JPH11289778A

JPH11289778A - 圧電トランスインバータ

Info

Publication number: JPH11289778A
Application number: JP10105630A
Authority: JP
Inventors: Takashi Noma; 隆嗣野間; Yasuyuki Morishima; 靖之森島
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1998-03-31
Filing date: 1998-03-31
Publication date: 1999-10-19
Anticipated expiration: 2018-03-31
Also published as: US6013969A; JP3257505B2; TW439348B

Abstract

(57)【要約】【課題】広い入力電圧範囲と出力電流範囲で動作可能
で、全動作領域において高効率の圧電トランスインバー
タを提供する。【解決手段】コイル６９とトランジスタ７１の直列体
と、コイル７０とトランジスタ７２の直列体を並列接続
し、コイル６９、７０及びトランジスタ７１、７２の各
中点を圧電トランス６２の一次電極６６に接続し、トラ
ンジスタ７１、７２を２位相駆動回路で交互に駆動する
ことにより、準Ｅ級動作の昇圧駆動回路を構成する。昇
圧駆動回路の入力端の平均電圧を制御することにより、
圧電トランス６２の二次電極側の電流を所定設定値に制
御する駆動電圧制御回路を入力電源と昇圧駆動回路の間
に接続する。駆動周波数制御回路により、昇圧駆動回路
のトランジスタ６９、７０の駆動周波数を変化させ、圧
電トランス６２の一次電極に加えられる交流電圧と蛍光
管６８に流れる交流電流の位相差が所定値となるように
制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、圧電トランスを用
いて直流電圧を交流電圧に変換するための圧電トランス
インバータに関する。特に、入力電圧範囲が広く、負荷
電流変化幅が大きい場合でも、高効率で動作可能な圧電
トランスインバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、ノートパソコンなどの携帯用情報
処理機器のディスプレイ装置として、バックライト付き
液晶ディスプレイが一般的に使用されている。このバッ
クライトの光源としては、冷陰極管等の蛍光管が用いら
れている。蛍光管を点灯させるには高圧の交流電圧を印
加する必要があり、またノートパソコンなどの携帯用情
報処理機器の入力電源としては、バッテリーとＡＣアダ
プターの併用が一般的である。それゆえ、このようなバ
ックライトには、入力電源から供給される低電圧の直流
電圧を蛍光管が点灯可能な高圧の交流電圧に変換するＤ
Ｃ／ＡＣインバータなどの蛍光管点灯装置が必要とな
る。

【０００３】近年、このような蛍光管点灯装置として、
電磁トランスに比較して小型の圧電トランスを用いた圧
電トランスインバータの開発が進められてきている。こ
れらの用途に用いるためには、圧電トランスインバータ
には、液晶ディスプレイの明るさを調整するため、蛍
光管に流れる電流（管電流）を可変制御できること、
電池の電圧から充電用チャージャの電圧まで、広い入力
電圧範囲で使用できること、電池による動作可能時間
を長くするため、直流から交流への変換効率が高いこ
と、といった性能が要求される。

【０００４】（第１の従来例）上記のような要求を満た
すため、従来からも種々の圧電トランスインバータが開
示されている。まず、図１に示すものは、特開平５−１
７６５３０号公報に開示されたものである。この従来例
は、圧電トランスが発生する高圧交流電圧を整流して用
いる圧電トランスコンバータである点で、本発明とは異
なるが、圧電トランスの出力制御という意味では、本発
明の目的と本質的に異なるものではない。この圧電トラ
ンスコンバータ１では、トランジスタ２をオンすること
で入力電源３からインダクタ４に電磁エネルギーを蓄積
させ、トランジスタ２をオフした時に、インダクタ４と
圧電トランス５の入力容量とによるＬＣ共振を発生させ
ることで圧電トランス５を駆動している。図２は、トラ
ンジスタ２のゲート電圧のオン／オフの変化と、このと
き圧電トランス５の一次電極間に印加される駆動電圧
（トランジスタ２のドレイン−ソース間電圧Ｖds）の変
化を示している。圧電トランス５の二次電極から出力さ
れた交流電圧は整流回路６で整流されて負荷７に印加さ
れる。

【０００５】図３に示すように、圧電トランス５は、周
囲温度や負荷抵抗の大小の変化により昇圧比や昇圧比最
大となる共振周波数ｆrが変化する。このため、この圧
電トランスコンバータ１では、圧電トランス５から負荷
７に印加される負荷電圧の変動を電圧変動量検出部８に
より検出し、定電圧制御回路部９によりトランジスタ２
をオン制御する駆動周波数を変化させることにより圧電
トランス５の出力電圧が一定となるようフィードバック
制御している。これにより負荷７の大きさが変化した場
合でも、一定電圧を出力することが可能となる。

【０００６】この圧電トランスコンバータ１のような回
路動作は準Ｅ級動作と呼ばれ圧電トランスの駆動回路に
広く用いられている。準Ｅ級動作は、デューティー比を
変えて出力電流を制御しようとすると、スイッチングロ
スが急増してしまうため、実用的な出力電流の制御は難
しいという短所がある反面、以下の点において圧電トラ
ンスの駆動に適している。圧電トランスは、矩形波よりも正弦波で駆動するほ
うが効率が良い。これに対し、準Ｅ級動作では、インダ
クタと圧電トランスの入力容量のＬＣ共振を利用するこ
とで、より正弦波に近い駆動波形が得られる。ＬＣ共振を利用することで圧電トランスに加わる電
圧波高を入力電源電圧よりも高くできる。この予備昇圧
機能により、圧電トランスの短所である昇圧比が小さい
という欠点をカバーできる。準Ｅ級動作では、トランジスタがオンする瞬間の、
トランジスタのドレイン−ソース間電圧ＶdsをＶds＝０
とすることができるので、トランジスタのスイッチング
ロスを非常に小さくできて効率がよい。

【０００７】しかしながら、この圧電コンバータ１で
は、負荷が軽い場合や入力電源電圧が高くなった場合に
は、定電圧制御回路部９により駆動周波数が高周波側へ
制御される。そのため、最も効率の高い共振点近傍から
ずっと離れた周波数領域を用いなければならず、圧電ト
ランス５の効率が悪くなるという欠点がある。さらに、
駆動周波数が高くなることにより、図４に示すようにＬ
Ｃ共振電圧（トランジスタ２のドレイン−ソース間電圧
Ｖds）が０Ｖに戻る前にトランジスタ２がオンすること
になり、スイッチングロスが急増して圧電トランスコン
バータ１の効率が低下するという問題がある。このた
め、この方式の圧電トランスコンバータ１では、広い入
力／出力電圧範囲の用途には用いることができなかっ
た。

【０００８】（第２の従来例）図５は別な従来例であっ
て、特開平９−１０７６８４号公報に開示されたもので
ある。この圧電トランスインバータ１１は、蛍光管１２
に電圧を印加する圧電トランス１３と、圧電トランス１
３の二次電極から蛍光管１２に供給される電流を検出
し、これを所定値に保持するために圧電トランス１３の
駆動周波数を制御する周波数制御回路１４と、直流の入
力電源電圧Ｖ_DDから周波数制御回路１４によって作られ
た駆動周波数を分周し、その分周周波数の駆動電圧を発
生させて圧電トランス１３の一次電極に印加する昇圧回
路（駆動回路）１５と、入力電源電圧Ｖ_DDが変化しても
圧電トランス１３に印加される駆動電圧が所定の平均電
圧となるように制御するための駆動電圧制御回路１６
と、蛍光管１２に流れる平均管電流をＰＷＭ制御するた
めの調光回路１７とから構成されている。

【０００９】この圧電トランスインバータ１１でも、出
力電流が一定となるように周波数制御回路１４等によっ
て駆動周波数制御を行っているが、昇圧回路１５は２つ
のトランジスタ１８，１９と２つのコイル２０，２１を
用いてプッシュプル準Ｅ級動作構成としている。このよ
うなプッシュプル準Ｅ級動作における圧電トランスイン
バータ１１では、昇圧回路１５の２つのトランジスタ１
８，１９のオン／オフにより、圧電トランス１３の一次
電極間に印加される駆動電圧は図６に示すように変化す
る。従って、図２と図６を比較すれば分かるように、こ
の方式の圧電インバータ１１によれば、第１の従来例の
圧電トランスインバータ１よりも一次電極間電圧を大き
く、かつ、より正弦波に近い波形にすることができる。

【００１０】また、昇圧回路１５の前段に駆動電圧制御
回路１６が用いられており、昇圧回路１５に印加する平
均電圧を調整することにより、広い入力電圧範囲に対応
できるようにしている。さらに、調光回路１７を用いて
駆動電圧制御回路１６を間欠的に作動／停止させること
で、広い出力電流範囲にも対応できるようにしている。

【００１１】この圧電トランスインバータ１１では、駆
動電圧制御回路１６を有しているため、入力電圧が高い
場合や負荷が軽い場合に駆動周波数が高くなって圧電ト
ランス１３の効率が低下するという問題は回避される。
しかし、この圧電トランスインバータ１１では、周囲温
度の変化等によって圧電トランス１３の昇圧比が変動し
た場合や、負荷１２のインピーダンスが変動した場合に
は、やはり共振点から離れた効率の悪い周波数領域で動
作することになる欠点があった。

【００１２】（第３の従来例）図７はさらに別な従来例
であって、特開平９−５１６８１号公報に開示されたも
のである。この圧電トランスインバータ３１では、準Ｅ
級動作は用いず、通常のプッシュプル駆動回路を用いて
圧電トランス３２を駆動している。すなわち、入力電源
３３の電圧Ｖ_DDを２個のトランジスタ３４，３５からな
るプッシュプル駆動回路（スイッチング回路）３６で矩
形波に変換し、さらに矩形波をフィルター回路３７で正
弦波に変換し、この正弦波電圧を圧電トランス３２の一
次電極に印加し、圧電トランス３２の二次電極から出力
された昇圧電圧を蛍光管３８に印加している。一方、蛍
光管３８に流れる管電流を検出回路３９で検出し、Ｖ−
ｆ変換回路４０で管電流に応じて周波数を変調し、駆動
回路４１でＶ−ｆ変換回路４０の出力に応じてプッシュ
プル駆動回路３６の駆動周波数を制御することにより、
所定の管電流が得られるようにしている。さらに、ＰＷ
Ｍ調光回路（時比率変換回路）４２で、入力電源電圧Ｖ
_DDに応じて駆動回路４１からの出力矩形波のデューティ
ー比を変調している。

【００１３】また、この圧電トランスインバータ３１で
は、周波数変調のみで入力変動を制御しようとすると大
きく駆動周波数を変化させる必要があり、効率が大きく
低下するので、ＰＷＭ調光回路４２のデューティー比で
入力電源電圧Ｖ_DDの変動をカバーし、ＰＷＭ調光回路４
２でカバーできない範囲をＶ−ｆ変換回路４０や駆動回
路４１による周波数制御で補償する構成を特徴としてい
る。

【００１４】なお、この圧電トランスインバータにおい
て、効率面で優れた準Ｅ級動作を採用しなかった理由
は、準Ｅ級動作ではオン時比率を変化させても圧電トラ
ンスインバータヘの入力電力を制御しようとすると、効
率が非常に悪くなり、実用的には広い入力電圧範囲に対
応することが困難であるからであると思われる。つま
り、通常のプッシュプル駆動回路は、スイッチングロス
が準Ｅ級動作に比べると大きく、効率面では劣るもの
の、圧電トランスインバータヘの入力電力制御特性に優
れており、第２の従来例のように別途駆動電圧制御回路
を追加しなくても良いというメリットがある。

【００１５】しかしながら、この圧電トランスインバー
タ３１では、圧電トランス３２の駆動方式としてプッシ
ュプル駆動回路３６を用いているので、スイッチングロ
スの面からみて準Ｅ級動作よりも効率が悪い。また、入
力電源電圧Ｖ_DDが低い場合には、図８（ａ）に示すよう
に、駆動回路４１からプッシュプル駆動回路３６を構成
するトランジスタ３４，３５へ出力される出力電圧のデ
ューティー比（オン・デューティー）が大きく、圧電ト
ランス３２への入力電圧は略正弦波となっているが、入
力電源電圧Ｖ_DDが高くなると、図８（ｂ）に示すよう
に、駆動回路４１からトランジスタ３４，３５へ出力さ
れる出力電圧のデューティー比が小さくなり、駆動波形
に含まれる高周波成分が増えて圧電トランス３２の効率
が悪くなる問題もあった。さらに、圧電トランス３２か
ら出力される負荷電圧を一定にするために周波数を変化
させているので、第１及び第２の従来例と同様、軽負荷
時には駆動周波数が圧電トランスの共振周波数から大き
く離れてしまい、効率が悪くなるという問題があった。

【００１６】（第４の従来例）図９はさらに別な従来例
であって、特開平９−１３５５７３号公報に開示された
ものである。この圧電トランスインバータ５１にあって
は、電流検出回路５２で蛍光管５３に流れる管電流を検
出し、管電流の検出値に応じて波形整形回路５４から駆
動回路５５への出力信号の振幅値を制御し、圧電トラン
ス５６に印加される駆動電圧を変化させることにより蛍
光管５３に流れる管電流をほぼ一定に保っている。

【００１７】圧電トランス５６は、図１０に示すよう
に、共振点（ｆr）の近傍で圧電トランス５６の入力電
圧と圧電トランス５６の出力電圧の位相差が急変し、共
振点よりもやや高周波側の領域で最も効率が高くなる。
しかし、圧電トランス５６の共振周波数ｆrは、周囲温
度や負荷等の環境変化、駆動による温度上昇により変化
する。そこで、位相検出回路５７によって圧電トランス
５６の入力電圧と圧電トランス５６からの出力電圧との
位相差を検出し、その位相差が一定範囲内に納まるよう
駆動回路５５を制御することにより、圧電トランス５６
の駆動周波数がその共振周波数ｆrから大きく外れない
ようにしている。つまり、共振点近傍の位相差となるよ
うに駆動周波数を制御することで、自動的に負荷の大き
さに拘らず最も効率の良い周波数領域で動作させること
ができるようにしている。

【００１８】この圧電トランスインバータ５１では、第
１及び第２の従来例のように周波数を変えて出力電圧を
制御することができないので、第３の従来例と同様にパ
ルス幅制御回路５８と可変発振回路６０によってパルス
幅可変回路５９のデューティー比を変化させることで出
力電圧を安定化している。また、位相検出回路５７によ
り位相差検出することで、共振点近傍の効率の高い周波
数領域を用いることができるようにしている点で、第１
〜第３の従来例に比べて効率面で有利である。

【００１９】しかしながら、この圧電トランスインバー
タ５１では、オン時のデューティー比で出力電圧制御し
ているので、駆動回路５５に効率のよい準Ｅ級動作を用
いることは実用上困難であり、通常のプッシュプル駆動
回路しか用いることができない。このため第３の従来例
と同様、駆動回路の効率が悪いという問題があった。

【００２０】上記のように従来の圧電トランスインバー
タにあっては、それぞれの長所と短所があるものの、常
に共振周波数近傍で圧電トランスを駆動することができ
て広い入力／出力電圧範囲を持ち、準Ｅ級動作のような
効率のよい圧電トランス駆動方式を採用したものはなか
った。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上記の従来技
術の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とす
るところは、広い入力電圧範囲と広い出力電流範囲で動
作可能であり、かつ、すべての動作領域において効率の
高い圧電トランスインバータを提供することにある。

【００２２】

【発明の開示】請求項１に記載の圧電トランスインバー
タは、一次電極間に印加された交流電圧を電圧変換して
二次電極に接続された負荷に供給する圧電トランスと、
中間点又は途中の電圧を前記圧電トランスの一次電極の
うち一方に印加された第１のコイル及び第１のスイッチ
ング素子の直列接続体、中間点又は途中の電圧を前記圧
電トランスの一次電極のうち他方に印加された第２のコ
イル及び第２のスイッチング素子の直列接続体、第１及
び第２のスイッチング素子を交互に駆動する２位相駆動
回路から構成された昇圧駆動手段と、前記２つの直列接
続体と入力電源との間に接続され、前記直列接続体の入
力端に加わる平均電圧を制御することにより、前記圧電
トランスの二次電極側の電流を所定の設定値に制御する
駆動電圧制御手段と、前記第１及び第２のスイッチング
素子の駆動周波数を変化させて、前記圧電トランスの一
次電極に加えられる交流電圧と、前記負荷に流れる交流
電流との位相差が所定値となるように制御する駆動周波
数制御手段とを備えたことを特徴としている。

【００２３】請求項１に記載した圧電トランスインバー
タにおいては、圧電トランスの一次電極側の入力電圧と
負荷側の出力電流との位相差が所定値となるように制御
する駆動周波数制御手段を備えているから、負荷の大小
や周囲温度の変化等の使用条件によって共振周波数が変
化しても、圧電トランスの入力側と出力側の位相差が所
定値となるように制御し、それによって圧電トランスを
常に共振周波数近傍で駆動させることができる。よっ
て、使用条件が変動しても常に最も高効率の周波数で圧
電トランスインバータを駆動させることができる。

【００２４】ここで、駆動周波数制御手段により制御さ
れる、圧電トランスの一次側電極に印加される交流電圧
と負荷に流れる交流電流との位相差は、請求項５に記載
のように、９０゜±４５゜または２７０゜±４５゜に設
定することが望ましい。

【００２５】また、駆動電圧制御手段は、２つの直列接
続体と入力電源との間に接続され、前記直列接続体の入
力端に加わる平均電圧を制御することによって圧電トラ
ンスの二次電極側の電流を所定の設定値に制御している
から、広い出力電圧範囲を達成することができ、例えば
蛍光管を駆動する場合であれば、広い調光範囲を得るこ
とができる。しかも、このような構成の駆動電圧制御回
路を用いれば、昇圧駆動手段として準Ｅ級構成のものを
用いることができる。

【００２６】この結果、本発明においては、中間点又は
途中の電圧を圧電トランスの一次電極のうち一方に印加
された第１のコイル及び第１のスイッチング素子の直列
接続体と、中間点又は途中の電圧を圧電トランスの一次
電極のうち他方に印加された第２のコイル及び第２のス
イッチング素子の直列接続体と、第１及び第２のスイッ
チング素子を交互に駆動する２位相駆動回路とからなる
準Ｅ級増幅回路構成の昇圧駆動手段を用いることがで
き、トランジスタのスイッチングロスを非常に小さくし
て圧電トランスインバータの効率を良好にすることがで
きる。

【００２７】従って、請求項１の圧電トランスインバー
タによれば、広い入力電圧範囲と広い出力電流範囲で動
作可能で、かつ、すべての動作領域において効率の高い
圧電トランスインバータを製作することができる。

【００２８】請求項２に記載の圧電トランスインバータ
は、一方の一次電極が接地され、他方の一次電極に印加
された交流電圧を電圧変換して二次電極に接続された負
荷に供給する圧電トランスと、中間点又は途中の電圧を
前記圧電トランスの他方の一次電極に印加するコイル及
びスイッチング素子の直列接続体を有する昇圧駆動手段
と、前記直列接続体の入力端と入力電源との間に接続さ
れ、前記直列接続体の入力端に加わる平均電圧を制御す
ることにより、前記圧電トランスの二次電極側の電流を
所定の設定値に制御する駆動電圧制御手段と、前記スイ
ッチング素子の駆動周波数を変化させて、前記圧電トラ
ンスの一次電極に加えられる交流電圧と、前記負荷に流
れる交流電流との位相差が所定値となるように制御する
駆動周波数制御手段とを備えたことを特徴としている。

【００２９】請求項２に記載した圧電トランスインバー
タにあっても、請求項１の圧電トランスインバータと同
様な作用効果を奏する。また、請求項１の圧電トランス
インバータでは、請求項１の圧電トランスインバータに
比較してやや低効率になるが、昇圧駆動手段ではコイル
とトランジスタを１個ずつしか必要としないので、コス
トを安価にすることができる。

【００３０】請求項３に記載の実施態様は、請求項１又
は２に記載した圧電トランスインバータにおいて、前記
昇圧駆動手段のコイルとしてオートトランスを用い、オ
ートトランスの一次側端子に駆動昇圧手段の出力を接続
し、オートトランスの二次側端子に圧電トランスの一次
側電極を接続し、オートトランスの中間端子にトランジ
スタを接続することを特徴としている。

【００３１】この実施態様では、オートトランスを用い
ることで圧電トランスの駆動電圧をより高くできるの
で、より低い入力電源電圧の場合や、より高い出力が必
要な場合に適している。

【００３２】請求項４に記載の実施態様は、請求項１又
は２に記載の圧電トランスインバータにおいて、前記昇
圧駆動手段のコイルとして昇圧トランスの一次側巻線を
用い、当該昇圧トランスの二次側巻線を圧電トランスの
一次電極に接続し、スイッチング素子をオンすることで
入るよく電源から昇圧トランス一次回路側巻線にエネル
ギーを蓄積子、スイッチング素子をオフした時にそのエ
ネルギーを電磁結合を介して二次巻線に伝達することに
より、前記圧電トランスの一次電極に印加するようにし
たことを特徴としている。

【００３３】この実施態様でも、昇圧トランスを用いる
ことで圧電トランスの駆動電圧をより高くできるので、
より低い入力電源電圧の場合や、より高い出力が必要な
場合に適している。

【００３４】請求項６に記載の実施態様は、請求項１〜
５に記載の圧電トランスインバータにおいて、前記駆動
電圧制御手段は、昇圧駆動手段への入力電源電圧の供給
をオン、オフするためのスイッチング素子と、環流電流
保持手段を有し、スイッチング素子のスイッチング周波
数を昇圧駆動手段の駆動周波数の２倍以上とすることを
特徴としている。

【００３５】この実施態様にあっては、駆動電圧制御手
段のスイッチング周波数を圧電トランスの駆動電圧の２
倍以上としているので、圧電トランスに印加される１波
１波の電力を一定に保つことができる。よって、昇圧駆
動手段で、耐圧の小さなトランジスタを用いることがで
きる。あるいは、コイルに流れるピーク電流を低くする
ことができるので、昇圧駆動手段で小さいコイルを用い
ることができる。

【００３６】請求項７に記載の実施態様は、請求項１〜
６に記載の圧電トランスインバータにおいて、前記駆動
電圧制御手段は、昇圧駆動手段への入力電源電圧の供給
をオン、オフするためのスイッチング素子と、昇圧駆動
手段の駆動周波数よりも長い周期でスイッチング素子を
間欠的に動作停止させるようにする手段とを有すること
を特徴としている。

【００３７】この実施態様では、負荷を間欠的に駆動で
きるので、負荷に加わる平均電圧を広い範囲にわたって
制御できる。特に、蛍光管を駆動する場合には、広い調
光範囲を実現できる。

【００３８】請求項８に記載の実施態様は、請求項１〜
５に記載の圧電トランスインバータにおいて、前記駆動
電圧制御手段は、昇圧駆動手段への入力電圧の供給をオ
ン、オフするためのスイッチング素子と、このスイッチ
ング素子と昇圧駆動手段の間に挿入されたコイルと、コ
イルの両側にそれぞれ接続された環流電流保持手段及び
平滑コンデンサと、負荷に流れる電流の大きさに応じて
前記スイッチング素子をオン、オフ制御する手段とを有
することを特徴としている。

【００３９】この実施態様では、駆動電圧制御手段でコ
イルや平滑コンデンサ等の使用部品が増えるが、昇圧駆
動手段への入力電圧を安定化させることができるので、
昇圧駆動手段で用いるトランジスタの耐圧やコイルサイ
ズを小さくできる。

【００４０】

【発明の実施の形態】（第１の実施形態）図１１は本発
明の一実施形態による圧電トランスインバータ６１の構
成を示す回路ブロック図である。この圧電トランスイン
バータ６１は、４つの回路ブロック、すなわち圧電トラ
ンス６２、昇圧駆動回路６３、駆動電圧制御回路６４、
駆動周波数制御回路６５から構成されている。この圧電
トランスインバータ６１の構成は、大きく分けるなら
ば、圧電トランス６２をいかなる負荷条件、周囲条件に
おいても最も効率の良い周波数で駆動することを目的と
する駆動周波数制御回路と、負荷出力電流を一定の目標
値に保つことを目的とする昇圧駆動回路および駆動電圧
制御回路の２つに分けられる。以下、この圧電トランス
インバータ６１の構成及び動作について説明する。

【００４１】圧電トランス６２は、その形状で定まる昇
圧比を有しており、圧電効果を利用して一次電極６６に
印加された交流電圧を昇圧して二次電極６７から出力
し、負荷である蛍光管６８に交流電流を供給するもので
あって、一次電極６６は昇圧駆動回路６３の出力に接続
され、二次電極６７は蛍光管６８に接続されている。

【００４２】昇圧駆動回路６３は、圧電トランス６２の
一次電極６６に所定周波数（駆動周波数）の交流電圧
（駆動電圧）を印加して圧電トランス６２を駆動し、昇
圧動作させるものである。すなわち、昇圧駆動回路６３
は、２個のコイル６９，７０、２個のトランジスタ７
１，７２及び２位相駆動回路７３から構成されており、
コイル６９とトランジスタ７１は直列に接続され、コイ
ル７０とトランジスタ７２も直列に接続され、コイル６
９，７０とトランジスタ７１，７２の各直列接続体は互
いに並列に接続され、コイル６９，７０とトランジスタ
７１，７２の各中点は圧電トランスの各一次電極６６に
接続されている。各トランジスタ７１，７２は、２位相
駆動回路７３により交互にオン／オフ制御される。ここ
で、各コイル６９，７０のインダクタンスは、駆動周波
数において圧電トランスの入力容量と共振するように適
当に選択されている。

【００４３】トランジスタ７１，７２は２位相駆動回路
７３で交互にオン／オフ制御されており、トランジスタ
７１又は７２がオンになった側のコイル６９又は７０に
は、入力電源から電流が流れ、電磁エネルギーとしてチ
ャージされる。一方、トランジスタ７１又は７２がオフ
になると、コイル６９又は７０にチャージされていた電
磁エネルギーが放出され、入力電源電圧Ｖ_DDよりも高い
電圧が発生する。従って、２位相駆動回路７３により２
個のトランジスタ７１，７２を交互にオン／オフ制御す
ることにより、直流の入力電源電圧Ｖ_DDを正弦波に近い
交流電圧に変換し（図６参照）、圧電トランス６２の一
次電極６６に供給する。

【００４４】駆動電圧制御回路６４は、入力電源と昇圧
駆動回路６３の間に挿入されており、蛍光管６８に流れ
る電流を検出／整流し、蛍光管６８に流れる電流が一定
となるように制御する。また、駆動電圧制御回路６４
は、蛍光管６８に流れる平均電流が調光電圧として外部
から指令される目標値に対応する一定電流値になるよう
に、入力電源電圧Ｖ_DDをＰＷＭ制御する。すなわち、入
力電源と昇圧駆動回路６３のコイル６９，７０との間に
は、スイッチングトランジスタ７４が挿入されており、
スイッチングトランジスタ７４のソースとグランドの間
には環流電流保持手段としてダイオード７５が設けられ
ている。本実施形態では、環流電流保持手段として、ダ
イオードを用いているが、その代わりに、ＮchＦＥＴ等
のスイッチング素子を用いて同期整流型としてもかまわ
ない。また、蛍光管６８とグランドの間には電流電圧変
換回路７６が挿入されており、蛍光管６８に流れる管電
流は電圧値に変換され、整流回路７７で整流された後、
差動増幅器７８に入力される。差動増幅器７８からは、
整流回路７７の出力電圧と調光電圧との差に比例する信
号Ｖcmが出力される。コンパレータ８０は、差動増幅器
７８からの出力Ｖcmと三角波発生回路７９から出力され
ている三角波（鋸波）Ｖtrとを比較し、三角波発生回路
７９から出力される三角波Ｖtrが差動増幅器７８の出力
Ｖcmよりも大きいとハイとなり、三角波発生回路７９か
ら出力される三角波Ｖtrが差動増幅器７８の出力Ｖcmよ
りも小さいとローになり、スイッチングトランジスタ７
４に矩形パルス状のスイッチング電圧Ｖswを出力してス
イッチングトランジスタ７４をオン／オフ制御する。こ
の結果、駆動電圧制御回路６４から昇圧駆動回路６３へ
の出力電圧がＰＷＭ制御される。

【００４５】いま、外乱により蛍光管６８に管電流が目
標値よりも多く流れた場合を例にとり、駆動電圧制御回
路６４の動作を説明する。蛍光管６８に流れる管電流が
増加すると、電流電圧変換回路７６の出力電圧が大きく
なり、電流電圧変換回路７６の出力電圧が大きくなる
と、整流回路７７の整流出力も大きくなる。そして、整
流回路７７の整流出力が大きくなると、差動増幅器７８
の反転入力が非反転入力の電圧（調光電圧）よりも高く
なるため、差動増幅器７８の出力Ｖcmが低下する。この
結果、コンパレータ８０の入出力の関係は、図１２の期
間Ｔ１のような波形から期間Ｔ２のような波形へと変化
し、コンパレータ８０から出力されるスイッチング電圧
Ｖswがハイになっている割合が多くなり、デューティー
比が大きくなる。コンパレータ８０の出力のデューティ
ー比が大きくなると、スイッチングトランジスタ７４が
オフしている割合が長くなり、駆動電圧制御回路６４の
平均出力電圧が小さくなる。駆動電圧制御回路６４の平
均出力電圧が小さくなると、圧電トランス６２の一次電
極６６間の電圧が小さくなり、圧電トランス６２の出力
電流が小さくなる。この結果、蛍光管６８に流れる管電
流が小さくなり、外乱により増大していた管電流が目標
値に近づけられる。よって、周囲温度の変化等の外乱が
あっても、駆動電圧制御手段６４は、蛍光管６８に流れ
る電流値の変動を抑えて目標値に安定させる。また、差
動増幅器７８の非反転入力端子に入力されている調光電
圧の値を調整することにより、蛍光管６８に流れる管電
流の目標値を制御し、蛍光管６８を調光制御することが
できる。

【００４６】駆動周波数制御回路６５は、圧電トランス
６２の一次電極６６側の入力電圧と二次電極６７側の負
荷電流（つまり圧電トランス６２の出力電流）の位相差
を検出し、その位相差が一定範囲内に収まるように駆動
周波数を変化させるものであって、圧電トランス６２の
入力電圧と出力電流の位相差を検出する位相検出回路８
１、積分回路８２及び電圧制御発振器（ＶＣＯ）８３に
よって構成されている。

【００４７】圧電トランス６２は、図１０に示したよう
に、通常、昇圧比が最高となる駆動周波数よりもやや高
周波側の周波数において効率が最高となる。また、圧電
トランス６２の入力電圧に対する出力電流の位相差は、
次のいづれかになる。その一方は、共振周波数ｆrより
も低い周波数では同相、共振周波数ｆrよりも高い周波
数では逆相となり、昇圧比最高の周波数よりもやや高周
波側の周波数において位相差が９０゜となる場合であ
る。他方は、共振周波数ｆrよりも低い周波数では逆
相、共振周波数ｆrよりも高い周波数では同相となり、
昇圧比最高の周波数よりもやや高周波側の周波数におい
て位相差が２７０゜となる場合である。昇圧比最高の周
波数と、位相差が９０°または２７０°となる周波数と
の差異の大きさは、負荷インピーダンスによって変化
し、負荷インピーダンスが小さくなるほど、そのずれは
大きくなると言われている。しかして、駆動周波数制御
回路６５により制御する位相差の目標値としては、９０
゜±４５゜又は２７０゜±４５゜に設定するとよい。こ
の二つの場合のうちいづれになるかは、２つの一次電極
６６のうちどちらの電極の電圧を入力電圧として検出す
るか、あるいは圧電トランス６２の分極方向によって決
まるものであり、本質的なものではないので、以下の説
明では前者の場合について述べることとする。

【００４８】位相検出回路８１は、圧電トランス６２の
入力電圧と出力電流の位相差を検出し、図１３（ａ）に
示すように位相差に比例した電圧信号を積分回路８２へ
出力する。積分回路８２は、図１３（ｂ）に示すよう
に、オペアンプ８４の反転入力端子と出力との間にキャ
パシタ８５を接続して出力を負帰還させ、オペアンプ８
４の反転入力端子に抵抗８６を介して位相検出回路８１
の出力を入力できるようになっている。また、オペアン
プ８４の非反転入力端子には、位相検出回路８１の出力
電圧最大値Ｖmaxの１／２の基準電圧が印加されてい
る。しかして、積分回路８２は、位相差と９０゜との差
に応じた電圧を出力する。ＶＣＯは、図１３（ｃ）に示
すように、入力電圧に応じた発振周波数で発振するもの
であって、積分回路８２からの出力に基づき、位相差が
９０゜よりも大きい場合には駆動周波数を減少させ、位
相差が９０゜よりも小さい場合には駆動周波数を増加さ
せるように働く。昇圧駆動回路６３の２位相駆動回路７
３は、駆動周波数制御回路６５からの出力によってトラ
ンジスタ７１，７２をオン、オフして圧電トランス６２
を制御するので、駆動周波数は圧電トランス６２の入力
電圧と出力電流の位相差が９０゜となるように制御され
る。この実施形態では、設定位相差９０°として説明し
たが、アプリケーションによっては、９０°以外の位相
で効率最高となる場合もある。このため、実設計では、
効率最高となる設定位相差を９０°±４５°又は２７０
°±４５°の範囲内から選択すれば良い。

【００４９】図１０から分かるように、圧電トランス６
２の入力電圧と出力電流の位相差が９０゜近傍となるよ
うに圧電トランス６２の駆動周波数を制御すれば、駆動
周波数が圧電トランス６２の共振周波数近傍に維持さ
れ、負荷条件や周囲温度条件が変化しても常に効率の良
い周波数で駆動される。

【００５０】つぎに、この圧電トランスインバータ６１
の利点を説明する。この圧電トランスインバータ６１
は、駆動周波数を変化させて、圧電トランス６２の一次
電極に印加される入力電圧と蛍光管６８に供給される圧
電トランス６２の出力電流との位相差が一定値（９０゜
近傍、または２７０゜近傍）となるように制御する駆動
周波数制御回路６５を備えているので、負荷電流や周囲
温度等の使用条件により共振周波数が変動しても、常
に、最も高効率の周波数で圧電トランス６２を駆動する
ことができる。

【００５１】また、圧電トランスの駆動方法には、大き
く分けて、プッシュプル回路を用いる方式と、準Ｅ級増
幅回路を用いる方式とが知られている。プッシュプル回
路を用いる方式は、駆動回路等に用いられているトラン
ジスタのデューティー比を変えることで容易に出力電流
を変えることができるメリットがあるものの、準Ｅ級増
幅回路に比べてスイッチングロスが多く、比較的効率が
低い。これに対し、準Ｅ級増幅回路を用いる方式では、
駆動回路等のデューティー比を変えて、出力電流を制御
することが難しいという短所はあるが、スイッチングロ
スを非常に小さくできるため効率が良い。本発明の圧電
トランスインバータ６１では、準Ｅ級増幅回路構成の昇
圧駆動回路６３を用いているので、トランジスタ７１，
７２のスイッチングロスを小さくでき、圧電トランスイ
ンバータ６１の効率を良好にすることができる。

【００５２】また、蛍光管用の圧電トランスインバータ
では、液晶表示パネルの明るさを調整するために蛍光管
の輝度調整機能が要求される。蛍光管の輝度は管電流と
比例関係にあるため、圧電トランスインバータとしては
出力電流を目標設定値に制御する機能が必要となる。駆
動周波数を一定に制御している場合には、管電流を制御
する方法として、圧電トランスを駆動するトランジス
タ（ＦＥＴ）のデューティー比を変える方式と、駆動
回路の前段にスイッチング素子を挿入し、駆動回路ヘの
平均入力電圧を変える方式とがある。前者のの方式で
は、追加のトランジスタが不要で、コストを安価にでき
る可能性があるが、実用上は比較的効率の低いプッシュ
プル回路構成でしか適用できない。また、の方式で
は、プッシュプル回路構成であっても、デューティー比
が非常に狭くなった場合には、圧電トランスに印加され
る波形が正弦波からずれて効率低下が大きくなる問題が
ある。これに対し、この圧電トランスインバータ６１で
は、このような問題がなく、昇圧駆動回路で準Ｅ級動作
のものを使用できる後者のの方法を採用しており、広
い入力電圧にわたって高効率動作が可能であり、かつ負
荷電流を必要な一定値に制御することができる。

【００５３】従って、本発明の圧電トランスインバータ
６１によれば、従来の圧電トランスインバータでは困難
であった、広い入力電圧範囲、広い調光範囲にわたって
高効率を維持することが可能となった。

【００５４】（第２の実施形態）図１４は本発明の別な
実施形態による圧電トランスインバータ９１の構成を示
す回路図である。この圧電トランスインバータ９１にお
いては、駆動電圧制御回路６４と駆動周波数制御回路６
５の構成は、図１１に示した第１の実施形態による圧電
トランスインバータ６１と同じである。昇圧駆動回路９
２は、同じく準Ｅ級動作するものであるが、１個のコイ
ル６９と１個のトランジスタ７１を直列に接続して構成
されている。また、圧電トランス６２の一次電極６６の
一方は、昇圧駆動回路９２のコイル６９とトランジスタ
７１の中点に接続され、他方は接地されている。

【００５５】この圧電トランスインバータ９１の場合に
は、圧電トランス６２の一次電極間の電圧は図２（第１
の従来例で示したもの）に示すような波形になる。これ
は、図１１の圧電トランスインバータ６１の場合と比較
すると、正弦波からはずれた波形となっていることが分
かる。また、一次電極間電圧も図１１の圧電トランスイ
ンバータ６１の約半分となるため、この圧電トランスイ
ンバータ９１は、入力電源電圧Ｖ_DDが高い場合に適用す
るとよい。

【００５６】このように、本実施形態は、第１の実施形
態に比較して低効率で、動作可能電圧範囲の制約がある
ものの、広い入力電圧範囲と広い調光範囲で動作可能で
あり、かつ第１の実施形態と比較して、コイル及びトラ
ンジスタを１個ずつ減らすことができるので、部品点数
が少なくて済み、低コスト化が可能となる。

【００５７】（第３の実施形態）図１５は本発明のさら
に別な実施形態による圧電トランスインバータ１０１の
構成を示す回路図である。この圧電トランスインバータ
１０１は、第１の実施形態の圧電トランスインバータ６
１とは昇圧駆動回路の構成が異なっている。すなわち、
この圧電トランスインバータ１０１の昇圧駆動回路１０
２では、第１の実施形態のコイル６９，７０に代えてそ
れぞれオートトランス１０３ａ，１０３ｂを用いてい
る。各オートトランス１０３ａ，１０３ｂの一次側巻線
と二次側巻線との巻き数比は１：Ｎとなっており、一次
側巻線の端（一次側端子）を駆動電圧制御回路６４に接
続し、二次側巻線の端（二次側端子）をそれぞれ圧電ト
ランス６２の一次電極６６に接続し、一次側巻線と二次
側巻線の間の中間端子をトランジスタ７１，７２に接続
している。オートトランス１０３ａ，１０３ｂの一次側
巻線と２次側巻線の巻き数比が１：Ｎとなっているか
ら、第１の実施形態の場合と比較すると、圧電トランス
６２の一次電極間電圧は（１＋Ｎ）倍に大きくなる。こ
のため、この実施形態は、第１の実施形態と比較して圧
電トランス６２の駆動電圧をより高くでき、圧電トラン
ス６２の昇圧比が不足している場合、より高出力が要求
される場合、入力電源電圧Ｖ_DDが低い場合などに適用す
るとよい。

【００５８】なお、オートトランス１０３のインダクタ
ンスの選び方としては、一次側巻線端子及び二次側巻線
端子間のインダクタンスと圧電トランス入力容量とで決
まる共振周波数が、圧電トランスの駆動周波数と一致す
るように選べばよい。つまり、一次側巻線端子及び二次
側巻線端子間のインダクタンスと第１の実施形態におけ
るコイル６９，７０のインダクタンスとが一致するよう
にする。

【００５９】（第４の実施形態）図１６は本発明のさら
に別な実施形態による圧電トランスインバータ１１１の
構成を示す回路図である。この圧電トランスインバータ
１１１は、第２の実施形態の圧電トランスインバータ９
１とは昇圧駆動回路の構成が異なっている。すなわち、
この圧電トランスインバータ１１１の昇圧駆動回路１１
２では、第２の実施形態のコイル６９に代えて昇圧トラ
ンス１１３を用いており、昇圧トランス１１３の一次側
巻線１１３ａを駆動電圧制御回路６４とトランジスタ７
１に接続し、二次側巻線１１３ｂの一端を接地し、他端
を圧電トランス６２の一次電極６６に接続している。昇
圧トランス１１３の一次側巻線１１３ａと２次側巻線１
１３ｂの巻き数比は１：Ｎとなっており、これによって
第２の実施形態の場合と比較すると、圧電トランス６２
の一次電極間電圧をＮ倍に大きくできる。よって、この
実施形態では、圧電トランス６２の駆動電圧をより高く
できるので、第２の実施形態の場合には適用が難しかっ
た入力電源電圧が低い場合や負荷へより高出力が必要と
される場合にも適用できるようになる。

【００６０】（第５の実施形態）図１７は本発明のさら
に別な実施形態による圧電トランスインバータ１２１の
構成を示す回路図である。この圧電トランスインバータ
１２１においては、昇圧駆動回路６３と駆動周波数制御
回路６５の構成は、図１１に示した第１の実施形態によ
る圧電トランスインバータ６１と同じである。駆動電圧
制御回路１２２においては、環流電流保持手段としてダ
イオード７５を用い、ダイオード７５と昇圧駆動回路６
３との間にチョークコイル１２３を挿入し、さらにチョ
ークコイル１２３と昇圧駆動回路６３との中点に整流用
の平滑コンデンサ１２４を接続し、平滑コンデンサ１２
４の他端を接地してあり、昇圧駆動回路６３へ供給する
電圧をより安定化している。また、前述したように、環
流電流保持手段として、スイッチング素子を用いてもか
まわないことは言うまでもない。

【００６１】この圧電トランスインバータ１２１にあっ
ては、駆動電圧制御回路１２２にチョークコイル１２３
と平滑コンデンサ１２４を追加しているので、駆動電圧
制御回路１２２のスイッチング周波数の制約がなくな
る。つまり、例えば圧電トランス６２の駆動周波数より
も低い周波数でスイッチングすることも可能となる。こ
れによりスイッチング用のトランジスタ７１，７２のス
イッチング損失が減るので、駆動電圧制御回路１２１の
効率をより高めることができる。

【００６２】なお、図１７では駆動電圧制御回路１２２
として降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを採用している
が、例えば昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを用いても差
し支えない。昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いると、
あらかじめ入力電源電圧の昇圧をできるため、圧電トラ
ンスインバータヘの入力電圧が低い場合に適用すること
ができる。

【００６３】この実施態様によれば、チョークコイル１
２３、平滑コンデンサ１２４といった使用部品は増える
が、昇圧駆動回路６３への入力電圧をより安定化できる
ため、第２の実施形態に比較して、さらにトランジスタ
の耐圧やコイルサイズを小さくできる。また、駆動電圧
制御回路１２２として昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータや昇
降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いれば、入力電圧範囲
をさらに広くすることができる。

【００６４】（第６の実施形態）図１８は本発明のさら
に別な実施形態による圧電トランスインバータ１３１の
構成を示す回路図である。この圧電トランスインバータ
１３１にあっては、圧電トランス６２の入力電圧と蛍光
管６８への出力電流の位相差を検出し、位相差が一定値
となるように出力信号の周波数を制御する駆動周波数制
御回路６５の出力信号（ＶＣＯ８３の出力信号）を三角
波とし、この出力信号を駆動電圧制御回路１３５のコン
パレータ８０の非反転入力端子に入力させるようにして
いる。また、昇圧駆動回路１３２においては、２つのＤ
−フリップフロップ１３４ａ，１３４ｂを直列に接続し
た４倍分周回路によって２位相駆動回路１３３を構成
し、この２位相駆動回路１３３によって駆動電圧制御回
路１３５のコンパレータ８０からの出力を１／４の周波
数となるように分周して２つのトランジスタ７１，７２
を交互にオン／オフ制御して圧電トランス６２を駆動す
る。従って、この圧電トランスインバータ１３１では、
駆動周波数制御回路６５は、本来の位相制御の機能と共
に三角波発生回路の機能を併せ持っている。

【００６５】この圧電トランスインバータ１３１の動作
を図１９に示す。図１９（ａ）は入力電源電圧Ｖ_DDを表
わし、途中から電圧が高くなっている。図１９（ｂ）は
駆動電圧制御回路１３５のコンパレータ８０からの出力
電圧、図１９（ｃ）は駆動電圧制御回路１３５から昇圧
駆動回路１３２へ出力される信号、図１９（ｄ）（ｅ）
は２位相駆動回路１３３から出力される各トランジスタ
７１，７２の制御信号、図１９（ｆ）（ｇ）は昇圧駆動
回路１３２から圧電トランス６２の各一次電極６６へ出
力される駆動電圧をそれぞれ示している。このように、
入力電源電圧Ｖ_DDが変化した場合には、コンパレータ８
０から出力されるスイッチング電圧Ｖswによってスイッ
チングトランジスタ７４をオンするためのデューティー
比が変化し、昇圧駆動回路１３２へ供給される直流電圧
の平均値が一定に保たれる。また、圧電トランス６２の
駆動周波数［図１９（ｄ）（ｅ）］よりも駆動電圧制御
回路１３５におけるスイッチングトランジスタ７４のス
イッチング周波数［図１９（ｂ）（ｃ）］を４倍高くす
ることにより、圧電トランス駆動波形の各１波１波の平
均電圧を一定にできるため［図１９（ｆ）（ｇ）］、昇
圧駆動回路１３２のトランジスタ７１，７２として耐圧
の高いものを使用する必要がなく、コイル６９，７０に
流れる電流も大きくならないので、より小型のコイル６
９，７０を使用できる。さらに、圧電トランス駆動波形
の各１波１波の平均電圧を一定にするためには、スイッ
チングトランジスタ７４の駆動周波数は、圧電トランス
６２の駆動周波数より最低２倍以上が必要となることは
容易にわかる。この周波数倍率が高ければ高いほど、昇
圧駆動回路１３２への入力はより平均化されるが、一方
でスイッチングトランジスタ７４の駆動損失が増えてい
く。このため個別設計においては、効率最適となる適当
な周波数倍率を選択すれば良い。

【００６６】この実施形態では、駆動電圧制御回路１３
５のスイッチング周波数を圧電トランス６２の駆動周波
数の２倍以上にすることで、圧電トランス６２に印加さ
れる駆動波形の１波１波の電力を一定に保つことができ
る。これにより、耐圧の小さなトランジスタ７１，７２
を用いることができ、あるいはコイル６９，７０に流れ
るピーク電流を低くすることができ、小さいコイル６
９，７０を用いることができる、という利点がある。

【００６７】（第７の実施形態）液晶表示パネルのバッ
クライトでは、液晶表示パネルの輝度調整は、通常蛍光
管に流れる管電流を増減させることで調整される。しか
し、管電流を減らしすぎると蛍光管が消灯する場合があ
るので、管電流の増減範囲はせいぜい数倍程度しかな
い。一方、ノートパソコン等に用いられる液晶表示パネ
ルでは、１０倍以上の輝度調整範囲が要求される場合が
ある。このような場合には蛍光管を間欠的に動作させ、
蛍光管が点灯しているときには十分な管電流を流して用
いる方式が採用される。

【００６８】図２０は本発明のさらに別な実施形態によ
る圧電トランスインバータ１４１の構成を示す回路図で
ある。この圧電トランスインバータ１４１は、駆動電圧
制御回路１４２のスイッチングトランジスタ７４を昇圧
駆動回路６３の動作周波数よりも充分に長い周期で間欠
的に駆動停止させるようにし、上記要求を満たすように
している。

【００６９】すなわち、この圧電トランスインバータ１
４１では、差動増幅器７８では、蛍光管６８に流れる管
電流から変換された電圧と基準電圧Ｖrefとを比較して
出力し、この出力と三角波発生回路７９で発生させられ
た三角波とをコンパレータ８０で比較することによって
スイッチングトランジスタ７４を高いスイッチング周波
数でオン、オフ制御し、蛍光管６８に一定電流が流れる
よう調整している。また、コンパレータ１４５の反転入
力端子には調光電圧を、非反転入力端子には三角波発生
回路１４４の三角波電圧を入力しており、コンパレータ
１４５の出力は、コンパレータ８０の出力とともにオア
ゲート１４６を介してスイッチングトランジスタ７４の
ゲート電極に接続している。この三角波発生回路１４４
から出力される三角波電圧は、三角波発生回路７９で発
生する三角波電圧よりも充分に周期の長いもの（１００
〜５００Ｈｚ）であるので、スイッチングトランジスタ
７４はスイッチング周期よりも充分に長い周期で間欠的
にオンオフ動作を停止させられる。よって、調光電圧を
調整することにより、広い範囲にわたって蛍光管６８の
輝度を調整できる。また、積分回路１３８は、ストップ
端子がハイ（高電位）の場合には出力を直前の値に維持
するようになっており、ストップ端子にはコンパレータ
１４５の出力が接続されているので、スイッチングトラ
ンジスタ７４を停止している期間は、積分回路１３８の
出力電圧はスイッチングトランジスタ停止直前の値に保
たれ、スイッチングトランジスタ７４が動作を再開した
場合、つまり蛍光管６８に管電流を再び流し始めた時の
周波数不安定を防いでいる。

【００７０】この圧電トランスインバータ１４１では、
蛍光管６８を間欠的に駆動することができるので、第１
の実施形態と比較して調光範囲をより広くすることがで
きる。これによりノートパソコン等で要求される１０倍
程度の広い調光範囲を実現できる。

【００７１】なお、この実施形態は、特開平９−１０７
６８４号公報に開示されたものと類似しているが、温度
変化等により、圧電トランスの昇圧比や負荷インピーダ
ンスが変化した場合でも、位相制御の働きにより高効率
を維持できる点で本実施例と当該公報に開示されたもの
とは本質的に異なっている。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の従来例の圧電トランスインバータを示す
回路図である。

【図２】同上の圧電トランスインバータにおける、トラ
ンジスタのゲート電圧と、入力電源電圧と、圧電トラン
スの一次電極間の入力電圧との関係を示す波形図であ
る。

【図３】負荷抵抗の大小による圧電トランスの共振周波
数及び昇圧比の変化を示す図である。

【図４】同上の従来例の問題点を説明する図である。

【図５】第２の従来例の圧電トランスインバータを示す
回路図である。

【図６】同上の圧電トランスインバータにおける、２個
のトランジスタのゲート電圧と、圧電トランスの一次電
極間の入力電圧との関係を示す波形図である。

【図７】第３の従来例の圧電トランスインバータを示す
回路図である。

【図８】（ａ）は同上の圧電トランスインバータへの入
力電源電圧が低い場合における、駆動回路の出力電圧
と、圧電トランスの一次電極への入力電圧との関係を示
す波形図、（ｂ）は入力電源電圧が高い場合における、
駆動回路の出力電圧と、圧電トランスの一次電極への入
力電圧との関係を示す波形図である。

【図９】第４の従来例の圧電トランスインバータを示す
回路図である。

【図１０】圧電トランスの入力電圧と出力電流の位相差
と、圧電トランスの昇圧比と、効率の関係を示す図であ
る。

【図１１】本発明の第１の実施形態による圧電トランス
インバータの回路図である。

【図１２】同上の実施形態における、三角波発生回路の
出力と差動増幅器の出力の関係と、そのときのコンパレ
ータの出力波形を示す図である。

【図１３】（ａ）は位相検出回路で検出された位相差と
位相検出回路の出力電圧との関係を示す図、（ｂ）は積
分回路の回路図、（ｃ）は電圧制御発振器（ＶＣＯ）の
入力電圧と発振周波数との関係を示す図である。

【図１４】本発明の第２の実施形態による圧電トランス
インバータの回路図である。

【図１５】本発明の第３の実施形態による圧電トランス
インバータの回路図である。

【図１６】本発明の第４の実施形態による圧電トランス
インバータの回路図である。

【図１７】本発明の第５の実施形態による圧電トランス
インバータの回路図である。

【図１８】本発明の第６の実施形態による圧電トランス
インバータの回路図である。

【図１９】同上の実施形態における各部の波形を示す図
である。

【図２０】本発明の第７の実施形態による圧電トランス
インバータの回路図である。

【符号の説明】

６２圧電トランス６３，９２，１０２，１１２，１３２昇圧駆動回路６４，１２２，１４２駆動電圧制御回路６５，１４７駆動周波数制御回路６８蛍光管（負荷）６９，７０コイル７１，７２トランジスタ７３，１３３２位相駆動回路７４スイッチングトランジスタ１０３ａ，１０３ｂオートトランス１１３昇圧トランス１２３コイル１２４平滑コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】一次電極間に印加された交流電圧を電圧
変換して二次電極に接続された負荷に供給する圧電トラ
ンスと、中間点又は途中の電圧を前記圧電トランスの一次電極の
うち一方に印加する、第１のコイル及び第１のスイッチ
ング素子の直列接続体、中間点又は途中の電圧を前記圧
電トランスの一次電極のうち他方に印加する、第２のコ
イル及び第２のスイッチング素子の直列接続体、第１及
び第２のスイッチング素子を交互に駆動する２位相駆動
回路から構成された昇圧駆動手段と、前記直列接続体の入力端と入力電源との間に接続され、
前記直列接続体の入力端に加わる平均電圧を制御するこ
とにより、前記圧電トランスの二次電極側の電流を所定
の設定値に制御する駆動電圧制御手段と、前記第１及び第２のスイッチング素子の駆動周波数を変
化させて、前記圧電トランスの一次電極に加えられる交
流電圧と、前記負荷に流れる交流電流との位相差が所定
値となるように制御する駆動周波数制御手段と、を備え
た圧電トランスインバータ。
【請求項２】一方の一次電極が接地され、他方の一次
電極に印加された交流電圧を電圧変換して二次電極に接
続された負荷に供給する圧電トランスと、中間点又は途中の電圧を前記圧電トランスの他方の一次
電極に印加するコイル及びスイッチング素子の直列接続
体を有する昇圧駆動手段と、前記直列接続体の入力端と入力電源との間に接続され、
前記直列接続体の入力端に加わる平均電圧を制御するこ
とにより、前記圧電トランスの二次電極側の電流を所定
の設定値に制御する駆動電圧制御手段と、前記スイッチング素子の駆動周波数を変化させて、前記
圧電トランスの一次電極に加えられる交流電圧と、前記
負荷に流れる交流電流との位相差が所定値となるように
制御する駆動周波数制御手段と、を備えた圧電トランス
インバータ。
【請求項３】前記昇圧駆動手段のコイルとしてオート
トランスを用い、オートトランスの一次側端子に駆動電
圧制御手段の出力を接続し、オートトランスの二次側端
子に圧電トランスの一次側電極を接続し、オートトラン
スの中間端子にトランジスタを接続することを特徴とす
る、請求項１又は２に記載の圧電トランスインバータ。
【請求項４】前記昇圧駆動手段のコイルとして昇圧ト
ランスの一次側巻線を用い、当該昇圧トランスの二次側
巻線を圧電トランスの一次電極間に接続したことを特徴
とする、請求項１又は２に記載の圧電トランスインバー
タ。
【請求項５】前記圧電トランスの一次側電極に印加さ
れる交流電圧と負荷に流れる交流電流との位相差を９０
゜±４５゜または２７０゜±４５゜に設定したことを特
徴とする、請求項１〜４に記載の圧電トランスインバー
タ
【請求項６】前記駆動電圧制御手段は、昇圧駆動手段
への入力電源電圧の供給をオン、オフするためのスイッ
チング素子と、環流電流保持手段を有し、スイッチング
素子のスイッチング周波数を昇圧駆動手段の駆動周波数
の２倍以上とすることを特徴とする、請求項１〜５に記
載の圧電トランスインバータ。
【請求項７】前記駆動電圧制御手段は、昇圧駆動手段
への入力電源電圧の供給をオン、オフするためのスイッ
チング素子と、昇圧駆動手段の駆動周波数よりも長い周
期でスイッチング素子を間欠的に動作停止させるように
する手段とを有することを特徴とする、請求項１〜６に
記載の圧電トランスインバータ
【請求項８】前記駆動電圧制御手段は、昇圧駆動手段
への入力電圧の供給をオン、オフするためのスイッチン
グ素子と、このスイッチング素子と昇圧駆動手段の間に
挿入されたコイルと、コイルの両側にそれぞれ接続され
た環流電流保持手段及び平滑コンデンサとを有すること
を特徴とする、請求項１〜５に記載の圧電トランスイン
バータ。