力電圧であることを特徴とする
【００２７】
【作用】次に、前記の如く構成される本発明のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの作用を図１を参照して説明する。
Ｃコンバータの作用を図１を参照して説明する。
【００２８】請求項１に記載の発明では、図１におい
て、動作モード切替回路６が、制御電圧監視回路５の監
視結果と昇圧動作基準電圧及び降圧動作基準電圧との関
係から第１スイッチング素子２と第２スイッチング素子
３の双方にスイッチング動作をさせ入力電圧を昇降圧す
る従来の昇降圧動作のモードの他、第１スイッチング素
子２のみスイッチング動作をさせる降圧動作のモードと
第２スイッチング素子３のみスイッチング動作をさせる
昇圧動作のモードに切り替える。
て、動作モード切替回路６が、制御電圧監視回路５の監
視結果と昇圧動作基準電圧及び降圧動作基準電圧との関
係から第１スイッチング素子２と第２スイッチング素子
３の双方にスイッチング動作をさせ入力電圧を昇降圧す
る従来の昇降圧動作のモードの他、第１スイッチング素
子２のみスイッチング動作をさせる降圧動作のモードと
第２スイッチング素子３のみスイッチング動作をさせる
昇圧動作のモードに切り替える。
【００２９】即ち、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、
チョークコイルを用いるものであるが、ある入力電圧範
囲に対しそれを制御電圧によって３つの動作範囲に区分
し、変換効率が良くない昇降圧動作の範囲を狭く設定
し、この範囲以外では効率の良い降圧動作と昇圧動作を
行うようにしてある。従って、本発明によれば、全体と
しての変換効率を大幅に改善でき、入力電圧あるいは入
出力電圧の差分に適応して変換効率を高い値に保つこと
ができる。
チョークコイルを用いるものであるが、ある入力電圧範
囲に対しそれを制御電圧によって３つの動作範囲に区分
し、変換効率が良くない昇降圧動作の範囲を狭く設定
し、この範囲以外では効率の良い降圧動作と昇圧動作を
行うようにしてある。従って、本発明によれば、全体と
しての変換効率を大幅に改善でき、入力電圧あるいは入
出力電圧の差分に適応して変換効率を高い値に保つこと
ができる。
【００３０】なお、外部からの制御電圧は、請求項３に
記載の発明のように入力電圧であっても良いが、例えば
当該ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷状態（負荷の軽重変
化、停電回復時等）に基づき生成されるものでも良い。
電力消費の低減等が図れる利点がある。請求項２に記載
の発明では、図１において、降圧動作範囲及び昇降圧動
作範囲においてフライホイールダイオード７を経由する
ループが形成されるので、入力電圧に依存しない出力電
圧が効率良く得られる。
記載の発明のように入力電圧であっても良いが、例えば
当該ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷状態（負荷の軽重変
化、停電回復時等）に基づき生成されるものでも良い。
電力消費の低減等が図れる利点がある。請求項２に記載
の発明では、図１において、降圧動作範囲及び昇降圧動
作範囲においてフライホイールダイオード７を経由する
ループが形成されるので、入力電圧に依存しない出力電
圧が効率良く得られる。
【００３１】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１は、請求項１乃至請求項３に記載の発明の実
施例を示す図である。なお、従来例（図４）と同一構成
部分には同一名称符号を付してる。本発明に係る部分の
構成を説明する。
する。図１は、請求項１乃至請求項３に記載の発明の実
施例を示す図である。なお、従来例（図４）と同一構成
部分には同一名称符号を付してる。本発明に係る部分の
構成を説明する。
【００３２】図１において、制御部１０の出力（ＰＷＭ
信号）は、インバータ１１に与えられると共に、ＡＮＤ
ゲート１２の一方の入力となる。インバータ１１の出力
は、従来（図４）とは異なり、ＯＲゲート１３の一方の
入力となり、ＯＲゲート１３の出力がトランジスタＴｒ
１の制御入力となっている。またトランジスタＴｒ２の
制御入力はＡＮＤゲート１２の出力である。
信号）は、インバータ１１に与えられると共に、ＡＮＤ
ゲート１２の一方の入力となる。インバータ１１の出力
は、従来（図４）とは異なり、ＯＲゲート１３の一方の
入力となり、ＯＲゲート１３の出力がトランジスタＴｒ
１の制御入力となっている。またトランジスタＴｒ２の
制御入力はＡＮＤゲート１２の出力である。
【００３３】そして、入力電圧ＶｉがトランジスタＴｒ
１に印加されるラインに抵抗器Ｒ３の一端を接続し、抵
抗器Ｒ３の他端に抵抗器Ｒ４の一端を接続し、抵抗器Ｒ
４の他端をアースしてある。即ち、抵抗器Ｒ３と抵抗器
Ｒ４の直列回路は、入力電圧を測定する回路であって、
抵抗器Ｒ４の両端に現れる分圧電圧は入力測定電圧を与
える。
１に印加されるラインに抵抗器Ｒ３の一端を接続し、抵
抗器Ｒ３の他端に抵抗器Ｒ４の一端を接続し、抵抗器Ｒ
４の他端をアースしてある。即ち、抵抗器Ｒ３と抵抗器
Ｒ４の直列回路は、入力電圧を測定する回路であって、
抵抗器Ｒ４の両端に現れる分圧電圧は入力測定電圧を与
える。
【００３４】抵抗器Ｒ４の両端に現れる分圧電圧は、比
較器１４の逆相入力端と比較器１５の正相入力端とに与
えられる。比較器１４の正相入力端とアース間には昇圧
基準電圧を与える電池ｅ１が設けられる。また、比較器
１５の逆相入力端とアース間には降圧基準電圧を与える
電池ｅ２が設けられる。比較器１４の出力はＡＮＤゲー
ト１６の一方の入力となり、ＡＮＤゲート１６の他方の
入力は外部から制御部１０に入力するｏｎ／ｏｆｆ信号
である。ＡＮＤゲート１６の出力はＯＲゲート１３の他
方の入力となる。また、比較器１５の出力はＡＮＤゲー
ト１２の他方の入力となる。
較器１４の逆相入力端と比較器１５の正相入力端とに与
えられる。比較器１４の正相入力端とアース間には昇圧
基準電圧を与える電池ｅ１が設けられる。また、比較器
１５の逆相入力端とアース間には降圧基準電圧を与える
電池ｅ２が設けられる。比較器１４の出力はＡＮＤゲー
ト１６の一方の入力となり、ＡＮＤゲート１６の他方の
入力は外部から制御部１０に入力するｏｎ／ｏｆｆ信号
である。ＡＮＤゲート１６の出力はＯＲゲート１３の他
方の入力となる。また、比較器１５の出力はＡＮＤゲー
ト１２の他方の入力となる。
【００３５】即ち、トランジスタＴｒ１は比較器１４の
出力レベルに応じてｏｎ状態に設定され、またスイッチ
ング動作を行う。一方、トランジスタＴｒ２は比較器１
５の出力レベルに応じてｏｆｆ状態に設定され、またス
イッチング動作を行うようになっている。以上の構成に
おいて、請求項１乃至請求項３に記載の発明との対応関
係は次のようになっている。チョークコイルＬ１と整流
ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１との全体がチョー
クコイル１ａを備える平滑回路１に対応し、トランジス
タＴｒ１が第１スイッチング素子２に対応し、トランジ
スタＴｒ２が第２スイッチング素子３に対応し、制御部
１０が同名の制御部４に対応する。
出力レベルに応じてｏｎ状態に設定され、またスイッチ
ング動作を行う。一方、トランジスタＴｒ２は比較器１
５の出力レベルに応じてｏｆｆ状態に設定され、またス
イッチング動作を行うようになっている。以上の構成に
おいて、請求項１乃至請求項３に記載の発明との対応関
係は次のようになっている。チョークコイルＬ１と整流
ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１との全体がチョー
クコイル１ａを備える平滑回路１に対応し、トランジス
タＴｒ１が第１スイッチング素子２に対応し、トランジ
スタＴｒ２が第２スイッチング素子３に対応し、制御部
１０が同名の制御部４に対応する。
【００３６】また、抵抗器Ｒ３と抵抗器Ｒ４と比較器１
４と比較器１５との全体が電圧監視回路５に対応し、電
池ｅ１は昇圧基準電圧に対応し、電池ｅ２は降圧基準電
圧に対応し、インバータ１１とＡＮＤゲート１２と１６
とＯＲゲートとの全体が動作モード切替回路６に対応
し、フライホイールダイオードＤ２が同名のフライホイ
ールダイオード７に対応する。
４と比較器１５との全体が電圧監視回路５に対応し、電
池ｅ１は昇圧基準電圧に対応し、電池ｅ２は降圧基準電
圧に対応し、インバータ１１とＡＮＤゲート１２と１６
とＯＲゲートとの全体が動作モード切替回路６に対応
し、フライホイールダイオードＤ２が同名のフライホイ
ールダイオード７に対応する。
【００３７】以下、図２を参照して請求項１乃至請求項
３に記載の発明の実施例の動作を説明する。本実施例の
回路は、入力電圧Ｖｉを常時監視し、入力電圧Ｖｉが出
力電圧Ｖｏよりも一定値以上高いときには、トランジス
タＴｒ２を常時非導通状態（ｏｆｆ状態）に設定してト
ランジスタＴｒ１にスイッチング動作を行わせ、降圧し
て出力電圧Ｖｏを得、入力電圧Ｖｉが出力電圧Ｖｏより
も一定値以上低いときには、トランジスタＴｒ１を常時
導通状態（ｏｎ状態）に設定してトランジスタＴｒ２に
スイッチング動作を行わせ、昇圧して出力電圧Ｖｏを得
る。
３に記載の発明の実施例の動作を説明する。本実施例の
回路は、入力電圧Ｖｉを常時監視し、入力電圧Ｖｉが出
力電圧Ｖｏよりも一定値以上高いときには、トランジス
タＴｒ２を常時非導通状態（ｏｆｆ状態）に設定してト
ランジスタＴｒ１にスイッチング動作を行わせ、降圧し
て出力電圧Ｖｏを得、入力電圧Ｖｉが出力電圧Ｖｏより
も一定値以上低いときには、トランジスタＴｒ１を常時
導通状態（ｏｎ状態）に設定してトランジスタＴｒ２に
スイッチング動作を行わせ、昇圧して出力電圧Ｖｏを得
る。
【００３８】そして、入力電圧Ｖｉが出力電圧Ｖｏより
も一定値の範囲で高いか低い場合にのみ従来（図４）と
同様の昇降圧動作により出力電圧Ｖｏを得るように構成
してある。以下、動作を説明する。図２において、抵抗
器Ｒ４の両端に現れる入力電圧の測定値をＶr4とし、昇
圧基準電圧をＶe1とし、降圧基準電圧をＶe2とすれば、
比較器１４では、入力電圧測定値Ｖr4と昇圧基準電圧Ｖ
e1との大小関係を比較し、Ｖr4＜Ｖe1のときは出力レベ
ルを“１”に、Ｖr4＞Ｖe1のときは出力レベルを“０”
にする。
も一定値の範囲で高いか低い場合にのみ従来（図４）と
同様の昇降圧動作により出力電圧Ｖｏを得るように構成
してある。以下、動作を説明する。図２において、抵抗
器Ｒ４の両端に現れる入力電圧の測定値をＶr4とし、昇
圧基準電圧をＶe1とし、降圧基準電圧をＶe2とすれば、
比較器１４では、入力電圧測定値Ｖr4と昇圧基準電圧Ｖ
e1との大小関係を比較し、Ｖr4＜Ｖe1のときは出力レベ
ルを“１”に、Ｖr4＞Ｖe1のときは出力レベルを“０”
にする。
【００３９】ＡＮＤゲート１６は、ｏｎ／ｏｆｆ信号が
ｏｎ（“１”）である期間において比較器１４の出力レ
ベルが“１”であれば、出力を“１”にし、比較器１４
の出力レベルが“０”であれば、出力を“０”にする。
ＡＮＤゲート１６の出力が“１”であれば、ＯＲゲート
１３の出力はインバータ１１の出力状態とは無関係に常
に“０”になるので、トランジスタＴｒ１は制御端に
“０”が印加され常時ｏｎ状態となる。
ｏｎ（“１”）である期間において比較器１４の出力レ
ベルが“１”であれば、出力を“１”にし、比較器１４
の出力レベルが“０”であれば、出力を“０”にする。
ＡＮＤゲート１６の出力が“１”であれば、ＯＲゲート
１３の出力はインバータ１１の出力状態とは無関係に常
に“０”になるので、トランジスタＴｒ１は制御端に
“０”が印加され常時ｏｎ状態となる。
【００４０】逆に、ＡＮＤゲート１６の出力が“０”で
あれば、ＯＲゲート１３の出力はインバータ１１の出力
をそのままトランジスタＴｒ１の制御端に与えるので、
トランジスタＴｒ１は、制御部１０が出力するＰＷＭ信
号に従ってスイッチング動作をする。一方、比較器１５
では、入力電圧測定値Ｖr4と昇圧基準電圧Ｖe2との大小
関係を比較し、Ｖr4＜Ｖe2のときは出力レベルを“０”
に、Ｖr4＞Ｖe2のときは出力レベルを“１”にする。
あれば、ＯＲゲート１３の出力はインバータ１１の出力
をそのままトランジスタＴｒ１の制御端に与えるので、
トランジスタＴｒ１は、制御部１０が出力するＰＷＭ信
号に従ってスイッチング動作をする。一方、比較器１５
では、入力電圧測定値Ｖr4と昇圧基準電圧Ｖe2との大小
関係を比較し、Ｖr4＜Ｖe2のときは出力レベルを“０”
に、Ｖr4＞Ｖe2のときは出力レベルを“１”にする。
【００４１】比較器１４の出力レベルが“１”であれ
ば、ＡＮＤゲート１２は、制御部１０の出力とは無関係
に出力を“０”にするので、トランジスタＴｒ２は、制
御端に“０”が印加され、常時ｏｆｆ状態となる。逆
に、比較器１４の出力レベルが“０”であれば、ＡＮＤ
ゲート１２は、制御部１０の出力をそのままトランジス
タＴｒ２の制御端に与えるので、トランジスタＴｒ２
は、制御部１０が出力するＰＷＭ信号に従ってスイッチ
ング動作をする。 そこで、出力電圧の測定値をＶooと
すれば、昇圧基準電圧Ｖe1をＶooよりも規定値だけ低く
設定し、即ちＶoo＞Ｖe1の関係に設定し、降圧基準電圧
Ｖe2をＶooよりも規定値だけ高く設定し、即ちＶoo＜Ｖ
e2の関係に設定する。従って、Ｖe1＜Ｖe2である。
ば、ＡＮＤゲート１２は、制御部１０の出力とは無関係
に出力を“０”にするので、トランジスタＴｒ２は、制
御端に“０”が印加され、常時ｏｆｆ状態となる。逆
に、比較器１４の出力レベルが“０”であれば、ＡＮＤ
ゲート１２は、制御部１０の出力をそのままトランジス
タＴｒ２の制御端に与えるので、トランジスタＴｒ２
は、制御部１０が出力するＰＷＭ信号に従ってスイッチ
ング動作をする。 そこで、出力電圧の測定値をＶooと
すれば、昇圧基準電圧Ｖe1をＶooよりも規定値だけ低く
設定し、即ちＶoo＞Ｖe1の関係に設定し、降圧基準電圧
Ｖe2をＶooよりも規定値だけ高く設定し、即ちＶoo＜Ｖ
e2の関係に設定する。従って、Ｖe1＜Ｖe2である。
【００４２】まず、Ｖr4＞Ｖe2のときは当然にＶr4＞Ｖ
e1であるので、トランジスタＴｒ２はｏｆｆ状態に設定
され、トランジスタＴｒ１が制御部１０からのＰＷＭ信
号に従ってスイッチング動作をする。制御部１０はパル
ス間隔の広いのＰＷＭ信号を出力するので、降圧動作が
行われる。トランジスタＴｒ１がｏｆｆであるタイミン
グでは、フライホイールダイオードＤ２が作動する。こ
の場合の変換効率は前述したように８５％以上である。
e1であるので、トランジスタＴｒ２はｏｆｆ状態に設定
され、トランジスタＴｒ１が制御部１０からのＰＷＭ信
号に従ってスイッチング動作をする。制御部１０はパル
ス間隔の広いのＰＷＭ信号を出力するので、降圧動作が
行われる。トランジスタＴｒ１がｏｆｆであるタイミン
グでは、フライホイールダイオードＤ２が作動する。こ
の場合の変換効率は前述したように８５％以上である。
【００４３】また、Ｖr4＜Ｖe1のときは当然にＶr4＜Ｖ
e2であるので、トランジスタＴｒ１はｏｎ状態に設定さ
れ、トランジスタＴｒ２が制御部１０からのＰＷＭ信号
に従ってスイッチング動作をする。制御部１０はパルス
間隔の狭いのＰＷＭ信号を出力するので、昇圧動作が行
われる。この場合の変換効率は前述したように７５％以
上である。
e2であるので、トランジスタＴｒ１はｏｎ状態に設定さ
れ、トランジスタＴｒ２が制御部１０からのＰＷＭ信号
に従ってスイッチング動作をする。制御部１０はパルス
間隔の狭いのＰＷＭ信号を出力するので、昇圧動作が行
われる。この場合の変換効率は前述したように７５％以
上である。
【００４４】そして、Ｖe2＞Ｖr4＞Ｖe1のときはトラン
ジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２が共に制御部１０か
らのＰＷＭ信号に従って同期してスイッチング動作をす
る。この場合の動作は従来と同様に昇圧動作を基本とす
る昇降圧動作であり、また前述したようにフライホイー
ルダイオードＤ２も作動する。従って、昇降圧動作での
変換効率は従来と同様であるが、昇降圧動作の範囲を従
来よりも狭いＶe2＞Ｖr4＞Ｖe1の範囲に限定し、その範
囲以外では変換効率の良い純粋降圧動作と純粋昇圧動作
とを行うので、全体としての変換効率は従来の昇降圧動
作のみのものよりも大幅に向上することになり、入力電
圧あるいは入出力電圧の差分に適応して変換効率を高い
値に保つことができることになる。
ジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２が共に制御部１０か
らのＰＷＭ信号に従って同期してスイッチング動作をす
る。この場合の動作は従来と同様に昇圧動作を基本とす
る昇降圧動作であり、また前述したようにフライホイー
ルダイオードＤ２も作動する。従って、昇降圧動作での
変換効率は従来と同様であるが、昇降圧動作の範囲を従
来よりも狭いＶe2＞Ｖr4＞Ｖe1の範囲に限定し、その範
囲以外では変換効率の良い純粋降圧動作と純粋昇圧動作
とを行うので、全体としての変換効率は従来の昇降圧動
作のみのものよりも大幅に向上することになり、入力電
圧あるいは入出力電圧の差分に適応して変換効率を高い
値に保つことができることになる。
【００４５】昇圧基準電圧Ｖe1と降圧基準電圧Ｖe2は、
入力電圧Ｖｉの範囲や目的とする出力電圧値、使用する
電池電源の性格等で適宜定められる。なお、本実施例で
は、入力電圧を監視して所望の出力電圧を得る場合を示
したが、本発明はこれに限定されるものではなく、入力
電圧とは無関係な、例えば当該ＤＣ−ＤＣコンバータの
負荷状態（負荷の軽重変化、停電回復時等）に基づき生
成される制御電圧を監視する等にも同様に適用てきる。
入力電圧Ｖｉの範囲や目的とする出力電圧値、使用する
電池電源の性格等で適宜定められる。なお、本実施例で
は、入力電圧を監視して所望の出力電圧を得る場合を示
したが、本発明はこれに限定されるものではなく、入力
電圧とは無関係な、例えば当該ＤＣ−ＤＣコンバータの
負荷状態（負荷の軽重変化、停電回復時等）に基づき生
成される制御電圧を監視する等にも同様に適用てきる。
【００４６】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１に記載の
発明では、降圧動作と昇降圧動作と昇圧動作との３つの
動作の切り替えを制御電圧の監視結果に応じて行い、目
的とする出力電圧を得る、即ち、変換効率が良くない昇
降圧動作の範囲を狭く設定し、この範囲以外では効率の
良い降圧動作と昇圧動作を行うので、全体としての変換
効率を大幅に改善でき、入力電圧あるいは入出力電圧の
差分に応じて変換効率を高い値に保つことができる。
発明では、降圧動作と昇降圧動作と昇圧動作との３つの
動作の切り替えを制御電圧の監視結果に応じて行い、目
的とする出力電圧を得る、即ち、変換効率が良くない昇
降圧動作の範囲を狭く設定し、この範囲以外では効率の
良い降圧動作と昇圧動作を行うので、全体としての変換
効率を大幅に改善でき、入力電圧あるいは入出力電圧の
差分に応じて変換効率を高い値に保つことができる。
【００４７】なお、外部からの制御電圧は、請求項３に
記載の発明のように入力電圧であっても良いが、例えば
当該ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷状態（負荷の軽重変
化、停電回復時等）に基づき生成されるものでも良い。
電力消費の低減等が図れる利点がある。請求項２に記載
の発明では、図１において、降圧動作範囲及び昇降圧動
作範囲においてフライホイールダイオード７を経由する
ループが形成されるので、入力電圧に依存しない出力電
圧が効率良く得られる。
記載の発明のように入力電圧であっても良いが、例えば
当該ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷状態（負荷の軽重変
化、停電回復時等）に基づき生成されるものでも良い。
電力消費の低減等が図れる利点がある。請求項２に記載
の発明では、図１において、降圧動作範囲及び昇降圧動
作範囲においてフライホイールダイオード７を経由する
ループが形成されるので、入力電圧に依存しない出力電
圧が効率良く得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１乃至請求項３に記載の発明の原理ブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】請求項１乃至請求項３に記載の発明の実施例を
示す図である。
示す図である。
【図３】従来のトランスを用いた昇降圧型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの構成例である。
ンバータの構成例である。
【図４】従来のチョークコイルを用いた昇降圧型ＤＣ−
ＤＣコンバータの構成例である。
ＤＣコンバータの構成例である。
１ 平滑回路 １ａ チョークコイル ２ 第１スイッチング素子 ３ 第２スイッチング素子 ４ 制御部 ５ 制御電圧監視回路 ６ 動作モード切替回路 ７ フライホイールダイオード １０ 制御部 １１ インバータ １２、１６ ＡＮＤゲート １３ ＯＲゲート １４、１５ 比較器 Ｔｒ１、Ｔｒ２ トランジスタ Ｌ１ チョークコイル Ｄ１ 整流ダイオード Ｄ２ フライホイールダイオード Ｃ１ 平滑コンデンサ Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４ 抵抗器 Ｖｉ 入力電圧 Ｖｏ 出力電圧
Claims (3)
- 【請求項１】 チョークコイルを備える平滑回路と、 導通状態にあるとき入力電圧を前記チョークコイルの一
端に印加する第１スイッチング素子と、 導通状態にあるとき前記チョークコイルの他端をアース
電位に設定する第２スイッチング素子と、 前記平滑回路から送出される出力電圧の大きさに応じた
パルス幅及びパルス間隔のスイッチング信号を外部から
入力する出力電圧制御指令に従い出力する制御部とを備
えるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 昇圧動作基準電圧及び降圧動作基準電圧と外部から入力
する制御電圧との大小関係からその制御電圧の範囲を監
視する制御電圧監視回路と、 前記制御電圧監視回路の出力を受けて、制御電圧が昇圧
動作基準電圧を下回るときは前記第１スイッチング素子
を導通状態に設定し、前記第２スイッチング素子に前記
制御部の出力を与えること、前記制御電圧が降圧動作基
準電圧を上回るときは前記第２スイッチング素子を非導
通状態に設定し、前記第１スイッチング素子に制御部の
出力を与えること、及び、前記制御電圧が前記昇圧動作
基準電圧と前記降圧動作基準電圧との間にあるときは前
記第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とに前
記制御部の出力を与えることを行う動作モード切替回路
とを備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ
において、 前記のチョークコイルの一端とアース間にはフライホイ
ールダイオードが設けられることを特徴とするＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２に記載のＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、 前記外部から入力する制御電圧は、当該ＤＣ−ＤＣコン
バータの入力電圧であることを特徴とするＤＣ−ＤＣコ
ンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7147695A JPH099613A (ja) | 1995-06-14 | 1995-06-14 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7147695A JPH099613A (ja) | 1995-06-14 | 1995-06-14 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH099613A true JPH099613A (ja) | 1997-01-10 |
Family
ID=15436181
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7147695A Pending JPH099613A (ja) | 1995-06-14 | 1995-06-14 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH099613A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5831418A (en) * | 1996-12-03 | 1998-11-03 | Fujitsu Ltd. | Step-up/down DC-to-DC converter |
| US6272500B1 (en) | 1996-12-10 | 2001-08-07 | Fujitsu Limited | Object-oriented device management system and method |
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