JP4624686B2 - 高周波電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えばプラズマエッチング、プラズマＣＶＤを行うプラズマ処理装置等の負荷に電力を供給する高周波電源装置に関するものである。

負荷に高周波電力を供給する高周波電源装置として、従来は高周波電源装置が出力する進行波電力あるいは進行波電力から反射波電力を減じた負荷側電力を一定に制御する方法が用いられてきた。

図４は、従来の高周波電源装置１ｐの構成及び高周波電源装置１ｐと負荷５との接続関係を示すブロック図である。
従来の高周波電源装置１ｐは、伝送線路２及び整合器３及び伝送線路４を介して、負荷５に、高周波電力を供給するための電源装置であり、発振部１１ｐから出力した高周波信号を増幅部１２で増幅し電力検出部１３及び高周波電力出力コネクタ１０１を介して高周波電力を出力する。なお、高周波電源装置１ｐの増幅部１２から出力されて負荷５に向かう高周波電力を進行波電力という。
電力検出部１３によって検出された進行波電力ＰＦおよび高周波電源装置の外部から戻ってくる反射波電力ＰＲは、電力制御部１５にフィードバックされ、進行波電力ＰＦあるいは負荷側電力（進行波電力−反射波電力）が、出力電力設定部１４で設定された出力電力設定値の大きさになるように電力制御部１５で制御される。なお、図４においてＶｐｆは進行波電力値に対応した進行波電力信号であり、Ｖｐｒは反射波電力値に対応した反射波電力信号である。

伝送線路２及び伝送線路４は、電力を伝送するための線路である。伝送線路２には、例えば同軸ケーブル等が用いられる。また、伝送線路４には、例えば銅板等が用いられて整合器３と負荷５の間に接続される。なお、銅板を用いた場合には、電磁波が漏れないように銅板の周りを金属で遮蔽する。

整合器３は、整合器３の入力端から伝送線路２を経由し高周波電源装置側を見た電源側インピーダンスＺｏ（通常は５０Ωにしていることが多い）と、整合器３の入力端から負荷側を見た負荷側インピーダンスＺＬ（整合器３及び伝送線路４及び負荷５のインピーダンス）とをインピーダンス整合させることによって、高周波電源装置の増幅部１２と負荷５との間をインピーダンス整合させる目的で用いられる装置である。

負荷５は、加工部を備え、その加工部の内部に搬入したウエハ、液晶基板等の被加工物を加工（エッチング、ＣＶＤ等）するための装置である。この負荷５は、被加工物を加工するために、加工部にプラズマ放電用ガスを導入し、そのプラズマ放電用ガスに高周波電源装置から供給された高周波電力（電圧）を印加することによって、上記のプラズマ放電用ガスを放電（以下、プラズマ放電という）させて非プラズマ状態からプラズマ状態にしている。そして、プラズマ状態になったガスを利用して被加工物を加工している。なお、このようなプラズマ放電を伴う負荷をプラズマ放電負荷という。

ところで、高周波電源装置の増幅部１２と負荷５との間がインピーダンス整合しているときは、高周波電源装置１ｐから出力された高周波電力が効率よく負荷５に供給される。
しかし、負荷５の内部インピーダンスがプラズマ放電の状態によって変動するために、負荷のインピーダンスは整合時に比べて、高インピーダンス又は低インピーダンスに変動する。
そうなると、高周波電源装置の増幅部１２と負荷５との間がインピーダンス整合していない状態になって、整合器の入力端での反射係数が増加するために、高周波電源装置１ｐから出力されて負荷５に向かう進行波電力の一部又は全部が反射して整合器３から高周波電源装置に向かう反射波電力ＰＲが発生するので、高周波電力が効率よく負荷５に供給されない。

通常は、整合器３によってインピーダンス整合をさせるために、整合状態に戻るが、非整合状態から整合状態になるまでの間は、反射波電力が発生することになる。また、整合器３の調整が最適でない場合等は、非整合状態が続くこともある。上記のような理由で発生した反射波電力ＰＲは、高周波電源装置内に戻る。

ところで、このような高周波電源装置には、増幅部としてＥ級アンプ（Ｅ級増幅部）を用いたものがある。
図５は、Ｅ級アンプの基本回路構成図である。
Ｅ級アンプは、例えば図５のように、直流電圧源２１とスイッチング素子２２と第１のインダクタ２３、第２のインダクタ２４、第１のコンデンサ２５、第２のコンデンサ２６とから構成されている。

直流電圧源２１は、電力制御部１５からの指令値に基づいて任意の直流電圧を供給する電源装置である。直流電圧源２１は、例えば、図示しない交流の商用電源を整流平滑する整流平滑回路と、整流平滑回路の直流出力を任意の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータとから構成される。直流電圧源２１は、電力制御部１５からの指令値に基づいて、直流電圧源２１の出力電圧値を変化させることによって、高周波電源装置から出力される進行波電力の大きさを制御することができる。

スイッチング素子２２は発振部１１ｐから出力される高周波信号に基づいてスイッチングをする。なお、発振部１１ｐから出力される高周波信号は、所定の周波数および所定のデューティサイクルの高周波信号である。高周波信号は、例えばデューティサイクルが５０％のパルス信号である。

第１のインダクタ２３、第２のインダクタ２４、第１のコンデンサ２５、第２のコンデンサ２６は、後述するＥ級条件を満たすことによってスイッチング素子２２での損失が最小になるように定数が定められる。

この図５に示すようなＥ級アンプを用いて高周波電源装置を構成することで、発振部１１ｐから出力される周波数で、かつ電力制御部１５からの指令値に基づいた大きさの進行波電力が負荷に向けて出力される。
特開２００１−１９７７４９号公報 特開２００３−１４３８６１号公報

Ｅ級アンプは、Ｅ級アンプを構成するコンデンサ、インダクタの回路定数およびスイッチング素子に入力される高周波信号のデューティサイクルを調整することによって、スイッチング素子での損失度合いを低減できる特徴がある。
また、Ｅ級アンプのスイッチング素子の損失が最小になる条件を「Ｅ級条件」といい、Ｅ級条件が完全に満たされれば、理論上、損失が０％、すなわち効率が１００％になって、他の方式のアンプ（例えばＡ級アンプ、Ｂ級アンプ、Ｃ級アンプ、Ｄ級アンプ）よりも高効率で高周波電力を出力できるという利点がある。
しかしながら、Ｅ級条件が満たされない場合は、他の方式よりも効率が悪くなる場合があるので、可能な限りＥ級条件を満たすように回路定数やデューティサイクル（固定値）を選定している。実用上は、損失を０％にすることは困難であるため、可能な限り損失が少なくなるように回路定数やデューティサイクル（固定値）を選定している。

上記の図５の場合で説明すると、整合状態においてスイッチング素子の損失が最小になるように、第１のインダクタ２３、第２のインダクタ２４、第１のコンデンサ２５、第２のコンデンサ２６の回路定数及びデューティサイクル（固定値）を適切に定めている。
そのために、整合状態のときは損失が最も少なくなるが、整合状態でなくなり、反射波電力が大きくなると、損失が大きくなって効率が悪くなる。
他の方式のアンプ（例えばＡ級アンプ、Ｂ級アンプ、Ｃ級アンプ、Ｄ級アンプ）でも、整合状態でない場合は、反射波電力の影響によって損失が大きくなるが、Ｅ級アンプの方が反射波電力の増加に対する損失の増加度が大きい。
そのために、図４で説明した反射波電力が頻繁に発生するようなプラズマ放電負荷では、整合器を用いても、非整合状態から整合状態になるまでの期間には反射波電力が生じることになるので、結果として低損失が期待できるＥ級アンプを用いているにも関わらず、他の方式のアンプよりも損失が大きい場合があった。

本発明は、上記問題を鑑みなされたもので、反射波電力が発生して整合状態でない場合でも、スイッチング素子での損失が小さいＥ級アンプを用いた高周波電源装置を提供することを目的としている。

従来技術の高周波電源装置では、反射波電力が発生して整合状態でない場合に、Ｅ級アンプの損失が大きくなるという問題があった。
この問題を解決するために、本発明者らは、Ｅ級アンプのスイッチングのデューティサイクルを変化させると、スイッチング素子部で生じる損失が変化する特性を利用することを考えた。
しかしながら、負荷がプラズマ放電負荷の場合は、反射波電力の大きさや反射係数と最適なデューティサイクルとは比例関係ではないので、反射波電力の大きさや反射係数を検出し、その値によってデューティサイクルを変化させるという単純な方法では損失を低減させることができないことが分かった。
そこで、本発明者らは、他の方法を考えていくうちに、負荷インピーダンスと最適なデューティサイクルとの間に比例関係ではないが対応関係があることを見出した。
例えば、負荷インピーダンスをＲ＋ｊＸ［Ω］の形式で表したときに、対応関係は次の（ａ）〜（ｃ）のようになり、負荷インピーダンスには比例しないが、最適なデューティサイクルが存在するというものである。
（ａ）３０＋ｊ２０［Ω］の場合の最適なデューティサイクル：４０％
（ｂ）３０＋ｊ２５［Ω］の場合の最適なデューティサイクル：４５％
（ｃ）３０＋ｊ３０［Ω］の場合の最適なデューティサイクル：３５％

そのために、上記の関係を予め求めて記憶部に記憶しておくと、求めた負荷インピーダンスに対して最適なデューティサイクルを得ることができるようになる。

そこで、第１の発明によって提供される高周波電源装置では、
高周波信号を出力する発振部と、前記発振部の出力を増幅して負荷に向けて進行波電力を出力する増幅部とを備えた高周波電源装置において、
前記進行波電力と負荷側から反射される反射波電力とに基づいて負荷インピーダンスを演算する負荷インピーダンス演算部と、
複数の特定範囲の負荷インピーダンスと高周波信号のデューティサイクルとの対応関係を予め定めて記憶する対応関係記憶部と、
前記負荷インピーダンス演算部で演算した負荷インピーダンスに対応するデューティサイクルを前記対応関係記憶部に記憶した対応関係を参照して出力するデューティサイクル出力部と、
前記デューティサイクル出力部で演算したデューティサイクルの高周波信号を出力する発振部と、
直流電圧源と、前記直流電圧源と負荷との間に直列に接続される第１のインダクタと、前記第１のインダクタよりも後段で前記直流電圧源及び前記第１のインダクタに並列に接続され且つ前記発振部から出力する高周波信号に基づいてスイッチングを行うスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続される第１のコンデンサと、前記スイッチング素子及び前記第１のコンデンサよりも後段で前記直流電圧源と負荷との間に直列に接続される第２のインダクタ及び第２のコンデンサとを有するように構成され、前記発振部から出力されるデューティサイクルの高周波信号を増幅して負荷に向けて進行波電力を出力するＥ級増幅部とを備えた。

負荷インピーダンス毎に最適なデューティサイクルが異なるので、全ての負荷インピーダンスについて、最適なデューティサイクルを求めるのは非常に多くの時間と労力を要する。また、その対応関係データを記憶するために多くの記憶容量を必要とするので実用的ではない。そこで、本発明者らは、この問題をも解決するために、負荷インピーダンスをある特定範囲毎に分割し、その分割した特定範囲毎に適切なデューティサイクルを設定するという方法を考えた。

そこで、第１の発明は、第１の発明の対応関係記憶部が、複数の特定範囲の負荷インピーダンスと高周波信号のデューティサイクルとの対応関係を記憶していることを特徴としている。

具体的には、例えば、図１や図２のようにデューティサイクルを設定すればよい。なお、図１と図２とでは、異なる負荷インピーダンスを対象とした例であるので、図１の形式を図２の形式に変換しても値は一致しない。

図１は、負荷インピーダンスを反射係数Γと位相θの形式でスミスチャート上に表した場合の負荷インピーダンスとデューティサイクルとの対応関係図である。なお、図１において、外円はスミスチャートの外円を示す。中心点は、反射係数Γ＝０の点である。また、スミスチャート本来の目盛りはここでは省略している。
例えば、図１において、反射係数Γが０〜０．２の範囲で、かつ位相θが４５度〜９０度の場合のデューティサイクルは、４５％である。

図２は、負荷インピーダンスをＲ＋ｊＸ［Ω］の形式で表した場合の負荷インピーダンスとデューティサイクルとの対応関係図である。なお、Ｒは抵抗成分、Ｘはリアクタンス成分を示す。
例えば、図２において、抵抗成分Ｒが２５〜５０Ωの範囲で、かつリアクタンス成分Ｘが０〜１０Ωの場合のデューティサイクルは、４５％である。

このように、複数の特定範囲の負荷インピーダンスと高周波信号のデューティサイクルとの対応関係を定めればよい。そして、その対応関係を対応関係記憶部に記憶すればよい。

なお、図１、図２において、デューティサイクル値が示されていない範囲は、デューティサイクルを変化させても、損失が低減できない範囲である。
本発明者らが見出したところによると、概ね反射係数が０．３以内の範囲では、デューティサイクルを変化させることによって、損失を低減できる。
そのために、反射係数が０．３以内の範囲の負荷インピーダンスに対応するデューティサイクルを対応関係記憶部に記憶するようにして、他の場合は、例えば、初期のデューティサイクル（例えば、５０％）を対応関係記憶部に記憶すればよい。

そこで、第２の発明は、第１の発明の対応関係記憶部が、反射係数が０．３以内である複数の特定範囲の負荷インピーダンスと高周波信号のデューティサイクルとの対応関係を記憶していることを特徴としている。

また、上記のように、反射係数が０．３以内であることを基準とするために、図１のように、負荷インピーダンスを反射係数Γと位相θの形式で表した方が都合が良い。

そこで、第３の発明は、第１または第２の発明の対応関係記憶部が、負荷インピーダンスの位相及び反射係数の２つを変数とする２次元テーブルを有し、この２次元テーブルによって負荷インピーダンスの位相及び反射係数と高周波信号のデューティサイクルとの対応関係を予め定めていることを特徴としている。

第１の発明によれば、高周波電源装置に接続する負荷が、図４で説明した反射波電力が頻繁に発生するようなプラズマ放電負荷であり、反射波電力が発生して整合状態でない場合であっても、Ｅ級アンプのスイッチング素子での損失を小さくすることができる。

また、ある特定範囲の負荷インピーダンスに対してデューティサイクルを設定しておくと、全ての負荷インピーダンスに対して最適なデューティサイクルを設定するよりも時間と労力を必要としないで、かつ多くの記憶容量を必要としないので、実用的な範囲で負荷インピーダンスに対するデューティサイクルを設定することができる。負荷インピーダンスをどの程度の範囲毎に分割するかは、実情に応じて設定すればよい。

第２の発明によれば、最適なデューティサイクルを求める範囲が限定されるので、最適なデューティサイクルを求めるための時間と労力をさらに低減させることができる。

第３の発明によれば、反射係数を変数の１つとして、負荷インピーダンスと高周波信号のデューティサイクルとの対応関係を定められるので、第１または第２の発明をより簡単に実現できる。

以下、本発明の詳細を図面を参照して説明する。

図３は、本発明の実施形態に係る高周波電源装置１の構成及び高周波電源装置１と負荷５との接続関係を示すブロック図である。

本発明に係る高周波電源装置１は、伝送線路２及び整合器３及び伝送線路４を介して、負荷５に、高周波電力を供給するための電源装置である。また、一般にこの種の高周波電源装置では、数百ｋＨｚ以上の周波数の高周波電力を出力している。

発振部１１は、後述するデューティサイクル出力部１８の出力信号に応じたデューティサイクルで所定の周波数の高周波信号Ｖｏｓを出力する。なお、ここで言う高周波信号とは、矩形波信号に限らず、例えば、正弦波信号、三角波信号等も含む。

増幅部１２は、図５で説明したＥ級アンプが用いられ、電力制御部１５の出力信号を指示値として発振部１１から出力する高周波信号を増幅して進行波電力ＰＦを出力する。
なお、増幅部１２から出力された進行波電力は、高周波電源装置の出力端としての高周波電力出力コネクタ１０１に接続された伝送線路２を介して、高周波電源装置の外部に出力される。

電力検出部１３は、増幅部１２から出力される進行波電力ＰＦ及び高周波電源装置の外部から戻ってくる反射波電力ＰＲを検出するとともに、進行波電力値に対応した進行波電力信号Ｖｐｆ及び反射波電力値に対応した反射波電力信号Ｖｐｒを出力する。この電力検出部１３には、例えば、方向性結合器等が用いられる。

なお、増幅部１２から出力される進行波電力ＰＦ及び高周波電源装置の外部から戻ってくる反射波電力ＰＲは、電力検出部１３の内部をそのままの大きさで通過するか又は殆ど減衰することなく通過する。

出力電力設定部１４は、増幅部１２から出力する進行波電力ＰＦの出力設定値あるいは負荷側電力の設定値を定める出力電力設定信号Ｖｐｓを出力する。なお、出力電力設定信号Ｖｐｓは、高周波電源装置の外部にある他の装置から入力してもよい。

電力制御部１５は、電力検出部１３から出力される進行波電力信号Ｖｐｆ及び反射波電力信号Ｖｐｒと、出力電力設定部１４から出力される出力電力設定信号Ｖｐｓを入力する。また、進行波電力を一定に制御する場合には、進行波電力値に対応した進行波電力信号Ｖｐｆを電力検出信号Ｖｐとし、負荷側電力を一定に制御する場合には、進行波電力から反射波電力を減じた負荷側電力に対応した負荷側電力信号Ｖｐｌを演算し、この負荷側電力信号Ｖｐｌを電力検出信号Ｖｐとする。進行波電力を一定に制御するのか、負荷側電力を一定に制御するのかは、予め定めておく。そして、電力検出信号Ｖｐの大きさが出力電力設定信号Ｖｐｓの大きさと等しくなるように増幅部１２に指示値となる電力制御信号Ｖｐｃを出力する。

負荷インピーダンス演算部１６は、電力検出部１３の出力信号に基づいて負荷インピーダンスを演算する。

対応関係記憶部１７は、例えば図１、図２に示した負荷インピーダンスと高周波信号のデューティサイクルとの対応関係を予め定めて記憶する。

デューティサイクル出力部１８は、負荷インピーダンス演算部１６で演算した負荷インピーダンスに対応するデューティサイクルを対応関係記憶部１７に記憶した対応関係を参照して出力する。

この図３に示したように高周波電源装置１を構成すると、負荷インピーダンスに適したデューティサイクルの高周波信号を発振部１１から出力することができる。その結果、Ｅ級アンプのスイッチング素子での損失を小さくすることができる。

図１は、負荷インピーダンスを反射係数Γと位相θの形式でスミスチャート上に表した場合の負荷インピーダンスとデューティサイクルとの対応関係図である。 図２は、負荷インピーダンスをＲ＋ｊＸ［Ω］の形式で表した場合の負荷インピーダンスとデューティサイクルとの対応関係図である。 図３は、本発明の実施形態に係る高周波電源装置１の構成及び高周波電源装置１と負荷５との接続関係を示すブロック図である。 図４は、従来の高周波電源装置１ｐの構成及び高周波電源装置１ｐと負荷５との接続関係を示すブロック図である。 図５は、Ｅ級アンプの基本回路構成図である。

符号の説明

１ 本発明の第１の実施形態に係る高周波電源装置
１ｐ 従来の高周波電源装置
２ 伝送線路
３ 整合器
４ 伝送線路
５ 負荷
１１ 発振部
１２ 増幅部
１３ 電力検出部
１４ 出力電力設定部
１５ 電力制御部
１６ 負荷インピーダンス演算部
１７ 対応関係記憶部
１８ デューティサイクル出力部

Claims (3)

1. 高周波信号を出力する発振部と、前記発振部の出力を増幅して負荷に向けて進行波電力を出力する増幅部とを備えた高周波電源装置において、
   前記進行波電力と負荷側から反射される反射波電力とに基づいて負荷インピーダンスを演算する負荷インピーダンス演算部と、
   複数の特定範囲の負荷インピーダンスと高周波信号のデューティサイクルとの対応関係を予め定めて記憶する対応関係記憶部と、
   前記負荷インピーダンス演算部で演算した負荷インピーダンスに対応するデューティサイクルを前記対応関係記憶部に記憶した対応関係を参照して出力するデューティサイクル出力部と、
   前記デューティサイクル出力部で演算したデューティサイクルの高周波信号を出力する発振部と、
   直流電圧源と、前記直流電圧源と負荷との間に直列に接続される第１のインダクタと、前記第１のインダクタよりも後段で前記直流電圧源及び前記第１のインダクタに並列に接続され且つ前記発振部から出力する高周波信号に基づいてスイッチングを行うスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続される第１のコンデンサと、前記スイッチング素子及び前記第１のコンデンサよりも後段で前記直流電圧源と負荷との間に直列に接続される第２のインダクタ及び第２のコンデンサとを有するように構成され、前記発振部から出力されるデューティサイクルの高周波信号を増幅して負荷に向けて進行波電力を出力するＥ級増幅部と
   を備えてなる高周波電源装置。
2. 前記対応関係記憶部が、
   反射係数が０．３以内である複数の特定範囲の負荷インピーダンスと高周波信号のデューティサイクルとの対応関係を記憶していることを特徴とする請求項１に記載の高周波電源装置。
3. 前記対応関係記憶部が、
   負荷インピーダンスの位相及び反射係数の２つを変数とする２次元テーブルを有し、この２次元テーブルによって負荷インピーダンスの位相及び反射係数と高周波信号のデューティサイクルとの対応関係を予め定めていることを特徴とする請求項１または２に記載の高周波電源装置。

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