JPH0755042B2 - 高周波共振コンバータ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、完全共振型のインバータ及びDC/DCコンバー
タに関し、特に、高スイッチング周波数で動作させられ
るこの種のインバータ及びコンバータの効率と、線形及
び負荷の使用範囲に関する。

［従来技術の説明］ スイッチト・モード（switched−mode）・パワーコンバ
ータは、原理的には、電力源を負荷に対して、能動スイ
ッチによって交互に接続・切断することによって機能す
る。それゆえ、電力を負荷に対して連続的に供給するた
めには、コンバータ内に、電力源が切断されている期間
の電力を供給するための、ある種の中間エネルギー蓄積
（storage）手段が含まれていなければならない。この
種の素子によって負荷に供給されるエネルギー量は、ス
イッチング間隔の導通部分長に比例するため、コンバー
タの動作周波数を増加させること（すなわち、導通及び
スイッチング間隔長を低減すること）は、必要とされる
内部エネルギー蓄積量をも低減する。スイッチト・モー
ド（switched−mode）・パワーコンバータの寸法及び重
量は、しばしば、これらの内部エネルギー蓄積素子によ
って支配されるため、スイッチト・モード（switched−
mode）・パワーコンバータの動作周波数を増大すること
は、その寸法を縮小させる技法として、盛んに利用され
ている。しかしながら、この種のコンバータの動作周波
数が増大させられるにつれ、周波数に関連した損失も増
大し、最終的には、実際上の最大動作周波数を制限す
る。

低動作周波数においては、従来技術に係るスイッチト・
モード（switched−mode）・パワーコンバータの能動ス
イッチにおける電力損失は、主として伝導損失によって
支配される。しかしながら、パワースイッチの動作周波
数が増大させられるにつれて、一般にスイッチング損失
と呼称される別のタイプの電力損失が、スイッチ内での
総電力損失のうちのかなりの部分を占めるようになる。
スイッチング損失は、スイッチングトランジション間
に、スイッチの両端に電圧がかかり、かつ、同時に当該
スイッチを通じて電流が流れることによるエネルギー損
失に起因する。この様な電圧と電流の重なりにより、各
スイッチング・トランジション間に有限の量のエネルギ
ーが失われるため、スイッチト・モード（switched−mo
de）・パワーコンバータのスイッチにおける電力損失
は、その動作周波数に比例する。このため、スイッチン
グ損失を低減することが、高周波数動作スイッチト・モ
ードのインバータ及びDC/DCコンバータの動作効率を改
善するためのキーファクターとなる。

このようなスイッチング損失低減は、準共振もしくは完
全共振のインバータ及びコンバータの使用を通じて達成
されうる。これらのインバータ及びコンバータは、スイ
ッチング・トランジション間において、パワースイッチ
の両端に電圧が印加されると同時に、当該パワースイッ
チを通じて電流が流れることを低減もしくは排除する制
御波形スイッチング動作を行なう。準共振コンバータの
具体例は米国特許第4,415,959号に記載されており、完
全共振コンバータの具体例は米国特許第4.607,323号に
記載されている。

従来の技術者は、パワースイッチに与えられる波形の制
御によってスイッチング損失を低減もしくは除去するよ
うな回路設計技法に主として注目していた。完全共振コ
ンバータのインバータ回路は、パワースイッチングデバ
イスの両端に印加される電圧波形を整形することによっ
て、高周波数動作を可能にする低スイッチング損失を達
成する。これらの方法のうちの、Ｅ級増幅技法をDC/DC
コンバータに適用してゼロ電圧スイッチングコンバータ
を構成する一例［米国特許第4,607,323号］において
は、パワースイッチと並列接続された分路（shunt）ダ
イオード、あるいは、半導体パワースイッチの内部ダイ
オードの使用に大きく依存している。このパワースイッ
チの主伝導経路を分路（shumt）するダイオードは、適
切に方向づけられ、すなわち成極させられており、当該
パワースイッチを通じて流れる負の電流すなわち逆方向
の電流を、負の側に変化する電圧をクランプすることに
よって妨げる。このダイオードは、スイッチング損失が
ゼロであるような、インバータ部分における実効負荷イ
ンピーダンス領域を与え、かつ、パワースイッチの動作
がスイッチング損失なく維持されるようなコンバータ全
体における、負荷範囲を増大させるように機能する。

ゼロ電圧スイッチングDC/DCコンバータにおけるスイッ
チング損失の除去は、米国特許第4,607,323号に従っ
て、所定のスイッチング波形制御を実現するインピーダ
ンス範囲を有し、インバータ回路に対する適切な負荷と
なるような、整流器回路を含む負荷ネットワークを設計
することによって実現される。よって、パワースイッチ
ングデバイスは、実質的にゼロスイッチング損失で動作
させられる。パワースイッチに印加される波形の適切な
整形は、比較的狭いインバータ負荷インピーダンス範囲
のみでなされる。この負荷インピーダンスの抵抗成分が
減少させられるにつれ、スイッチング損失は、一般に、
伝導損失の増大という犠牲を払って減少する。逆に、当
該負荷インピーダンスの抵抗成分が増加させられるにつ
れて、伝導損失は減少するものの、スイッチング損失
は、一般に、急速に増加する。当該例におけるパワース
イッチはダイオードによって分路されている。パワース
イッチと並列に接続されたこのダイオードの効果によ
り、コンバータは、より広い入力電圧及び出力範囲に亘
ってスイッチング損失なく、あるいは非常に低いスイッ
チング損失で動作することが可能となる。この米国特許
第4,607,323号においては、パワースイッチにおける伝
導損失は無視出来ると仮定されている。

米国特許第4,607,323号に記載されている設計技法は、
メインパワースイッチにおけるスイッチング損失の除去
のみに関するものである。伝導損失が容易に低く保たれ
るような充分に低い周波数においては、この方法は利点
を有している。しかしながら、高周波数においては、こ
の方法は、一般的に、過度の伝導損失を被る。不幸なこ
とには分路ダイオードは、伝導損失が最大となる、負荷
抵抗範囲の低域端でスイッチング損失がゼロとなるよう
に機能する。より詳細に述べれば、スイッチング損失
は、この方法に従って、インバータを、抵抗成分が充分
低い負荷インピーダンスにおいて、能動パワースイッチ
と並列に接続されているダイオードがコンバータの動作
線及び負荷範囲に亘って導通していることが保証される
ように動作させることにより、除去される。しかしなが
ら、この、スイッチング損失の除去は、上述されている
ようにコンバータ内の伝導損失を増大させることと引換
えになされる。なぜなら、当該インバータを低抵抗負荷
で動作させることにより回路内の電流が増加し、そのた
め、伝導損失が増大するからである。

スイッチングデバイスにおける伝導損失は、スイッチン
グ損失のみを低減するように最適化されている、従来技
術に係るゼロ電圧スイッチング・パワーコンバータにお
いては、無視しうると仮定されてきた。しかしながら、
実際のゼロ電圧スイッチングコンバータにおいては、現
実のパワースイッチングデバイスは、特に、パワースイ
ッチの適切な大きさがその寄生（parasitic）静電容量
で制限されているような高周波数においては、無視しえ
ないほどの伝導損失を有している。現実の高周波パワー
コンバータにおいて利用されうるものとするためには、
スイッチング損失及び伝導損失の双方を含む、インバー
タ内の総損失を最小にしなければならず、かつ、この総
損失を、この種のコンバータの通常の動作において一般
的に直面しうる、線路及び負荷の広い範囲に亘って低く
保たなければならない。

通常、高周波パワーコンバータにおけるスイッチングデ
バイスの一部である寄生静電容量は、各スイッチングサ
イクルにおいて放電することによって、スイッチング損
失を増大させる傾向がある。よって、コンバータの動作
は、ゼロ電圧スイッチングを実現し、これによってこれ
らのスイッチング損失を最小にするために、注意深く制
御されなければならない。このためには、回路の動作に
対する寄生静電容量の影響を考慮することが要求され
る。加えて、スイッチングデバイスの抵抗は、スイッチ
ングデバイス内部の抵抗性電力損失を発生させる。半導
体スイッチングデバイス（特にMOSFETデバイス）のこれ
ら２つの特性すなわちその静電容量及び抵抗は、デバイ
スの物理的な大きさにそれぞれ依存している。半導体ス
イッチングデバイスの大きさを増すと、静電容量は増加
し抵抗は減少する。静電容量は、デバイスの大きさを減
少させることによって低減されうるが、同時に抵抗を増
加させてしまう。よって、スイッチングデバイスの大き
さを減少させて寄生静電容量を減少させることによって
スイッチング損失を低減しようとすることは、同時に伝
導損失を増加させることになる。この状況は、半導体ス
イッチングデバイスの寄生静電容量が、共振回路の構成
部分であり、そのため、この寄生静電容量の値が適切な
回路動作に対して重要であるようなゼロ電圧スイッチン
グ共振コンバータにおいてはより複雑である。

以上の説明により、半導体スイッチングデバイスにおけ
る伝導損失及びスイッチング損失が相互に関係してお
り、デバイスの適切な選定及びインバータの適切な動作
領域の選択が、共に、現実のスイッチト・モード・パワ
ーコンバータのパワースイッチにおける総損失を最小に
するために必要であることは明らかである。

（発明の概要） 本発明の原理を具体化したゼロ電圧スイッチング完全共
振型のインバータあるいはDC/DCコンバータは、パワー
スイッチと並列に接続された非直線形コンデンサを用い
ることにより、入力電圧及び出力電力の広い範囲に亘っ
て、著しく改善された電力変換高率で動作する。この非
直線コンデンサは、コンデンサの静電容量が、コンデン
サ端子に印加される電圧が減少するにつれて増加するよ
うな動作特性を有している。このためインバータ部負荷
インピーダンスのスイッチング損失が低い領域が拡大さ
れる。インバータの構成要素内の伝導損失が高くなる傾
向にある高周波数においては、本発明に係る非直線静電
容量は、スイッチング損失及び伝導損失の組合せの総和
を最小にするよう大きな能力を発揮する。本発明の原理
が適用されうるパワー回路例は、米国特許第4,685,041
号；第4,605,999号及び第4,449,174号の各号に記載され
ている。

スイッチング損失及び伝導損失による総組合せ損失の最
小化は、スイッチング損失のみを最小化する場合に比べ
てインバータ部における負荷抵抗がより高い状態での動
作を必要とする。従って、コンバータのインバータ部
は、より高いAC負荷抵抗（インバータ側から見た負荷ネ
ットワーク）に対して動作させられ、スイッチング損失
は、前記非直線静電容量の動作、すなわちパワースイッ
チに印加される電圧波形の整形動作によって最小化され
る。従って、スイッチング損失及び伝導損失双方の複合
効果を考慮すると、スイッチング損失が実際に最小化さ
れることによって、総損失が最小化される。

完全共振コンバータのインバータ回路は、スイッチング
デバイスに印加される電圧波形の整形によって高周波数
における動作を可能とするような低スイッチング損失を
実現する。本発明に従って、適切な波形整形が、従来技
法において得られたものに比べて、インバータ部の負荷
インピーダンスのより広い範囲で行なわれる。このイン
ピーダンスの抵抗成分が減少させられるにつれて、一般
にスイッチング損失は、伝導損失の増加を犠牲にして減
少する。逆に、このインピーダンスの抵抗成分が増加さ
せられるにつれて、一般に、伝導損失は減少するがスイ
ッチング損失は急速に増加する。それゆえ、伝導損失及
びスイッチング損失のいずれもが支配することのないよ
うな、総損失の最小値が存在する。

パワーMOSFETスイッチを利用して高周波数で動作するコ
ンバータにおいては、そのMOSFETデバイスの内部静電容
量が、本発明に係る完全共振ゼロ電圧スイッチング回路
方式における、パワースイッチに並列に接続されたコン
デンサに対する要求を満足するのに充分なものでありう
る。この種のMOSFETの実効内部静電容量は、実際には非
直線であり、回路の性能を向上させ、高効率動作を実現
するのに適した性質を有している。パワースイッチと並
列に非直線静電容量を用いることによって、負荷空間に
おける当該インバータの動作点の位置がシフトさせら
れ、伝導損失が、実質的に、スイッチング損失を著しく
増加させることなく、減少させられる（すなわち、伝導
損失がスイッチング損失の増加よりも速く減少する）。
この非線形静電容量は、インバータ部損失の入力電圧及
び負荷、及びパワースイッチのデューティ（duty）比に
対する感度を著しく低下させるという利点を更に有して
いる。パワーMOSFETデバイスは、その望ましい駆動特性
ゆえに、高周波インバータ及び高周波DC/DCコンバータ
のパワースイッチとして用いられることが望ましい。適
切なMOSFETデバイスの大きさ及び動作周波数を用いるこ
とにより、そのMOSFETデバイスの非直線静電容量は、そ
れ自体、本発明に係る動作上の利点を得るのに充分なも
のとなる。

（実施例の説明） 従来技術に係る完全共振ゼロ電圧スイッチング・パワー
インバータが、第１図に示されている。このインバータ
においては、直列ネットワーク109及び負荷ネットワー
ク112が協力して、パワースイッチに与えられる波形
を、実質的に連続かつ周期的なものとなるように整形す
る。直列ネットワーク109は、直列接続されたインダク
タ110及びコンデンサ111を有し、負荷ネットワーク112
は、インピーダンスのリアクタンス成分113及び実抵抗
負荷114を有している。構成要素の値を適切に設定する
ことにより、直列ネットワーク109及び負荷ネットワー
ク112は、インバータのパワースイッチ106に印加される
電流波形及び電圧波形を実質的に同時とならないように
制限する。当該インバータは、主としてスイッチング損
失のない領域で動作するように企図されており、その動
作は、主として、Ｅ級増幅器の原理に基づいている。ダ
イオード108が、パワースイッチ106のスイッチングがス
イッチング損失なく実現されるような負荷インピーダン
ス領域を生成するためにＥ級増幅器に付加されている。
当該パワースイッチに対しては、スイッチ駆動端子115
において、周期的な駆動が与えられる。

第１図のパワースイッチに周期的に現れる電圧波形が第
４図に示されている。第４図において、電圧波形401は
まずゼロからピーク値まで急速かつ滑らかに立ち上が
り、その後、ゼロに降下する。パワースイッチ106と並
列に接続されているダイオード108のクランプ動作によ
って ゼロ以下に落ちること、すなわち負の側に移行すること
が妨げられている。このクランプ動作は、完全共振イン
バータを、このパワーインバータがDC/DCコンバータに
おいて用いられた場合に適応しなければならない通常の
負荷変動のうちの限られた領域内において、スイッチン
グ損失なく動作させることを可能にするものとして、従
来の研究者によって信頼されてきた。しかしながら、従
来、研究者の関心はスイッチング損失の除去のみに係る
ものであり、完全共振コンバータ、特に、コンバータの
物理的大きさを減少させるために非常に高い周波数で動
作させられる完全共振コンバータの動作効率の損失に係
る他の寄与因子を無視している。

スイッチング損失に加えて伝導損失は、パワースイッチ
106内の抵抗、パワースイッチング回路105内の抵抗、及
び直列ネットワーク109及び負荷ネットワーク112を含む
他の回路要素内の抵抗によるものである。高周波数にお
いては、伝導損失は、当該インバータが動作するように
設計されているスイッチング損失のない領域で、高くな
る傾向がある。例えば、高周波数においては、MOSFETパ
ワースイッチの大きさは、伝導損失を減少させるため
に、任意に増大させられない。

第１図のインバータにおける損失に寄与している個々の
電力浪費因子が、第６図にグラフ化されて示されてい
る。第６図は、パワースイッチのスイッチング損失特性
及び当該インバータの伝導損失特性の各々、及びこの２
つの特性の総和を示している。図から明らかなように、
スイッチング損失曲線602で示されているスイッチング
損失は、低負荷においては、ゼロであり、ダイオード10
8がクランプ動作を停止する抵抗性しきい値に点605で到
達すると、負荷が増加するにつれて急速に増大する。伝
導損失曲線601で示されている伝導損失は、インバータ
が低負荷抵抗を与えられている場合には非常に高く、負
荷抵抗が増加するにつれて急速に減少する。総損失曲線
を表す点線603は、第１図のインバータ回路における、
スイッチング損失が発生してからの総損失を表わしてい
る。実際の最小損失動作領域は、負荷抵抗の非常に狭い
範囲のみに存在する。

米国特許第4,449,174号、第4,605,999号及び第4,685,04
1号に記載されているような完全共振モードで動作する
インバータにおいて、そのパワースイッチ206に非直線
コンデンサ207を並列に接続してなる新たなインバータ
が第２図に示されている。この非直線コンデンサ207の
電圧−静電容量特性が第３図のグラフにおける曲線301
で示されている。本発明に係るこのインバータの動作に
おいて重要なのは、非直線コンデンサの静電容量が、低
電圧レベルにおいて、端子間に印加される電圧が減少す
るにつれて急速に増大することである。点線で示されて
いるダイオード208は、パワースイッチ206に並列に接続
されているが、本発明に従うクランプ動作に対しては不
要であり用いられない。但し、場合によっては、このダ
イオードが所定の非直線静電容量の一部あるいは全てを
まかなうほどの接合静電容量を与える可能性がある。

周期的駆動信号が、パワースイッチ206を駆動するため
に、スイッチ駆動端子215に与えられる。パワースイッ
チ206の出力は、直列に接続された直列ネットワーク209
及び負荷ネットワーク212へ結合されている。直列ネッ
トワーク209は直列接続されたインダクタ210及びコンデ
ンサ211よりなる。負荷ネットワーク212は、抵抗負荷21
4及びインピーダンスのリアクタンス成分213を有してい
る。この負荷ネットワーク212は、米国特許第4,685,041
号に記載されているような、負荷に接続された共振整流
器を有することも可能である。直列ネットワーク209及
び負荷ネットワーク212は第１図において示されたもの
と同一であり、同様に、パワースイッチ206に実質的に
連続的かつ周期的な波形を与えるに波形整形をする、と
いう機能を有している。負荷ネットワーク212のインピ
ーダンスの抵抗成分は、インバータ内での全伝導損失を
低下させ、かつ、スイッチング損失に対する制御を維持
するために、可能な限り大きくなるように指定されてい
る。非直線コンデンサ207を用いることによって、イン
バータを、第１図の回路におけるシャントダイオード10
8が導通する領域で通常生ずる伝導損失よりも実質的に
低い伝導損失を有するような負荷インピーダンス範囲を
含む領域で動作させることが可能となる。僅かにスイッ
チング損失も発生するが、総損失な最小化される。さら
に、非直線コンデンサ207は、負荷抵抗の非常に広い範
囲に亘って、総損失を適切な量に維持するように機能す
る。

非直線静電容量の、パワースイッチの動作に関する効果
は、パワースイッチに与えられる電圧波形の変化を比較
することによって理解される。第５図に示された電圧波
形は、第４図の波形と異なった形状を有しており、第１
図に示されている、パワースイッチ106に並列に接続さ
れた直線コンデンサ107を、第２図に示されている、パ
ワースイッチ206に並列に接続された非直線コンデンサ2
07で置換したことによる効果を示している。第１図のイ
ンバータのパワースイッチ106に与えられる電圧波形は
パワースイッチ106に負の電圧が印加されることを妨げ
る分路ダイオード108のクランプ動作によって周期的に
終了する。第２図の回路においては、パワースイッチ20
6に対してダイオード208によって与えられるクランブ動
作は存在しない。

パワースイッチ206に並列に接続された非直線コンデン
サ207に係る、第５図に示された電圧波形501は、第４図
の電圧波形401とは異なった形状を有している。電圧波
形501は、よりシャープに際立つピーク部504、及び、パ
ワースイッチ206の非導通サイクルの開始時及び終了時
におけるより緩やかな初期上昇部502及びより緩やかな
終期下降部503を有している。この波形501は負の側に移
行しようとする傾向を有さず、よって、パワースイッチ
206を分路するダイオード208は必要ではない。分路ダイ
オード208は、通常実際のパワーMOSFETデバイスにおい
ては、パワースイッチ206の固有の付帯物として存在す
るが、本発明に従って案出されたインバータ回路におい
ては、通常導通することはない。第３図に示されたよう
な、非直線コンデンサ207の非直線静電容量−電圧特性
の変化によって、低電圧レベルにおいては、電圧が降下
すると静電容量が著しく増大し、その逆に電圧が上昇す
ると静電容量は著しく減少する。

パワースイッチを分路する直線コンデンサを有する第１
図のインバータと、第２図のインバータ、すなわち類似
の抵抗素子を有し、同一の入力電圧及び出力電力条件で
動作しているという点で実質的に同等であり、パワース
イッチを分路する直線コンデンサを有し、本発明に従っ
て動作している；という点のみ異なる第２図のインバー
タとの間の損失の形態（profile）の差は、第８図のグ
ラフに示されている。第８図には、各々、第１図及び第
２図のインバータの全体としての効率を示す２本の曲線
801及び802が示されている。パワースイッチ106を分路
する直線コンデンサ107を有する第１図のインバータに
関する効率曲線801の最小範囲は、パワースイッチ206を
分路する非直線コンデンサ207を有する第２図のインバ
ータに関する効率曲線802の最小範囲よりも狭い。非直
線コンデンサ207を有するインバータに関する効率曲線8
02は、負荷の増大に従って最小点803を越えた部分にお
いて、曲線801が最小点805を越えた部分より、緩やかな
傾きを有しており、この穏やかな傾きは、スイッチング
損失のより穏やかな増大を反映している。

本発明を適用するインバータ回路のパワースイッチに適
したデバイスは、第７図に示されているように、MOSFET
技術によって具体化される。MOSFETパワースイッチ706
を有するインバータ回路が第７図には示されており、非
直線分路静電容量707はMOSFETパワーデバイス705の固有
の特性として含まれている。この非直線静電容量707
は、負荷の広い範囲に亘ってインバータの全体としての
効率を改善するために用いられる。このMOSFETパワース
イッチ706は、ゲート端子723に与えられる周期的信号に
よって駆動される。固有のインピーダンス特性を有する
パワースイッチング回路は、パワーMOSFETデバイス705
において実現される。パワーMOSFETデバイス705は、通
常、多くの固有のダイオード接合、内部インピーダン
ス、及び、ドレイン・ソース電力伝導経路722−721に並
列に分路された非直線静電容量707を含むリアクタンス
成分を有している。この静電容量707の値は、パワーMOS
FETデバイス705の物理的大きさによって決定される。イ
ンピーダンスの抵抗成分709は、ドレイン・ソース電力
伝導経路722−721と直列に示されている。この抵抗成分
709もパワーMOSFETデバイス705の物理的な大きさによっ
て決定される。内部ダイオード708も、固有のものとし
て、ドレイン・ソース電力伝導経路722−721と並列に含
まれるが、そのクランプ動作は利用されない。非直線静
電容量715は、MOSFETデバイスのドレインをゲート723へ
結合しており、比較的直線の静電容量716は、MOSFETデ
バイスのソース721をゲート723へ接続している。ゲート
端子723への入力は、パワーMOSFETデバイス705を周期的
に駆動する駆動信号を受容するように与えられる。

第７図のインバータ回路は、ドレイン端子722とソース
端子723との間の主電力経路と並列の内部固有非直線静
電容量707が、パワースイッチに必要とされる全非直線
静電容量をまかないうるような、充分に高い周波数で動
作させられる、これによりスイッチング損失と伝導損失
との総和が最小となる領域で当該インバータを動作させ
ることが可能となる。本発明の原理を具体化したDC/DC
コンバータ回路の一例が第９図に示されている。このコ
ンバータは、入力電圧源903から、この電圧源903とMOSF
ETパワースイッチ906との間に直列に接続されたインダ
クタ904を介して電流注入がなされるインバータ回路を
含んでいる。このコンバータは、インバータ回路を自励
発振させるために、MOSFETパワースイッチ906のドレイ
ン端子922からゲート端子923への、フィードバック経路
を有している。制御可能な誘導リアクタンス953がソー
ス端子921とゲート端子923との間に含まれており、電圧
調整・制御回路951に応答してインダクタンスが変化さ
せられる。電圧調整・制御回路951は、出力電圧を、リ
ード952を介してモニターし、リアクタンス953の実効イ
ンダクタンスを変化させることにより自励発振の周波数
を変化させ、それによって出力電圧を調整する。自励発
振共振コンバータの発振周波数を変化させることによる
電圧調整は米国特許第4,685,041号において既に説明さ
れているため、ここでは説明を省略する。インバータの
出力は、米国特許第4,605,999号に開示され、説明され
ている全波共振整流器に与えられる。

電圧注入インバータを含むDC/DCコンバータが第10図に
示されており、このコンバータにおいては、電圧源1003
がMOSFETパワースイッチ1006のソース端子1021に接続さ
れている。制御可能な誘導リアクタンス1053を含むフィ
ードバック経路が、当該インバータを自励発振させ、誘
導リアクタンス1053は、電圧調整制御回路1051に応答し
て変化させられることにより、発振周波数を変化させ、
出力電圧を調整する。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来技術に係る、パワースイッチに並列に接
続された直線静電容量を有する共振パワーインバータの
構成図； 第２図は、本発明に係る、パワースイッチに並列に接続
された非直線静電容量を有する共振パワーインバータの
構成図； 第３図は、第２図の回路に含まれる非直線コンデンサの
静電容量を示すグラフ； 第４図は、第１図のインバータにおけるパワースイッチ
に与えられる電圧波形を示すグラフ； 第５図は、第２図のインバータにおけるパワースイッチ
に与えられる電圧波形を示すグラフ； 第６図は、第１図の共振パワーインバータの電力浪費特
性を示すグラフ； 第７図は、本発明に係る、パワースイッチとしてFETデ
バイスを用いた共振パワーインバータの構成図； 第８図は、第１図及び第２図の共振パワーインバータの
動作効率を比較したグラフ； 第９図は、本発明の原理を具体化した電流注入自励発振
共振コンバータの構成図；及び、 第10図は、本発明の原理を具体化した電圧注入自励発振
共振コンバータの構成図である。

フロントページの続き (72)発明者 ノーマン ジェラード ゼシー アメリカ合衆国，07930 ニュージャージ ィ チェスター，コーラ レーン，ボック ス ディ ８

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】誘導性リアクタンス成分（213）を含む実
   効負荷（212）に対して動作するパワースイッチ（206）
   と、 前記パワースイッチに分路接続された非直線静電容量
   （207）とを有するゼロ電圧スイッチング高周波共振コ
   ンバータにおいて、 前記パワースイッチのスイッチング損失特性をプロット
   し、前記パワースイッチの伝導損失を含む前記高周波共
   振コンバータの伝導損失特性をプロットし、前記パワー
   スイッチのスイッチング損失と、前記パワースイッチの
   伝導損失を含む前記高周波共振コンバータの伝導損失と
   の和を最小にするように前記高周波共振コンバータの動
   作点を規定する値を有する素子を組み込んで全体のパワ
   ー散逸を減少させたことを特徴とする高周波共振コンバ
   ータ。
2. 【請求項２】前記非直線静電容量が、前記パワースイッ
   チに加えられる電圧が減少するにつれて静電容量が増大
   するような特性を有することを特徴とする請求項１の高
   周波共振コンバータ。
3. 【請求項３】前記実効負荷の抵抗性成分が、前記パワー
   スイッチのスイッチング損失のみを最小化するのに必要
   な値より高いことを特徴とする請求項２の高周波共振コ
   ンバータ。