JPH02246770A - 高周波共振コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、完全共振型のインバータ及びＤＣ／ＤＣコン
バータに関し、特に、高スイツチング周波数で動作させ
られるこの種のインバータ及びコンバータの効率と、線
形及び負荷の使用範囲に関する。

［従来技術の説明］ スイッチト・モード（ｓｗｉｔｃｈｅｄ−ｍｏｄｅ）　
　・パワーコンバータは、原理的には、電力源を負荷に
対して、能動スイッチによって交互に接続・切断するこ
とによって機能する。それゆえ、電力を負荷に対して連
続的に供給するためには、コンバータ内に、電力源が切
断されている期間の電力を供給するための、ある種の中
間エネルギー蓄積（ｓｔｏｒａｇｅ）手段が含まれてい
なければならない。この種の素子によって負荷に供給さ
れるエネルギー量は、スイッチング間隔の導通部分長に
比例するため、コンバータの動作周波数を増加させるこ
と（すなわち、導通及びスイッチング間隔長を低減する
こと）は、必要とされる内部エネルギー蓄積量をも低減
する。スイッチトφモード（ｓｖｌｔｃｈｅｄ−ｍｏｄ
ｅ）　　・パワーコンバータの寸法及びｆｆ１ｆｆｉは
、しばしば、これらの内部エネルギー蓄積素子によって
支配されるため、スイッチト・モード（ｓｗｉ　Ｌｃｈ
ｅｄ−ｍｏｄｅ）パワーコンバータの動作周波数を増大
することは、その寸法を縮小させる技法として、盛んに
利用されている。しかしながら、この種のコンバータの
動作周波数が増大させられるにつれ、周波数に関連した
損失も増大し、最終的には、実際上の最大動作周波数を
制限する。

低動作周波数においては、従来技術に係るスイ’ｙチト
会モード（ｓｗｉｔｃｈｅｄ−ｏｄｅ）　　働パワーコ
ンバータの能動スイッチにおける電力損失は、主として
伝導損失によって支配される。しかしながら、パワース
イッチの動作周波数が増大させられるにつれて、一般に
スイッチング損失と呼称される別のタイプの電力損失が
、スイッチ内での総電力損失のうちのかなりの部分を占
めるようになる。スイッチング損失は、スイッチングト
ランジション間に、スイッチの両端に電圧がかかり、か
つ、同時に当該スイッチを通じて電流が流れることによ
るエネルギー損失に起因する。この様な電圧と電流の重
なりにより、各スイッチング・トランジション間に有限
の量のエネルギーが失われるため、スイ・ソチト・モー
ド（ｓｖｌｔｃｈｅｄ−ｍｏｄｅ）　　・パワーコンバ
ータのスイッチにおける電力損失は、その動作周波数に
比例する。このため、スイッチング損失を低減すること
が、高周波数動作スイッチト・モードのインバータ及び
ＤＣ／ＤＣコンバータの動作効率を改善するためのキー
ファクターとなる。

このようなスイッチング損失低減は、単共振もしくは完
全共振ののインバータ及びコンバータの使用を通じて達
成されつる。これらのインバータ及びコンバータは、ス
イッチング番トランジション間において、パワースイッ
チの両端に電圧が印加されると同時に、当該パワースイ
ッチを通じて電流が流れることを低減パワーもしくは排
除する制御波形スイッチング動作を行なう。単共振コン
バータの具体例は米国特許第４．４１５．９５９号に記
載されており、完全共振コンバータの具体例は米国特許
第４，８０７．３７３号に記載されている。

従来の技術者は、パワースイッチに与えられる波形の制
御によってスイッチング損失を低減もしくは除去するよ
うな回路設計技法に主として注目していた。完全共振コ
ンバータのインバータ回路は、パワースイッチングデバ
イスの両端に印加される電圧波形を整形することによっ
て、高周波数動作を可能にする低スイッチング損失を達
成する。

これらの方法のうちの、Ｅ級増幅技法をＤＣ／ＤＣコン
バータに適用してゼロ電圧スイッチングコンバータを構
成する一例［米国特許第４，８０７．３２３号］におい
ては、パワースイッチと並列接続された分路（ｓｈｕｎ
ｔ）ダイオード、あるいは、半導体パワースイッチの内
部ダイオードの使用に大きく依存している。このパワー
スイッチの主伝導経路を分路（ｓｈｕｓｔ）するダイオ
ードは、適切に方向づけられ、すなわち成極させられて
おり、当該パワースイッチを通じて流れる負の電流すな
わち逆方向の電流を、負の側に変化する電圧をクランプ
することによって妨げる。このダイオードは、スイッチ
ング損失がゼロであるような、インバータ部分における
実効負荷インピーダンス領域を与え、かつ、パワースイ
ッチの動作がスイッチング損失なく維持されるようなコ
ンバータ全体における、負荷範囲を増大させるように機
能する。

ゼロ電圧スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおけるス
イッチング損失の除去は、米国特許第４゜８０７．３２
３号に従って、所定のスイッチング波形制御を実現する
インピーダンス範囲を有し、インバータ回路に対する適
切な負荷となるような、整流器回路を含む負荷ネットワ
ークを設計することによって実現される。よって、パワ
ースイッチングデバイスは、実質的にゼロスイッチング
損失で動作させられる。パワースイッチに印加される波
形の適切な整形は、比較的狭いインバータ負荷インピー
ダンス範囲のみでなされる。この負荷インピーダンスの
抵抗成分が減少させられるにつれ、スイッチング損失は
、一般に、伝導損失の増大という犠牲を払って減少する
。逆に、当該負荷インピーダンスの抵抗成分が増加させ
られるにつれて、伝導損失は減少するものの、スイッチ
ング損失は、一般に、急速に増加する。当該例における
パワースイッチはダイオードによって分路されている。

パワースイッチと並列に接続されたこのダイオードの効
果により、コンバータは、より広い入力端子及び出力電
力範囲に亘ってスイッチング損失なく、あるいは非常に
低いスイッチング損失で動作することが可能となる。こ
の米国特許第４．ＧＯ７，３２３号においては、パワー
スイッチにおける伝導損失は無視出来ると仮定されてい
る。

米国特許第４，６０７，３２３号に記載されている設計
技法は、メインパワースイッチにおけるスイッチング損
失の除去のみに関するものである。伝導損失が容易に低
く保たれるような充分に低い周波数においては、この方
法は利点を有している。しかしながら、高周波数におい
ては、この方法は、−般的に、過度の伝導損失を被る。

不幸なことには分路ダイオードは、伝導損失が最大とな
る、負荷抵抗範囲の低域端でスイッチング損失がゼロと
なるように機能する。より詳細に述べれば、スイッチン
グ損失は、この方法に従って、インバータを、抵抗成分
が充分低い負荷インピーダンスにおいて、能動パワース
イッチと並列に接続されているダイオードがコンバータ
の動作線及び負荷範囲に亘って導通していることが保証
されるように動作させること１こより、除去される。し
かしながら、この、スイッチング損失の除去は、上述さ
れているようにコンバータ内の伝導損失を増大させるこ
とと引換えになされる。なぜなら、当該インバータを低
抵抗負荷で動作させることにより回路内の電流が増加し
、そのため、伝導損失が増大するからである。

スイッチングデバイスにおける伝導損失は、スイッチン
グ損失のみを低減するように最適化されている、従来技
術に係るゼロ電圧スイッチング・パワーコンバータにお
いては、無視しうると仮定されてきた。しかしながら、
実際のゼロ電圧スイッチングコンバータにおいては、現
実のパワースイッチングデバイスは、特に、パワースイ
ッチの適切な大きさがその寄生（ｐａｒｉｓｉｔｌｃ）
静電容量で制限されているような高周波数においては、
無視しえないほどの伝導損失を有している。現実の高周
波パワーコンバータにおいて利用されうるちのとするた
めには、スイッチング損失及び伝導損失の双方を含む、
インバータ内の総損失を最小にしなければならず、かつ
、この総損失を、この種のコンバータの通常の動作にお
いて一般的に直面しうる、線路及び負荷の広い範囲に亘
って低く保たなければならない。

通常、高周波パワーコンバータにおけるスイッチングデ
バイスの一部である寄生静電容量は、各スイッチングサ
イクルにおいて放電することによって、スイッチング損
失を増大させる傾向がある。

よって、コンバータの動作は、ゼロ電圧スイッチングを
実現し、これによってこれらのスイッチング損失を最小
にするために、注意深く制御されなければならない。こ
のためには、回路の動作に対する寄生静電容量の影響を
考慮することが要求される。加えて、スイッチングデバ
イスの抵抗は、スイッチングデバイス内部の抵抗性電力
損失を発生させる。半導体スイッチングデバイス（特に
ＭＯ５ＦＥＴデバイス）のこれら２つの特性すなわちそ
の静電容量及び抵抗は、デバイスの物理的な大きさにそ
れぞれ依存している。半導体スイッチングデバイスの大
きさを増すと、静電容量は増加し抵抗は減少する。静電
容量は、デバイスの大きさを減少させることによって低
減されうるが、同時に抵抗を増加させてしまう。よって
、スイッチングデバイスの大きさを減少させて寄生静電
容量を減少させることによってスイッチング損失を低減
しようとすることは、同時に伝導損失を増加させること
になる。この状況は、半導体スイッチングデバイスの寄
生静電容量が、共振回路の構成部分であり、そのため、
この寄生静電容量の値が適切な回路動作に対して重要で
あるようなゼロ電圧スイッチング共振コンバータにおい
てはより複雑である。

以上の説明により、半導体スイッチングデバイスにおけ
る伝導損失及びスイッチング損失力ｑ目互に関係してお
り、デバイスの適切な選定及びインバータの適切な動作
領域の選択が、共に、現実のスイッチト・モード・パワ
ーコンバータのパワースイッチにおける総損失を最小に
するために必要であることは明らかである。

（発明の概要） 本発明の原理を具体化したゼロ電圧スイッチング完全共
振型のインバータあるいはＤＣ／ＤＣコンバータは、パ
ワースイッチと並列に接続された非直線形コンデンサを
用いることにより、入力端子及び出力電力の広い範囲に
亘って、著しく改善された電力変換効率で動作する。こ
の非直線コンデンサは、コンデンサの静電静電容量が、
コンデンサ端子に印加される電圧が減少するにつれて増
加するような動作特性を有している。このためインバー
タ部負荷インピーダンスのスイッチング損失が低い領域
が拡大される。インバータの構成要素内の伝導損失が高
くなる傾向にある高周波数においては、本発明に係る非
直線静電容量は、スイッチング損失及び伝導損失の組合
せの総和を最小にするよう大きな能力を発揮する。本発
明の原理が適用されうるパワー回路例は、米国特許箱４
，６８５．０４１号；第４．８０５．９９９号及び第４
，４４９．１７４号の各号に記載されている。

スイッチング損失及び伝導損失による総組合せ損失の最
小化は、スイッチング損失のみを最小化する場合に比べ
てインバータ部における負荷抵抗がより高い状態での動
作を必要とする。従って、コンバータのインバータ部は
、より高いＡＣ負荷抵抗（インバータ側から見た負荷ネ
ットワーク）に対して動作させられ、スイッチング損失
は、前記非直線静電容量の動作、すなわちパワースイッ
チに印加される電圧波形の整形動作によって最小化され
る。従って、スイッチング損失及び伝導損失双方の複合
効果を考慮すると、スイッチング損失が実酪に最小化さ
れることによって、総損失が最小化される。

完全共振コンバータのインバータ回路は、スイッチング
デバイスに印加される電圧波形の整形によって高周波数
における動作を可能とするような低スイッチング損失を
実現する。本発明に従って、適切な波形整形が、従来技
法において得られたものに比べて、インバータ部の負荷
インピーダンスのより広い範囲で行なわれる。このイン
ピーダンスの抵抗成分が減少させられるにつれて、一般
にスイッチング損失は、伝導損失の増加を犠牲にして減
少する。逆に、このインピーダンスの抵抗成分が増加さ
せられるにつれて、一般に、伝導損失は減少するがスイ
ッチング損失は急速に増加する。

それゆえ、伝導損失及びスイッチング損失のいずれもが
支配することのないような、総損失の最小値が存在する
。

パワーＭＯ５ＦＥＴスイッチを利用して高周波数で動作
するコンバータにおいては、そのＭＯ５ＦＥＴデバイス
の内部静電容量が、本発明に係る完全共振ゼロ電圧スイ
ッチング回路方式における、バワースイ・ソチに並列に
接続されたコンデンサに対する要求を満足するのに充分
なものでありうる。

この種のＭＯＳＦＥＴの実効内部静電容量は、実際には
非直線であり、回路の性能を向上させ、高効率動作を実
現するのに適した性質を有している。

パワースイッチと並列に非直線静電容量を用いることに
よって、負荷空間における当該インバータの動作点の位
置がシフトさせられ、伝導損失が、実質的に、スイッチ
ング損失を著しく増加させることなく、減少させられる
（すなわち、伝導損失がスイッチング損失の増加よりも
速く減少する）。

この非線形静電容量は、インバータ部損失の入力電圧及
−び負荷、及びパワースイッチのデユーティ（ｄｕｔｙ
）比に対する感度を著しく低下させるという利点を更に
有している。パワーＭＯ３ＦＥＴデバイスは、その望ま
しい駆動特性ゆえに、高周波インバータ及び高周波Ｄ　
Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータのパワースイッチとして用いられ
ることが望ましい。

適切なＭＯＳＦＥＴデバイスの大きさ及び動作周波数を
用いることにより、そのＭＯＳＦＥＴデバイスの非直線
静電容量は、それ自体、本発明に係る動作上の利点を得
るのに充分なものとなる。

（実施例の説明） 従来技術に係る完全共振ゼロ電圧スイッチング・パワー
インバータが、第１図に示されている。

このインバータにおいては、直列ネットワーク１０９及
び負荷ネットワーク１１２が協力して、パワースイッチ
に与えられる波形を、実質的に連続かつ周期的なものと
なるように整形する。直列ネット’７−り１０９は、直
列接続されたインダクタ１１０　及びコンデンサＩｌｌ
を有し、負荷ネットワーク１１２は、インピーダンスの
りアクタンス成分ｔｔａ及び実抵抗負荷１１４を有して
いる。構成要素の値を適切に設定することにより、直列
ネットワーク１０９及び負荷ネットワーク１１２は、イ
ンバータのパワースイッチ１０Ｂに印加される電流波形
及び電圧波形を実質的に同時とならないように制限する
。当該インバータは、主としてスイッチング損失のない
領域で動作するように企図されており、その動作は、主
として、Ｅ級増幅器の原理に基づいている。ダイオード
１０ｇが、パワースイッチ＋０６のスイッチングがスイ
ッチング損失なく実現されるような負荷インピーダンス
領域を生成するためにＥ級増幅器に付加されている。当
該パワースイッチに対しては、スイッチ駆動端子１１５
において、周期的な駆動が与えられる。

第１図のパワースイッチに周期的に現れる電圧波形が第
４図に示されている。第４図において、電圧波形４０１
はまずゼロからビーク値まで急速かつ滑らかに立ち上が
り、その後、ゼロに降下する。

パワースイッチ１０Ｇと並列に接続されているダイオー
ド１０ｇのクランプ動作によって ゼロ以下に落ちること、すなわち負の側に移行すること
が妨げられている。このクランプ動作は、完全共振イン
バータを、このパワーインバータがＤＣ／ＤＣコンバー
タにおいて用いられた場合に適応しなければならない通
常の負荷変動のうちの限られた領域内において、スイッ
チング損失なく動作させることを可能にするものとして
、従来の研究者によって信頼されてきた。しかしながら
、従来、研究者の関心はスイッチング損失の除去のみに
係るものであり、完全共振コンバータ、特に、コンバー
タの物理的大きさを減少させるために非常に高い周波数
で動作させられる完全共振コンバータの動作効率の損失
に係る他の寄与因子を無視している。

スイッチング損失に加えて伝導損失は、パワースイッチ
１０８内の抵抗、パワースイッチング回路１０５内の抵
抗、及び直列ネットワーク１０９及び負荷ネットワーク
１１２を含む他の回路要素内の抵抗によるものである。

高周波数においては、伝導損失は、当該インバータが動
作するように設計されているスイッチング損失のない領
域で、高くなる傾向がある。例えば、高周波数において
は、ＭＯ３ＦＥＴパワースイッチの大きさは、伝導損失
を減少させるために、任意に増大させられない。

第１図のインバータにおける損失に寄与している個々の
電力浪費因子が、第６図にグラフ化されて示されている
。第６図は、パワースイッチのスイッチング損失特性及
び当該インバータの伝導損失特性の各々、及びこの２つ
の特性の総和を示している。図から明らかなように、ス
イッチング損失曲線００２で示されているスイッチング
損失は、低負荷においては、ゼロであり、ダイオード１
０８がクランプ動作を停止する抵抗性しきい値に点６０
５で到達すると、負荷が増加するにつれて急速に増大す
る。伝導損失曲線６０１で示されている伝導損失は、イ
ンバータが低負荷抵抗を与えられている場合には非常に
高く、負荷抵抗が増加するにつれて急速に減少する。総
損失曲線を表す点線６０３は、第゛１図のインバータ回
路における、スイッチング損失が発生してからの総損失
を表わしている。

実際の最小損失動作領域は、負荷抵抗の非常に狭い範囲
のみに存在する。

米国特許第４，４４９，１７４号、第４，８０５．９９
９号及び第４，６８５，０４１号に記載されているよう
な完全共振モードで動作するインバータにおいて、その
パワースイッチ２０６に非直線コンデンサ２０７を並列
に接続してなる新たなインバータが第２図に示されてい
る。この非直線コンデンサ２０７の電圧−静電容量特性
が第３図のグラフにおける曲！１３０１で示されている
。本発明に係るこのインバータの動作において重要なの
は、非直線コンデンサの静電容量が、低電圧レベルにお
いて、端子間に印加される電圧が減少するにつれて急速
に増大することである。点線で示されているダイオード
２０Ｂは、パワースイッチ２０Ｇに並列に接続されてい
るが、本発明に従うクランプ動作に対しては不要であり
用′いられない。但し、場合によっては、このダイオー
ドが所定の非直線静電容量の一部あるいは全てをまかな
うほどの接合静電容量を与える可能性がある。

周期的駆動信号が、パワースイッチ２０６を駆動するた
めに、スイッチ駆動端子２１５に与えられる。

パワースイッチ２０６の出力は、直列に接続された直列
ネットワーク２０９及び負荷ネットワーク２１２へ結合
されている。直列ネットワーク２０９は直列接続された
インダクタ２１０及びコンデンサ２１１よりなる。負荷
ネットワーク２１２は、抵抗負荷２１４及びインピーダ
ンスのりアクタンス成分２１３を有している。この負荷
ネットワーク２１２は、米国特許第４．８８５．０４１
号に記載されているような、負荷に接続された共振整流
器を有することも可能である。直列ネットワーク２０９
及び負荷ネットワーク２１２は第１図において示された
ものと同一であり、同様に、パワースイッチ２０Ｂに実
質的に連続的かつ周期的な波形を与えるに波形整形をす
る、という機能を有している。負荷ネットワーク２１２
のインピーダンスの抵抗成分は、インバータ内での全伝
導損失を低下させ、かつ、スイッチング損失に対する制
御を維持するために、可能な限り大きくなるように指定
されている。非Ｌｉ１ｆ線コンデンサ２０７を用いるこ
とによって、インバータを、第１図の回路におけるシャ
ントダイオード１０８が導通する領域で通常生ずる伝導
損失よりも実質的に低い伝導損失を有するような負荷イ
ンダンス範囲を含む領域で動作させることが可能となる
。僅かにスイッチング損失も発生するが、総損失は最小
化される。さらに、非直線コンデンサ２０７は、負荷抵
抗の非常に広い範囲に亘って、総損失を適切な量に維持
するように機能する。

非直線静電容量の、パワースイッチの動作に関する効果
は、パワースイッチに与えられる電圧波形の変化を比較
することによって理解される。第５図に示された電圧波
形は、第４図の波形と異なった形状を有しており、第１
図に示されている、パワースイッチ１Ｏｆｉに並列に接
続された直線コンデンサ１０７を、第２図に示されてい
る、パワースイッチ２０６に並列に接続された非直線コ
ンデンサ２０７で置換したことによる効果を示している
。第１図のインバータのパワースイッチ１０６に与えら
れる電圧波形はパワースイッチ１０Ｂに負の電圧が印加
されることを妨げる分路ダイオード１０８のクランプ動
作によって周期的に終了する。第２図の回路においては
、パワースイッチ２０Ｇに対してダイオード２０８によ
って与えられるクランプ動作は存在しない。

パワースイッチ２０８に並列に接続された非直線コンデ
ンサ２０７に係る、第５図に示された電圧波形５０１は
、第４図の電圧波形４０１とは異なった形状を有してい
る。電圧波形５０１は、よりシャープに際立つピーク部
５０４、及び、パワースイッチ２０Ｂの非導通サイクル
の開始時及び終了時におけるより緩やかな初期上昇部５
０２及びより緩やかな初期下降部５０３を有している。

この波形５０１は負の側に移行しようする傾向を有さず
、よって、パワースイッチ２０６を分路するダイオード
２０８は必要ではない。分路ダイオード２０８は、通常
実際のパワーＭＯＳＦＥＴデバイスにおいては、パワー
スイッチ２０Ｇの固有の付帯物として存在するが、本発
明に従って案出されたインバータ回路においては、通常
導通することはない。第３図に示されたような、非直線
コンデンサ２０７の非直線静電容量−電圧特性の変化に
よって、低電圧レベルにおいては、電圧が降下すると静
電容量が著しく増大し、その逆に電圧が上昇すると静電
容量は著しく減少する。

パワースイッチを分路する直線コンデンサを有する第１
図のインバータと、第２図のインバータ、すなわち類似
の抵抗素子を有し、同一の入力電圧及び出力電力条件で
動作しているという点で実質的に同等であり、パワース
イッチを分路する直線コンデンサを有し、本発明に従っ
て動作しているという点のみ異なる第２図のインバータ
との間の損失の形態（ｐｒｏｆｉｌｅ　）の差は、第８
図のグラフに示されている。第８図には、各々、第１図
及び第２図のインバータの全体としての効率を示す２本
の曲線８０１及び８０２が示されている。パワースイッ
チ１０６を分路する１ｒ７ｆＡコンデンサ１０７をＨす
る第１図のインバータに関する効率曲線８０１の最小範
囲は、パワースイッチ２０６を分路する非直線コンデン
サ２０７を有する第２図のインバータに関する効率曲線
８０２の最小範囲よりも狭い。非直線コンデンサ２０７
を有するインバータに関する効率曲線８０２は、負荷の
増大に従って最小点８０３を越えた部分において、曲線
８０１が最小点８０５を越えた部分より、緩やかな傾き
を有しており、この穏やかな傾きは、スイッチング損失
のより穏やかな増大を反映している。

本発明を適用するインバータ回路のパワースイッチに適
したデバイスは、第７図に示されているように、ＭＯ３
ＦＥＴ技術によって具体化される。

ＭＯ５ＦＥＴパワースイッチ７０６を有するインバータ
回路が第７図には示されており、非直線分路静電容量７
０７はＭＯ５ＦＥＴパワーデバイス７０５の固有の特性
として含まれている。この非直線静電容量７０７は、負
荷の広い範囲に亘ってインバータの全体としての効率を
改善するために用いられる。このＭＯ５ＦＥＴパワース
イッチ７０６は、ゲート端子７２３に与えられる周期的
信号によって駆動される。固有のインピーダンス特性を
有するパワースイッチング回路は、パワーＭＯＳＦＥＴ
デバイス７０５において実現される。パワーＭＯＳＦＥ
Ｔデバイス７０５は、通常、多くの固有のダイオ−ド接
合、内部インピーダンス、及び、ドレイン・ソース電力
伝導経路？２２−７２１に並列に分路された非直線静電
容量７０７を含むリアクタンス成分を有している。この
静電容量７０７の値は、パワーＭＯＳＦＥＴデバイス７
０５の物理的大きさによって決定される。インピーダン
スの抵抗成分７０９は、ドレイン・ソース電力伝導経路
７２２−７２１と直列に示されている。この抵抗成分７
０９もパワーＭＯＳＦＥＴデバイス７０５の物理的な大
きさによって決定される。内部ダイオード７０８も、固
有のものとして、ドレイン・ソース電力伝導経路７２２
−７２１と並列に含まれるが、そのクランプ動作は利用
されない。非直線静電容量７１５は、ＭＯ３ＦＥＴデバ
イスのドレインをゲート７２３へ結合しており、比較的
直線の静電容ｆｆ１７１６は、ＭＯＳＦＥＴデバイスの
ソース７２１をゲート７２３へ接続している。

ゲート端子７２３への入力は、パワーＭＯＳＦＥＴデバ
イス７０５を周期的に駆動する駆動信号を受容するよう
に与えられる。

第７図のインバータ回路は、ドレイン端子７２２とソー
ス端子７２３との間の主電力経路と並列の内部固有非直
線静電容量７０７が、パワースイッチに必要とされる全
非直線静電容量をまかないうるような、充分に高い周波
数で動作させられる、これによりスイッチング損失と伝
導損失との総和が最小となる領域で当該インバータを動
作させることが可能となる。　本発明の原理を具体化し
たＤＣ／ＤＣフンバータ回路の一例が第９図に示されて
いる。このコンバータは、入力端子源９０３から、この
電圧源９０３とＭＯ３ＦＥＴパワースイッチ９０６との
間に直列に接続されたインダクタ９０４を介して電流注
入がなされるインバータ回路を含んでいる。このコンバ
ータは、インバータ回路を自励発振させるために、ＭＯ
３ＦＥＴパワースイッチ９０６のドレイン端子９２２か
らゲート端子９２３への、フィードバック経路を有して
いる。制御可能な誘導リアクタンス９５３がソース端子
９２１とゲート端子９２３との間に含まれており、電圧
調整・制御回路９５１に応答してインダクタンスが変化
させられる。電圧調整・制御回路９５１は、出力電圧を
、リード９５２を介してモニターし、リアクタンス９５
Ｂの実効インダクタンスを変化させることにより自励発
振の周波数を変化させ、それによって出力電圧を調整す
る。自励発振共振コンバータの発振周波数を変化させる
ことによる電圧調整は米国特許第４．０８５，０４１号
において既に説明されているため、ここでは説明を省略
する。インバータの出力は、米国特許第４，００５．９
９９号に開示され、説明されている全波共振整流器に与
えられる。

電圧注入インバータを含むＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータが
第１０図に示されており、このコンバータにおいては、
電圧源１００３がＭＯ５ＦＥＴパワースイッチ１００６
のソース端子１０２１に接続されている。制御可能な誘
導リアクタンス１０５３を含むフィードバック経路が、
当該インバータを自励発振させ、誘導リアクタンス１０
５３は、電圧調整制御回路１ｏ５１に応答して変化させ
られることにより、発振周波数を変化させ、出力電圧を
調整する。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来技術に係る、パワースイッチに並列に接
続された直線静電容量を有する共振パワーインバータの
構成図； 第２図は、本発明に係る、パワースイッチに並列に接続
された非直線静電容量を有する共振パワーインバータの
構成図； 第３図は、第２図の回路に含まれる非直線コンデンサの
静電容量を示すグラフ； 第４図は、第１図のインバータにおけるパワースイッチ
に与えられる電圧波形を示すグラフ；第５図は、第２図
のインバータにおけるパワースイッチに与えられる電圧
波形を示すグラフ；第６図は、第１図の共振パワーイン
バータの電力浪費特性を示すグラフ； 第７図は、本発明に係る、パワースイッチとしてＦＥＴ
デバイスを用いた共振パワーインバータの構成図： 第８図は、第１図及び第２図の共振パワーインバータの
動作効率を比較したグラフ； 第９図は、本発明の原理を具体化した電流注入０励発振
共振コンバータの構成図；及び、第１Ｏ図は、 本発明の原理を具体化した電圧注入 自励発振共振コンバータの構成図である。 出 願 人：アメリカン テレフォン アンド イ２ハ゛−９ｉ［４注只イ印 ＦＩＧ、　７ 冶イシバー９ａ大

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）誘導リアクタンス成分を含む実効負荷に対して動
   作するパワースイッチングデバイスを有する高周波数ゼ
   ロ電圧スイッチング共振コンバータの効率を向上する方
   法において、当該方法が、以下の各段階によって全体と
   しての電力浪費を低減するために、前記パワースイッチ
   ングデバイスを分路する非直線静電容量を用いる段階； 前記パワースイッチのスイッチング損失特性を決定する
   段階； 前記パワースイッチ内の伝導損失を含む、当該高周波数
   コンバータ回路の伝導損失特性を決定する段階；及び、 前記スイッチング損失、伝導損失、及び高周波数におけ
   る前記パワースイッチングデバイスのスイッチングに係
   る損失の組合わせの総和を最小にして当該コンバータに
   おける全体としての高い動作効率を実現するために、高
   周波数コンバータの動作点を規定する一連の成分の値を
   決定する段階；を有することを特徴とする、高周波数共
   振コンバータの効率向上方法。
2. （２）前記方法が、さらに、 前記パワースイッチングデバイスに印加される電圧が減
   少するにつれて静電容量が大きくなるような特性を有す
   る非直線静電容量を用いる段階；を有することを特徴と
   する請求項１記載の方法。
3. （３）前記方法が、さらに、 前記高周波数コンバータのインバータ部を、前記パワー
   スイッチングデバイスのスイッチング損失のみを低減し
   て最適化するのに必要な抵抗成分を越える抵抗成分を有
   する実効リアクタンス（ｒｅａｃｔｉｖｅ）負荷に対し
   て動作させる段階；を有することを特徴とする請求項２
   記載の方法。
4. （４）誘導インピーダンスを有する直列リアクタンス（
   ｒｅａｃｔｉｖｅ）負荷に対して動作するパワースイッ
   チングデバイスを有する高周波数完全共振パワーコンバ
   ータの全体としての効率を向上する方法において、当該
   方法が、 電圧が減少するにつれて静電容量が増加するような静電
   容量特性を有し、パワースイッチに対して並列に接続さ
   れていて、パワースイッチに与えられる電圧波形を、両
   端の穏やかな上昇部及び穏やかな下降部と中央の鋭いピ
   ーク領域を有する波形に整形するように機能し、それに
   よってパワースイッチがスイッチング損失を過剰に生ず
   ることなく動作しうるインピーダンス範囲を拡大する非
   直線静電容量を用いる段階； 当該パワーコンバータの全体としての損失の形態を表わ
   す曲線を、当該パワーコンバータにおけるスイッチング
   損失特性及び伝導損失特性を組合わせることによって決
   定する段階； スイッチング損失及び伝導損失による総損失を最小化に
   するために、全体としての損失形態曲線上での当該パワ
   ーコンバータの動作点を規定する当該パワーコンバータ
   の諸成分の値を決定する段階； を有することを特徴とする高周波数共振コンバータの効
   率向上方法。
5. （５）前記方法が、さらに、 固有の非直線分路接合静電容量を有するパワーＭＯＳＦ
   ＥＴデバイスをパワースイッチとして用い、当該パワー
   コンバータを、当該接合静電容量が、パワースイッチに
   印加される電圧波形を、両端の穏やかな上昇部及び穏や
   かな下降部と中央の鋭いピーク領域を有する波形に整形
   するように機能するような周波数で動作させる段階を有
   することを特徴とする請求項４記載の方法。