KR102193358B1 - 자기 발진 공진형 파워 컨버터 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 스위치 출력으로부터 하나 이상의 반도체 스위치를 포함하는 스위칭 네트워크의 제어 입력에 결합되는 자기 발진 피드백 루프를 포함하는 공진형 파워 컨버터 및 인버터에 관한 것이다. 상기 자기 발진 피드백 루프는 파워 컨버터의 스위칭 주파수를 세팅하고 스위치 출력과 스위칭 네트워크 및 제1 인덕터의 제어 입력 사이에 결합되는 제1 고유 스위치 커패시턴스를 포함한다. 상기 제1 인덕터는 제1 바이어스 전압 소스와 스위칭 네트워크의 제어 입력 사이에 개재되어 결합되고 실질적 고정 인덕턴스를 갖는다. 상기 제1 바이어스 전압 소스는 제1 인덕터에 인가되는 조정가능 바이어스 전압을 생성하도록 구성된다. 상기 파워 컨버터의 출력 전압은 조정가능 바이어스 전압의 제어에 의해 플렉서블하고 빠른 방식으로 제어된다.

Description

자기 발진 공진형 파워 컨버터 {SELF-OSCILLATING RESONANT POWER CONVERTER}
본 발명은 스위치 출력으로부터 하나 이상의 반도체 스위치를 포함하는 스위칭 네트워크의 제어 입력에 결합되는 자기 발진 피드백 루프를 포함하는 공진형 파워 컨버터 및 인버터에 관한 것이다. 상기 자기 발진 피드백 루프는 파워 컨버터의 스위칭 주파수를 세팅하고 스위치 출력과 스위칭 네트워크 및 제1 인덕터의 제어 입력 사이에 결합되는 제1 고유 스위치 커패시턴스를 포함한다. 상기 제1 인덕터는 제1 바이어스 전압 소스와 스위칭 네트워크의 제어 입력 사이에 개재되어 결합되고 실질적 고정 인덕턴스를 갖는다. 상기 제1 바이어스 전압 소스는 제1 인덕터에 인가되는 조정가능 바이어스 전압을 생성하도록 구성된다. 상기 파워 컨버터의 출력 전압은 조정가능 바이어스 전압의 제어에 의해 플렉서블하고 빠른 방식으로 제어된다.
파워 밀도는 주어진 출력 파워 스펙에 대하여 물리적으로 최소한으로 가능한 물질적 사이즈를 제공하기 위해 항상 AC-DC, DC-AC 및 DC-DC 파워 컨버터와 같은 파워 공급 회로의 핵심 지표이다. 공진형 파워 컨버터 토폴로지(topology)는 본 기술 분야에서 DC-DC/스위치 모드 파워 서플라이 또는 컨버터(SMPS)의 잘 알려진 유형이다. 공진형 파워 컨버터는, 표준 SMPS 토폴로지(Buck, Boost 등)의 스위칭 손실이 컨버전 효율 이유 때문에 받아들이기 어려운 경향이 있는 1 MHz를 넘는 것과 같은 높은 스위칭 주파수에 대하여 특히 유용하다. 인덕터 및 커패시터와 같은 파워 컨버터의 회로 컴포넌트의 전기적 및 물리적 사이즈의 감소를 가져오기 때문에 높은 스위칭 주파수가 일반적으로 바람직하다. 보다 작은 컴포넌트는 SMPS의 파워 밀도의 증가를 가능하게 한다. 공진형 파워 컨버터에서 표준 SMPS의 입력 "쵸퍼(chopper)" 반도체 스위치(종종 MOSFET 또는 IGBT)는 "공진형(resonant)" 반도체 스위치로 대체된다. 공진형 반도체 스위치는 스위칭 요소를 가로질러 전류 또는 전압 중 하나의 파형을 형상화하기 위해 회로 커패시턴스 및 인덕턴스의 공진에 의존하여, 스위칭이 일어날 때, 스위칭 요소를 통하는 어떠한 저류도 스위칭 요소를 가로지르는 어떠한 전압도 없다. 따라서, 입력 스위칭 요소의 고유 커패시턴스의 적어도 일부에서는 파워 분산이 크게 제거되어 예를 들어 10 MHz 위의 값과 같은 스위칭 주파수의 극적인 증가가 실현가능하게 된다. 이러한 개념은 제로 전압 및/또는 전류 스위칭(ZVS 및/또는 ZCS) 작동과 같이 표시 하에 본 기술 분야에 알려져 있다. ZVS 및/또는 ZCS 하에서 작동하는 일반적으로 사용되는 스위치 모드 파워 컨버터는 종종 class E, class F 또는 class DE 인버터 또는 파워 컨버터로 설명된다.
그러나, 공진형 파워 컨버터의 출력 전압의 빠르고 정확한 제어가 도전으로 남아 있다. 아래에 참조하여 설명되는 종래 기술의 파워 컨버터는 입력 스위칭 요소 주위에서 자기 발진 피드백 루프를 이용하는 것을 제안하고, MOSFET 스위치의 게이트 단자에 결합되는 가변 직렬 인덕턴스와 조합으로 MOSFET 스위치의 고유 또는 내재하는 드레인-투-소스 커패시턴스에 의해 구동된다.
U.S. 4,605,999는 단일 MOSFET 스위치 주위에 자기 발진 인버터 회로 빌드(circuit build)를 포함하는 자기 발진 파워 컨버터를 개시한다. MOSFET 스위치의 내재하는 드레인-투-소스 커패시턴스는 작동 주파수가 충분히 높다면 인버터 회로의 자기 발진을 유지하기에 충분한 피드백 경로를 공급한다. 파워 컨버터는 컨버터의 DC 출력 전압으로부터 제어 신호를 얻으며 인덕터 및 한 쌍의 비선형 커패시턴스를 포함하는 가변 인덕턴스 네트워크에 상기 제어 신호를 인가하는 피드백 루프에 의해 전압 조정된다.
U.S. 5,430,632는 2개의 MOSFET 트랜지서터의 접합이 반응성 네트워크에 결합되고 그 결과 출력 정류기에 연결되는 하프 브릿지 구성에서 한 쌍의 MOSFET 트랜지스터 스위치를 이용하는 자기 발진 파워 컨버터를 개시한다. 스위칭 트랜지스터의 고유 게이트-투-드레인 전극간 커패시턴스(intrinsic gate-to-drain inter-electrodes capacitance)가 발진을 유지하는 유일한 수단으로 제공된다. 발진은 스타트업 회로에 의해 MOSFET 트랜지스터 스위치의 게이트-투-소스(gate-to-source) 단자에서 시작된다. 발진 주파수는 MOSFET 트랜지스터 스위치의 게이트-투-소스 커패시턴스 및 절연 게이트 드라이브 변압기의 인덕턴스에 의해 결정된다. 발진 주파수는 한 쌍의 제어 권선(control winding)을 통하여 MOSFET 트랜지스터 스위치의 게이트 단자에 결합되는 절연 게이트 드라이브 변압기의 가변하는 인덕턴스에 의해 제어된다.
그러나, 조정가능 인덕턴스 및/또는 커패시턴스의 가능한 조정 범위가 물리적 컴포넌트 제약에 기인하여 매우 협소한 경향이 있고 또한 정확도 역시 제한될 수 있다. 또한, 조정가능 인덕턴스 및/또는 커패시턴스는 반도체 기판 상에 또는 인쇄회로기판과 같은 보통의 회로 캐리어 상에 집적하기 어렵다. 마지막으로, 컨버터 출력 전압 조정 속도의 바람직하지 않은 제약으로 이어지는 컴포넌트의 반응성의 특징에 기인하여 인덕턴스 또는 커패시턴스의 최대 조정 속도가 제한될 수 있다. 상기 논의된 이유들 때문에 보다 높은 컨버터 스위칭 주파수들로 이동하는 장점의 관점에서, 이는 물론 특히 바람직하지 않다.
결과적으로, 예를 들어 조정가능 바이어스 전압의 형태로 회로 전압 또는 회로 전류의 레벨의 적절한 제어에 의해 컨버터 출력 전압이 제어될 수 있도록 인덕터 및 커패시터와 같은 가변적인 반응성 컴포넌트의 필요성을 제거하는 발진 주파수에 대한 제어 메카니즘을 제공하는 것이 유리할 것이다.
본 발명의 일 양태는 입력 전압을 수신하기 위한 입력 단자 및 각각의 제어 입력에 의해 제어되는 하나 이상의 반도체 스위치를 포함하는 스위칭 네트워크를 포함하는 공진형 파워 컨버터 또는 인버터에 관한 것이다. 상기 스위칭 네트워크는 입력 전압의 수신을 위하여 입력 단자에 작동적으로 결합되는 스위치 입력 및 공진형 파워 컨버터의 공진 네트워크의 입력에 작동적으로 결합되는 스위치 출력을 포함한다. 공진 네트워크는 미리 정해진 주파수(fR) 및 컨버터 출력 단자에 작동적으로 결합되는 출력을 포함한다. 파워 컨버터의 스위칭 주파수를 세팅하기 위하여 자기 발진 피드백 루프가 스위치 출력으로부터 스위칭 네트워크의 제어 입력에 결합된다. 자기 발진 피드백 루프는 스위치 출력과 스위칭 네트워크의 제어 입력 사이에 결합되는 제1 고유 스위치 커패시턴스, 제1 조정가능 바이어스 전압을 생성하도록 구성되는 제1 바이어스 전압 소스, 제1 바이어스 전압 소스와 스위칭 네트워크의 제어 입력 사이에 개재되어 결합되는 실질적 고정 인덕턴스를 갖는 제1 인덕터를 포함한다. 공진형 파워 컨버터의 전압 조정 루프는 제1 인덕터에 인가되는 제1 조정가능 바이어스 전압을 제어하는 것에 의해 파워 컨버터의 출력 전압을 제어하도록 구성된다.
본 발명의 공진형 파워 컨버터는 스위칭 네트워크의 제어 입력에 결합되는 제1 인덕터에 인가되는 조정가능 바이어스 전압을 제어하는 것에 의해 플렉서블하고, 빠르고, 그리고 정확한 컨버터 출력 전압의 제어를 가능하게 한다. 조정가능 바이어스 전압의 레벨 조정에 의해, 스위칭 네트워크 주위에 결합되는 자기 발진 피드백 루프의 발진 주파수가 공진형 파워 컨버터의 스위칭 주파수를 세팅하도록 제어될 수 있다. 자기 발진 피드백 루프의 발진 주파수의 조정은 제1 인덕터의 인덕턴스의 어떠한 조정없이 달성되고, 그러므로 이는 조정가능 바이어스 전압의 레벨에 독립적인 실질적 고정 인덕턴스를 갖는다. 당업자들은 제1인덕터의 인덕턴스를 특징시키는 용어 "실질적 고정(substantially fixed)"은 선택된 인덕터 타입의 특정 재질의 전기적 특성에 의존하여 인덕턴스가 온도에 따라 약간 변하는 것을 포함한다는 것을 이해할 것이다. 나아가, 제1 인덕터에 제1 조정가능 바이어스 전압의 적용은 전압 조정 루프에 있는 제1 인덕터에 직렬로 결합되는 요소의 유도성의 또는 용량성의 리액턴스의 어떠한 조정 없이 바람직하게 수행된다. 따라서, 전압 조정 루프에 의해 생성된 제1 조정가능 바이어스 전압은 제1 인덕터에 직렬로 연결되는 어떠한 변압기, 가변 인덕터 또는 가변 커패시터 없이 제1 인덕터에 바람직하게 인가된다.
제1 조정가능 바이어스 전압의 레벨을 조정하는 것에 의해 본 공진형 파워 컨버터의 스위칭 주파수를 조정하는 능력은 스위칭 주파수의 넓고 정확한 제어 범위를 가능하게 하고 앞서 논의된 공진형 파워 컨버터의 스위칭 주파수를 조정하기 위해 조정가능 인덕턴스 및/또는 커패시턴스에 의존하는 단점을 제거 또는 피하게 한다. 하나 이상의 반도체 스위치의 제1 고유 스위치 커패시턴스와 같은 고유 또는 기생 커패시턴스에서 파워 손실은 충전동안 이러한 기생 커패시턴스에 저장된 에너지가 제1 인더터로 방전, 그리고 임시로 저장되기 때문에, 제1 인덕터의 존재에 의해 낮은 레벨로 더욱 감소된다. 제1 인덕터에 저장된 에너지는 후속하여 하나 이상의 반도체 스위치d의 기생 또는 고유 커패시턴스에 리턴된다. 기생 또는 고유 커패시턴스는 MOSFET 스위치의 게이트-소스, 게이트-드레인 및 드레인-소스 커패스턴스를 포함할 수 있다.
본 발명이 공진형 파워 컨버터/언버터 및 Class E 또는 DE 타입 또는 토폴로지의 DC-DC 파워 컨버터로 실행을 참조하여 아래에 상세히 설명하지만, 당업자들은 본 발명이 class E, F, DE 및 π2 인버터 및 정류기 및 공진 부스트(resonant boost), 벅(buck), SEPIC, LCC, LLC 컨버터 등과 같은 다른 타입의 공진 파워 인버터, 정류기 및 컨버터에 동일하게 적용가능하다는 것을 이해할 것이다.
전압 조정 루프는 DC 또는 AC 기준 전압을 비교기 또는 오차 증폭기의 제1 입력에 공급하는 기준 전압 생성기를 포함할 수 있다. 비교기의 제2 입력은 컨버터 출력 전압에 결합될 수 있고, 비교기의 출력은 제1 바이어스 전압 소스의 제어 입력에 작동적으로 결합될 수 있다. 이 방식에서, 비교기 또는 오차 증폭기는 DC 또는 AC 기준 전압을 갖는 컨버터의 출력 저압의 비교에 의한 제1 바이어스 전압 소스에 대한 제어 신호와 같은 적절한 에러 신호를 생성하도록 구성될 수 있다. 제1 바이어스 전압 소스에 인가되는 에러 신호 또는 신호들은 첨부한 도면과 연계하여 아래에 추가로 상세히 설명되는 바와 같이 컨버터 출력 전압을 DC 또는 AC 기준 전압에 의해 지시되는 타겟 출력 전압에 조정하는 적절한 방향으로 제1 조정가능 바이어스 전압을 증가 또는 감소시킨다.
당업자들은 스위칭 네트워크가 단일 스위치 토폴로지, 하프-브릿지 또는 풀-브릿지 스위치 토폴로지와 같은 많은 타입의 스위치 토폴로지를 포함할 수 있음을 이해할 것이다. 바람직한 실시예에 따르면, 스위칭 네트워크는 스위칭 네트워크의 제어 입력에 결합되는 제어 단자 및 스위치 입력에 또한 스위치 출력에 결합되는 출력 단자를 갖는 제1 반도체 스위치를 포함한다. 입력 인덕터는 입력 전압과 스위치 입력 사이에 결합된다. 이 실시예는 basic class E 인버터 또는 컨버터를 포함할 수 있고, 스위칭 네트워크는 예를 들어 MOSFET의 드레인 단자와 같은 스위칭 네트워크의 입력 및 출력 모두에 결합되는 출력 단자를 갖는 단일 반도체 스위치를 포함한다. 입력 인덕터는 미리 정해진 공진 주파수 (fR)의 세팅을 제어하기 위해 공진 네트워크의 부분을 형성한다. 반일 반도체 스위치의 예를 들어 게이트 또는 베이스 단자와 같은 제어 단자는 스위칭 네트워크의 제어 입력에 결합된다.
입력 인덕터 및 제1 인덕터는 미리 정해진 자기 결합 계수, 바람직하게는 0.1보다 큰 자기 결합 계수 또는 보다 바람직하게는 0.4보다 큰 자기 결합 계수를 가지고 자기적으로 결합될 수 있다. 자기적 결합은 비결합 입력의 케이스와 비교하여 많은 장점 그리고 스위칭 네트워크의 제어 입력에서의 신호와 스위치 출력 사이에 향상된 위상 응답과 같은 제1 인덕터 그리고 크고 증가된 일정한 이득을 제공한다. 자기적 결합은 입력 인덕터와 제1 인덕터의 인덕터 전류가 이상(out of phase)이 되는 것을 가능하게 한다. 결과적으로, 스위칭 네트워크의 MOSFET 스위치의 게이트 전압과 같은 제어 입력 신호와 스위치 출력 사이의 위상 쉬프트가 180도에 매우 근접한다. 또한, 자기적 결합은 바람직하게는 파워 컨버터의 출력 전압 VOUT이 조정될 때 제1 조정가능 바이어스 전압의 보다 일정한 레벨을 제공하기 위한 광범위한 주파수 범위를 가로질러 실질적으로 일정하다.
본 공진형 파워 컨버터의 다른 바람직한 실시예는 하프-브릿지 기반의 스위칭 네트워크를 포함한다. 스위칭 네트워크는 스위치 출력 및 공진형 파워 컨버터의 전압 서플라이 레일 사이에 결합되는 제1 반도체 스위치를 포함하고, 스위칭 네트워크의 제어 입력에 결합되는 제어 단자를 갖는다. 스위칭 네트워크는 스위치 출력 및 입력 단자 사이에 결하되는 제2 반도체 스위치를 추가로 포함한다. 제2 반도체 스위치의 제어 단자는 실질적 고정 인덕턴스를 갖는 제2 인덕터 및 실질적 고정 인덕턴서를 갖는 제3 인덕터의 캐스케이드를 통하여 제2 바이어스 전압 소스에 결합된다. 스위칭 네트워크의 피드백 커패시터는 제2 및 제3 인덕터 사이의 중간 노드와 스위치 출력 사이에 결합된다. 본 공진형 파워 컨버터의 이 실시예는 class DE 파워 컨버터, 인버터를 포함할 수 있고 또는 class DE 기반의 DC-DC 파워 컨버터의 부분을 형성할 수 있다.
피드백 커패시터는 제2 반도체 스위치의 제어 단자에 공급되는 전압 레벨을 증가시키는 부스트스트랩(bootstrap) 소자로 제공되고, 이에 의해 반도체 스위치 소자로서 N-채널 MOSFET 트랜지스터의 사용을 유용하게 한다. 제2 인덕터는 제2 바이어스 전압 소스에 의해 생성되는 상대적으로 느린 가변하는 바이어스 전압 컴포넌트가 통과하도록 하는 발진 주파수에서의 높은 임피던스 신호 경로로서 제공되지만, 피드백 커패시터를 통하여 공급되는 상대적으로 높은 주파수 전압 컴포넌트의 통과를 차단한다. 결과적으로, 제2 인덕터 및 피드백 커패시터를 통하여 공급되는 바이어스 전압 컴포넌트를 조합하는 것에 의해, 제2 스위치에서의 제어 전압이 레벨 쉬프트되고 입력 전압이 DC 전압이라면 그라운드 또는 음의 파워 공급 전압과 같은 제1 반도체 스위치의 전압 서플라이 레일을 대신하여 스위치 출력에 관련된다. 자기 발진 루프는 각각의 반도체 스위치(S1, S2)가 전도 및 비전도 상태 사이에서 교대로 스위치되는 것이 가능하도록 구성될 수 있다. 반도체 스위치(S1, S2)는 또한 비오버랩 스킴(non-overlapping scheme)에 따라 반대 위상으로 스위치된다.
제1 인덕터 및 제3 인덕터는 미리 정해진 자기 결합 계수, 바람직하게는 0.1보다 큰 자기 결합 계수 또는 보다 바람직하게는 0.4보다 큰 자기 결합 계수를 가지고 자기적으로 결합될 수 있다. 자기 결합은 예를 들어 게이트 신호 또는 전압과 같은 제1 및 제2 반도체 스위치의 제어 입력 신호들 사이에 실질적으로 180도인 위상 쉬프트를 부여할 것이다. 입력 인덕터와 제1 인덕터 사이에 큰 자기 결합 계수를 얻기 위하여, 이들은 공통 자기적 투과 부재 또는 코어 주위에 감길 수 있다. 동일한 이유로, 제1 인덕터 및 제3 인덕터는 공통 자기적 투과 부재 또는 코어 주위에 감길 수 있다.
제1 바이어스 전압 소스는 다양한 방식으로 구성될 수 있다. 일 실시예에서, 제1 바이어스 전압 소스는 적합한 DC 바이어스 또는 공진형 파워 컨버터의 기준 전압과 그라운드 전압 또는 그것의 음의 서플라이 레일 사이에 결합될 수 있다. 제1 조정가능 바이어스 전압은 적적한 전압 분배 또는 조정 회로에 의해 DC 바이어스 또는 기준 전압으로부터 얻어질 수 있다. 일 실시예에서, 제1 바이어스 전압 소스는 제1 조정가능 바이어스 전압으로부터 그라운드와 같은 공진형 파워 컨버터의 고정 전기적 포텐셜에 결합되는 커패시터를 포함한다. 제1 조정가능 저항은 제1 조정가능 바이어스 전압과 제1 DC 기준 전압 사이에 결합되고 제2 조정가능 저항은 제1 조정가능 바이어스 전압과 제2 DC 기준 전압 사이에 결합된다. 제1 DC 기준 전압은 제1 조정가능 바이어스 전압의 최대 피크 전압보다 높은 DC 전압을 가질 수 있다. 제2 DC 기준 전압은 제1 조정가능 바이어스 전압의 예상되는 최소 전압보다 낮은 DC 전압을 가질 수 있어 제1 조정가능 바이어스 전압은 제1 및 제2 조정가능 레지스턴스 사이의 레지스턴스 비 조정에 의한 적절한 전압 조정 범위를 통하여 변화될 수 있다. 제1 및 제2 조정가능 저항 각각은 바람직하게는 각각의 레지스턴스가 MOS 트랜지스터의 높은 임피던스 게이트 단자로부터 제어되도록 하는 MOS 트랜지스터를 포함한다.
제1 언덕터는 1 nH 및 50 nH 사이와 같은 1 nH 및 10μH의 인덕턴스를 가질 수 있다. 후자의 인덕턴스 범위는 인쇄회로기판의 전기적 트레이스 패턴으로서 또는 상당한 사이즈 감소 및 공진형 파워 컨버터의 신뢰성 장점으로 이어지는 집적된 수동 반도체 컴포넌트로서 제1 인덕터를 형성하는 것이 가능하게 한다. .
제1 인덕터의 실질적 고정 인덕턴스는 바람직하게는 예를 들어 아래에 추가로 설명되는 바와 같이 적절한 전압 스윙이 스위칭 네트워크의 제어 입력에서 얻어질 때까지 이들의 값을 조정하는 것에 의해 실험적으로 결정된다. 바람직하게는 실질적 고정 인덕턴스는 스위칭 네트워크의 제어 입력에서의 피크 전압이 스위칭 네트워크의 적어도 하나의 반도체 스위치의 문턱 전압을 초과하도록 세팅될 수 있다. 이 문턱 전압은 예를 들어 N-채널 파워 MOSFET에 대하여 5 내지 10V로 놓일 수 있으나, 당업자들은 다른 타입의 반도체 스위치가 미지의 반도체 기술의 특징들에 의존하는 다른 문턱 전압을 가질 수 있는 것을 이해할 것이다.
일 실시예에서, 제1 인덕터의 실질적 고정 인덕턴스는 스위칭 네트워크의 제어 입력에서의 피크-피크 전압 스윙이 스위칭 네트워크의 적어도 하나의 반도체 스위치의 문턱 전압의 절대값에 대략 동일하도록 선택된다. 상기 언급된 예에서 N-채널 파워 MOSFET에 대하여, 피크-피크 전압 스윙은 그래서 문턱 전압에 부응하는 5내지 10V의 값으로 조정될 것이다.
다른 실시예에서, 자기 발진 피드백 루프는 제1 반도체 스위치의 제어 입력과 컨버터의 고정 전기적 포텐셜 사이에 개재되어 결합되는 직렬 공진 회로를 포함한다. 직렬 공진 회로는 바람직하게는 반도체 스위치의 제어 입력 및 예를 들어 그라운드와 같이 음의 파워 서플라이 레일 사이에 연결되는 커패시터 및 인덕터의 캐스케이드를 포함한다. 직렬 공진 회로는, 하나 이상의 고른 고조파 주파수 컴포넌트를 약화시키는 것에 의해, 추가의 고르지 못한 주파수 컴포넌트를 예를 들어 제1 반도체 스위치의 게이트와 같은 스위칭 네트워크의 제어 입력에서의 발진 전압 파형의 기본 주파수 컴포넌트에 도입하는 기능을 한다. 이는 발진 전압 파형의 사다리꼴 파형 형상으로 이어지고 더 빠른 스위치 턴온 및 턴오프 시간의 결과를 낳는다.
본 공진형 파워 컨버터의 유용한 실시예는 DC-DC 파워 컨버터를 포함한다. DC-DC 파워 컨버터는 정류된 DC 출력 전압을 생성하기 위해 바람직하게는 공진 네트워크의 출력과 인버터 또는 컨버터 출력 단자 사이에 정류기를 결합시키는 것에 의해 형성되거나 얻어진다. 정류기는 DC 출력 전압의 수동 정류를 제공하도록 하나 이상의 다이오드를 포함할 수 있다. 공진형 파워 컨버터의 대안적인 실시예의 정류기는 하나 이상의 반도체 스위치를 포함하는 동기 정류기를 포함한다. 이러한 실시예에 따르면 동기 정류기는 공진 네트워크의 출력 전압이 정류 반도체 스위치의 정류기 제어 입력에 부합하도록 구성되는 정류 반도체 스위치를 포함한다. 실질적 고정 인덕턴스를 갖는 제 정류 인덕터는 고정 또는 조정가능 정류기 바이어스 전압과 정류기 제어 입력 사이에 개재하여 결합된다. 정류기의 고정 또는 조정가능 정류기 바이어스 전압이 첨부된 도면의 도 8을 참조하여 아래에 상세하게 논이되는 이유 때문에 공진형 파워 컨버터의 입력 측 상에서 스위칭 네트워크에 대한 제1 조정가능 바이어스 전압을 생성하는 제1 바이어스 전압 소스에 결합해제 또는 비연결될 수 있는 것은 큰 장점이 있다. 고정 또는 조정가능 정류기 바이어스 전압은 예를 들어 공진형 파워 컨버터의 고정 DC 바이어스 전압 소스에 또는 저항성 또는 용량성 전압 분배기를 통하여 정류된 DC 출력 전압에 결합될 수 있다.
당업자들은 많은 유형의 반도체 트랜지서터가 어떤 특정 공진형 파워 컨버터에 도입된 문턱 전압, 게이트 소스 브레이크 다운 전압, 그레인 소스 브레이크 다은 전압 등과 같은 요구에 의존하여 제1 및 제2 반도체 스위치 각각을 실행하는데 사용될 수 있는 것을 이해할 것이다. 제1 및 제2 반도체 스위치 각각은 예를 들어 질화갈륨(GaN) 또는 탄화규소(SiC) MOSFET와 같은 MOSFET 또는 IGBT를 포함할 수 있다.
본 발명의 제2 양태는 공진형 파워 컨버터 어셈블리에 관한 것으로, 전술한 실시예 중 하나에 따른 공진형 파워 컨버터 및 적어도 스위칭 네트워크 및 그 위에 집적된 공진 회로를 갖는 캐리어 기판을 포함하고, 캐리어 기판의 전기적 트레이스 패턴이 제1 인덕터를 형성한다. 캐리어 기판은 공진형 파워 컨버터의 다양한 전기적 컴포넌트들을 서로 연결하는 집적 형성된 전기적 배선 패턴을 갖는 단일층 또는 다층 인쇄회로기판을 포함할 수 있다. 예를 들어 수십 nH 차원의 파워 컨버터의 VHF 스위칭 주파수를 얻기 위한 제1 인덕턴스에 요구되는 상대적으로 작은 인덕턴스는 제1 인덕터, 및 인쇄회로기판과 같은 캐리어 기판의 직접적인 배선 패턴의 적절한 사이즈의 파워 컨버터의 잠재적인 다른 인덕터의 장점이 있는 집적을 가능하게 한다. 이러한 타입의 집적은 컴포넌트 비용 절감, 어셈블리 시간 및 비용 절감 및 파워 컨버터 어셈블리의 가능한 신뢰성 향상과 같은 몇가지 장점으로 이어진다.
캐리어 기판의 특히 유리한 실시예는 위에 본 공진형 파워 컨버터의 모든 능동 및 수동 컴포넌트를 집적하는, CMOS 기판의 집적 회로와 같은 반도체 다이를 포함한다.
본 발명의 바람직한 실시에가 첨부되는 도면과 연계하여 보다 상세히 설명될 것이다:
도 1a는 본 발명의 제1 실시예에 부합하는 class E 공진형 파워 컨버터의 전기적 회로 다이어그램이다,
도 1b는 본 발명의 제2 실시예에 부합하는 한 쌍의 자기적 인덕터를 포함하는 class E 공진형 파워 컨버터의 전기적 회로 다이어그램이다,
도 2a는 본 발명의 제3 실시에에 부합하는 직렬 공진 회로를 포함하는 class E 공진형 파워 컨버터의 전기적 회로 다이어그램이다,
도 2b는 본 발명의 제4 실시에에 부합하는 직렬 공진 회로를 포함하는 class E 공진형 파워 컨버터의 전기적 회로 다이어그램이다,
도 2c는 복수의 직렬 공진 회로를 포함하는 class E 및 DE 공진형 파워 컨버터에 대한 게이트 드라이브 회로의 전기적 회로 다이어그램이다,
도 2d는 본 발명의 제3 실시예에 부합하는 class E 공진형 파워 컨버터의 MOSFET 스위치의 전송 기능에 대한 복수의 매그니튜드(magnitude) 및 위상 응답 곡선을 나타낸다,
도 2e는 본 발명의 제3 실시예에 부합하는 class E 공진형 파워 컨버터의 MOSFET 스위치의 복수의 제어 입력 신호 파형을 나타낸다,
도 3a는 본 발명의 제5 실시예에 부합하는 class DE 공진형 파워 컨버터의 전기적 회로 다이어그램이다,
도 3b는 본 발명의 제6 실시예에 부합하는 한 쌍의 자기적으로 결합된 인덕터를 포함하는 class DE 공진형 파워 컨버터의 전기적 회로 다이어그램이다,
도 4는 본 발명의 제1 실시예에 부합하는 class E 공진형 파워 컨버터에 기초한 예시적인 DC-DC 파워 컨버터의 전기적 회로 다이어그램이다,
도 5는 스위칭 네트워크의 제어 입력에 인가되는 다른 바이어스 전압 레벨에 대한 제1 실시예의 class E 공진형 파워 컨버터의 스위칭 네트워크의 출력에서의 전압 파형을 도시한 일련의 그래프를 나타낸다,
도 6은 class E 공진형 파워 컨버터의 제1 실시에에 기초한 제2 예시적인 DC-DC 파워 컨버터의 회로 시뮬레이션 모델이다,
도 7은 조정가능 바이어스 전압의 4개의 다른 DC 바이어스 전압 레벨에 대한 제2 DC-DC 파워 컨버터의 다양한 시뮬레이션된 전압 파형을 나타내는 일련의 그래프를 나타낸다; 및
도 8은 본 발명의 제1 실시예에 부합하는 class E 공진형 파워 컨버터에 기초하여 출력 측 상에 동기 정류를 갖는 제3 DC-DC 파워 컨버터의 전기적 회로 다이어그램이다.
도 1a는 본 발명의 제1 실시예에 부합하는 class E 공진형 파워 컨버터(100)의 간략화된 전기적 회로 다이어그램이다. 본 class E 공진형 파워 컨버터는 다른 팩터들 중에서, 아래 더 자세히 설명하는 바와 같이 트랜지스터 스위치 요소(S1) 주위에 연결되는 자기 발진 피드백 루프의 작동과 연관하여 낮은 스위칭 손실에 기인하여 특히 VHF 주파수 범위, 예를 들어 10 MHz 이상 또는 30 내지 300 MHz와 같은 더 높은 스위칭 주파수에서 작동에 적합하다.
class E 공진형 파워 인버터 또는 컨버터(100)는 DC 파워 서플라이(104)로부터 DC 입력 전압(VIN)의 수신을 위하여 입력 패드 또는 단자(102)를 포함한다. DC 전압 레벨은 예를 들어 10V와 230V 사이와 같이 1V와 500V 사이에 놓이는 것과 같이 어떠한 특별한 변환 적용의 요구에 따라 크게 변화될 수 있다. 스위칭 네트워크는 단일 스위치 트랜지스터(S1)를 포함한다. 당업자들은 스위치 트랜지스터(S1)가 MOSFET 및 IGBT와 같은 다른 유형의 반도체 트랜지스터를 포함할 수 있음을 이해할 것이다. 당업자들은 스위치 트랜지스터(S1)가 예를 들어, 여러 소자들 사이에 작동 전류를 분배하기 위해 실제로 복수의 병렬 분리 트랜지스터에 의해 형성될 수 있음을 비슷하게 이해할 것이다. 본 발명의 일 실시예에서, S1은 인터네셔널 렉티파이어(International Rectifier) 제조사로부터 가능한 IRF5802 power MOSFET에 의해 형성된다. 스위치 트랜지스터(S1)의 게이트 터미널(VGS)는 드레인과 소스 단자 사이에 낮은 저항을 갖는 전도 상태 또는 온 상태와 드레인과 소스 단자 사이에 매우 높은 저항을 갖는 비전도 상태 또는 오프 상태 사이에서 S1이 스위치되도록 하는 스위칭 네트워크의 제어 입력을 형성한다. 단일 스위치 트랜지스터에 기초한 본 실시예에서, 스위치 트랜지스터(S1)의 드레인 단자(VDS)는 스위칭 네트워크의 스위치 입력 및 스위치 출력 모두를 형성한다. 드레인 단자(VDS)는 일측에서 입력 인덕터(LIN)(108)을 통하여 DC 입력 전압에 결합된다. 드레인 단자(VDS)는 또한 공진 커패시터(CR) 및 공진 인덕터(LR)를 포함하는 직렬 공진 네트워크의 제1 측에 결합된다. 입력 인덕터(LIN), 공진 커패시터(CR), MOSFET(S1)의 고유 드레인-소스 커패시턴스(CDS) 및 공진 인덕터(LR)(112)는 파워 컨버터(100)의 공진 네트워크에 결합을 형성한다. 직렬 공진 네트워크의 제2 및 반대측은 아래 상세하게 도시된 바와 같은 적절한 정류 회로를 통하여 또는 직접 도시된 것 중 하나로 class E 공진형 파워 컨버터(100)의 노드 또는 출력 단자(114)에 작동적으로 결합된다. 인버터 로드가 출력 단자(114)에서 컨버터에 연결되는 로드 저항(RLOAD)에 의해 개략적으로 나타나 있고, 대체로 유도성, 용량성 또는 저항성 임피던스를 나타낼 수 있다. 공진 네트워크는 본 실시예에서 약 50 MHz의 공진 주파수(fR)를 가지고 설계되나, 공진 주파수는 미지의(in question) 적용 조건에 의존하여 변화될 수 있다. 실제, 공진 커패시터(CR) 및 공진 인덕터(LR) 각각의 값은 컨버터 출력에서의 타겟 출력 파워가 특정한 로드 임피던스에 도달하도록 선택될 수 있다. 그 후, 미리 정해진 공진 주파수(fR)의 요구되는 또는 타겟 값이 선택된 스위치 트랜지스터에 대한 고유 드레인-소스 커패시턴스(CDS)를 고려하여 도달하도록 입력 인덕터(LIN)의 값이 선택된다.
본 class E 공진형 파워 컨버터(100)는 트랜지스터 스위치(S1) 주위에 배열되는 자기 발진 피드백 루프를 포함하여 위에 간단히 언급한 바와 같이 루프의 발진 주파수가 파워 컨버터(100)의 스위칭 또는 작동 주파수를 세팅한다. 자기 발진 피드백 루프는 드레인 단자(VDS)에서 스위치 출력 신호의 180도 위상 쉬프트된 부분을 원래의 트랜지스터 스위치(S1)의 게이트 단자로 전송하는 트랜지스터 스위치(S1)의 고유 게이트-드레인 커패시턴스(CGD)를 포함한다. 추가의 루프 위상 쉬프트가 바람직하게는 실질적 고정 인덕턴스를 포함하는 게이트 인덕터(LG)에 의해 도입된다. 게이트 인덕터(LG)는 가변 바이어스 전압(VBias)과 트랜지스터 스위치(S1)의 게이트 단자 사이에 개재하여 결합된다. 가변 바이어스 전압(VBias)은 도 4와 연계하여 아래에 더 상세하게 설명되는 디자인을 갖는 소스 또는 바이어스 전압 생성기에 의해 생성된다. 그러나, 게이트 인덕터(LG)를 통하여 트랜지스터 스위치(S1)의 게이트 단자에 인가되는 조정가능 바이어스 전압(VBias)은 컨버터 출력 전압(VOUT)을 제어하는데 유리한 메카니즘을 제공한다. 이 메카니즘은 사이클 시간의 시간 주기가 S1이 비전도 상태를 유지하는 동안 공진 주파수(fR)를 정의하는 공진 네트워크의 앞서 언급된 컴포넌트에 의해 제어되는 것을 활용하는데, 사이클 시간은 피드백 루프의 발진 주파수의 레시프로칼(reciprocal)이 된다. VDS에서 스위치 출력에서의 전압이 그라운드 또는 제로 볼트에 도달하였을 때 후자의 주파수 제어는, 본 발명의 실시예에서 컨버터의 낮은 파워 서플라이 레일이 되도록 하고, 이에 의해 S1이 고유 드레인-소스 커패시턴스(CDS)를 방전하는 스위칭 손실 도입없이 다시 턴온되도록 한다. 반도체 스위치를 가로지르는 전압이 대략 제로에 이를 때까지 고유 반도체 스위치 커패시턴스를 방전하는데 사용되는 이 작동 메카니즘은 일반적으로 제로 전압 스위칭(ZVS) 작동으로 나타내어진다.
반대로, S1이 전도 또는 온 상태를 유지하는 사이클 시간의 시간 주기는 조정가능 바이어스 전압의 레벨에 의해 제어될 수 있다. 이 특성은 듀티 사이클, 그리고 그러므로 자기 발진 루프의 발진 주파수가 조정되는 것이 가능하도록 한다. 이는 아래 도 5와 연계하여 더 자세하게 설명된다. VDS에서 스위치 출력이 입력 인덕터(LIN)를 통하여 DC 입력 전압에 직접 결합되기 때문에 스위치 출력(VDS)에서의 평균 전압은 DC 입력 전압과 동일하도록 부여된다. 주파수(fR)의 반주기 사인파 적분(integral)은 파이 시간(pi times)에 의해 공진 주파수(fR)로 분할되는 사인 진폭(sine amplitude)과 동일하다. 더욱이, S1이 전도 상태일 때 S1을 가로지르는 전압은 근본적으로 제로여서 스위치 출력(VDS)에서의 전압이 실질적으로 제로가 된다. 이러한 환경은 S1을 가로지르는 피크 전압(VDS,PEAK)에 대한 다음 식으로 이어진다.
Figure 112015053356888-pct00001
(1);
여기서, f S = 파워 컨버터의 스위칭 주파수와 동일한 자기 발진 루프의 발진 주파수
식 (1)은 발진 주파수 감소는 도 5의 스위치 출력 전압(VDS)에 의해 도시된 바와 같이 스위치 출력 전압(VDS)의 증가로 이어진다는 것을 나타낸다.
상기 논의된 전압 파형, 듀티 사이클 제어 및 발진 주파수 제어가 실질적 고정 인덕턴스 게이트 인덕터(LG)에 인가되는 조정가능 바이어스 전압(VBias)의 3가지 다른 레벨에 대하여 도 5의 그래프(500, 510, 520) 상에 도시되어 있다. 모든 그래프의 y축 상의 스케일은 볼트 단위의 전압을 나타내는 반면 x축 스케일은 10 ns 스텝 단위의 시간을 나타내어, x축 전체는 대략 100 ns에 이른다. 상기 언급된 바와 같이, LG는 제어 입력 또는 트랜지스터 스위치(S1)의 게이트(VGS)에 결합된다. 그래프(500)에서 조정가능 바이어스 전압(VBias)이 스위치 출력 전압(VDS)에서 대략 0.5의 듀티 사이클이 되는 레벨로 조정되어 있다. 파형(501)이 스위치 출력 전압(VDS)을 나타내는 반면 파형(503)은 S1의 게이트(VGS)에 인가되는데 상응하는 게이트-소스 전압을 나타낸다. 스위치 출력 전압(VDS)의 사이클 시간은 약 100 MHz의 발진 주파수에 상응하는 약 10초인 것이 명백하다.
실제, 게이트 인덕터(LG)의 실질적 고정 인덕턴스는 (발진하는) 게이트-소스 전압 파형의 목표하는 전압 진폭이 달성되도록 선택될 수 있다. 전압 진폭은 바람직하게는 MOSFET 스위치(S1)의 게이트 단자에서의 적절한 피크 전압이 문턱 전압 및 게이트 브레이크다운 전압의 관점에 도달되도록 조정된다. 이는 게이트 단자에서의 피크 전압이 예를 들어 MOSFET 스위치(S1)의 VTH와 같은 선택된 반도체 스위치의 문턱 전압을 초과하도록 충분히 커야만 한다는 것을 의미한다. 바이어스 전압이 MOSFET 스위치(S1)의 문턱 전압에 가깝게 조정된다면 자기 발진 루프의 발진 주파수(f S )는 공진 네트워크의 공진 주파수(fR)에 근접하도록 근본적으로 놓일 것이다. 조정가능 바이어스 전압(VBias)이 문턱 전압 위로 증가한다면, MOSFET 스위치(S1)의 온-주기가 증가하고 발진 스위치 출력 전압 파형의 듀티 사이클의 증가로 이어진다. 이는 파워 컨버터의 발진 주파수 또는 스위칭 주파수의 감소로 이어진다. 발진 주파수의 감소는 식 (1)에 연계하여 설명된 바와 같이 스위치 출력에서의 피크 전압(VDS,PEAK)의 증가 및 스위치 출력 전압(VDS)에 결합되는 것에 기인하여 공진 커패시터(CR) 및 공진 인덕터(LR)를 포함하는 직렬 공진 네트워크를 가로지르는 피크 전압의 상응하는 증가로 이어진다. 또한, 직렬 공진 네트워크가 유도성 임피턴스를 나타내기 때문에, 스위치 출력 전압 파형의 발진 주파수 감소는 직렬 공진 네트워크의 임피던스 감소로 이어진다. 임피던스의 감소는 결과적으로 직렬 공진 네트워크를 통해 그리고 컨버터 출력 전압(VOUT)을 증가시키는 효과가 있는 로드 저항(RLOAD)을 통해 전류 및 파워의 증가로 이어진다.
결과적으로, 실질적 고정 인덕턴스를 갖는 게이트 인덕터(LG)에 인가되는 조정가능 바이어스 전압(VBias)의 적절한 제어에 의해 컨버터 출력 전압(VOUT)이 제어될 수 있다. 이 특징은 조정가능 인덕턴스 및/또는 커패시턴스를 기반으로 하는 종래 기술의 메카니즘과 비교하여 컨버터 출력 전압(VOUT)의 높은 플렉서블하고 빠른 방식의 제어를 제공한다. 특히, 조정가능 바이어스 전압(VBias)의 조정 범위는 조정가능 인덕턴스 및/또는 커패시턴스의 가능한 조정 범위와 비교하여 매우 넓을 수 있다.
그래프(510)에서, 조정가능 바이어스 전압(VBias)은 스위치 출력 전압(VDS)에서 대략 0.7의 듀티 사이클이 되는 레벨로 증가되었다. 파형(511)이 스위치 출력 전압(VDS)를 나타내는 반면 파형(513)은 S1의 게이트(VGS)에 인가되는데 상응하는 게이트-소스 전압을 나타낸다. 도시된 바와 같이, 약 50 볼트 위에 묘사된 0.5 듀티 사이클 조건에 대하여 스위치 출력 전압(VDS)이 약 30 볼트의 피크 레벨로부터 증가되었다. 스위치 출력 전압(VDS)의 사이클 시간이 약 55 MHz의 발진 주파수에 상응하는 약 18 ns로 감소하였다는 것이 명백하다. 마지막으로, 그래프(520)에서, 조정가능 바이어스 전압(VBias)이 스위치 출력 전압(VDS)에서 대략 0.9의 듀티 사이클이 되는 레벨로 또한 증가되었다. 파형(521)은 스위치 출력 전압(VDS)를 나타내는 반면, 파형(523)은 S1의 게이트(VGS)에 인가되는데 상응하는 게이트-소스 전압을 나타낸다. 도시된 바와 같이, 스위치 출력 전압(VDS)은 대략 150 볼트 위에 묘사된 0.7 듀티 사이클 조건에 대한 대략 50 볼트의 피크 레벨로부터 추가로 증가되었다. 스위치 출력 전압(VDS)의 사이클 시간이 약 20 MHz의 발진 주파수에 상응하는 약 50 ns로 추가로 감소되었다는 것이 명백하다.
도 1b는 본 발명의 제2 실시예에 부합하는 한 쌍의 자기적으로 결합된 인덕터를 포함하는 class E 공진형 파워 컨버터(100b)의 전기적 회로 다이어그램이다. 당업자들은 class E 공진형 파워 컨버터(100)의 제1 실시예의 위에 논의된 특징, 기능 및 컴포넌트가 본 실시예에 또한 적용될 수 있음을 이해할 것이다. 마찬가지로, 본 class E 공진형 파워 컨버터의 제1 및 제2 실시예에 있는 대응하는 컴포넌트들은 쉬운 비교를 위해 상응하는 기준 값을 구비한다. 제1 및 제2 실시예의 주된 차이점은 앞서 논의된 분리된 그리고 실질적으로 결합되지 않은 입력 인덕터(LIN) 및 게이트 인덕터(LG)가 자기적으로 결합된 한 쌍의 인덕터(LIn, LG)로 대체된 것이고, 본 class E 공진형 파워 컨버터(100b)에 있는 각각의 기능은 제1 실시예의 그것과 유사하다. 당업자들은 입력 인덕터(LIN) 및 게이트 인덕터(LG) 사이의 자기적 결합이 예를 들어 동축으로 배열된 인덕터들의 근접하게 이격된 배열에 의한 예와 같이 수많은 방식으로 달성될 수 있음을 이해할 것이다. 자기적 결합은 제어 입력과 MOSFET 스위치(S1)의 스위치 출력 사이의 향상된 위상 응답 및 더 크고 더 많은 일정한 이득과 같이 제1 실시예를 넘어 많은 장점을 제공한다. 자기적 결합은 입력 인덕터(LIN) 및 게이트 인덕터(LG)의 각각의 인덕터 전류가 위상이 다른 것을 가능하게 한다. 결과적으로, 스위치(S1)의 제어 입력과 스위치 출력 사이의 위상 쉬프트가 180도에 매우 근접한다. 또한, 파워 컨버터의 출력 전압(VOUT)이 조정될 때 제1 조정가능 바이어스 전압의 보다 일정한 레벨을 제공하도록 자기적으로 결합된 입력 인덕터(LIN) 및 게이트 인덕터(LG)는 넓은 주파수 범위를 가로질러 자기적 결합이 실질적으로 일정하도록 구성될 수 있다.
자기적으로 결합된 입력 인덕터(LIN) 및 게이트 인덕터(LG) 사이의 자기적 결합은 도 1b 상에 개략적으로 표시된 바와 같은 변압기 구조에 의해 또한 달성될 수 있다. 입력 인덕터(LIN) 및 게이트 인덕터(LG)는 예를 들어 공통 자기적 투과 부재 또는 코어 주위에 감길 수 있다. 후자의 실시예는 입력 인덕터(LIN) 및 게이트 인덕터(LG) 사이에 자기장의 강한 결합의 장점을 갖는다. 이는 스위치(S1)(즉, 스위치(S1)의 게이트 전압)의 제어 입력과 스위치 출력(즉, 스위치(S1)의 드레인 전압) 사이에 180도에 보다 가까운 위상 쉬프트를 부여한다.
자기적으로 결합된 입력 인덕터(LIN) 및 게이트 인덕터(LG)는 LIN에 의해 LG에 부여된 인덕터 전류가 스위치(S1)의 제어 입력을 구동하는데 충분히 큰 자기적 결합을 갖도록 구성될 수 있다. 이 경우, 게이트 드라이브는 또한 고유 커패시턴스(CGD)가 작거나 존재하지 않는 트랜지스터에 결합되는 캐스코드(cascode)를 구동하는데 사용될 수 있다.
도 2a는 본 발명의 제3 실시예에 부합하는 class E 공진형 파워 컨버터(200)의 간략한 전기적 회로 다이어그램이다. 본 파워 컨버터는 단일 스위치 트랜지스터(S1)를 기반으로 하는 위에서 논의된 파워 컨버터와 토폴로지가 유사하다. 당업자들은 위에서 논의된 제1 실시예의 특징, 기능 및 컴포넌트가 마찬가지로 본 실시예에 적용 가능하다는 것을 이해할 것이다. 마찬가지로, 본 class E 공진형 파워 컨버터의제1 및 제2 실시예들에 대응하는 컴포넌트들은 쉬운 비교를 위하여 상응하는 기준값을 구비한다. 제1 및 제2 실시예 사이의 주된 차이점은 직렬 공진 회로에 더하여, 스위치 트랜지스터(S1)의 게이트 노드 또는 단자(VGS)와 예를 들어 그라운드인 음의 서플라이 레일 사이에 커패시터(CMR) 및 인덕터(LMR)의 캐스케이드를 포함하는 것에 있다. 직렬 공진 회로의 기능은 하나 이상의 균일한 고조파 컴포넌트를 약화시킴으로써 추가의 거친 주파수 컴포넌트를 스위치 트랜지스터(S1)의 발진 게이트 전압 파형의 근본적인 주파수 컴포넌트에 도입하는 것이다. 이는 보다 빠른 스위치 턴온 및 턴오프 시간으로 이어지는 스위치 트랜지스터(S1)의 게이트 전압의 사다리꼴 파형 형태로 이어진다. 이는 게이트 전압이 문턱 전압 바로 위에 있을 때 스위치 MOSFET(S1)이 상대적으로 높은 저항을 갖는 건과 같이, 전도 손실을 저감하기 때문에 이익이 있다. 도 2c는 게이트 단자와 같은 제어 입력에 결합되는 직렬 공진 네트워크(201a), 도 1a 내지 1b, 도 2a, 도 3a 내지 3b, 도 4 및 도 8에 묘사된 class E 및 DE 공진형 파워 컨버터와 가은 class E 또는 DE 공진형 파워 컨버터 스위치 트랜지스터 또는 스위칭 네트워크의 일반적으로 적용가능한 실시예를 나타낸다. 직렬 공진 네트워크(201)는 복수의 직렬 공진 회로를 포함하고, 하나 이상은 class E 또는 DE 공진형 파워 컨버터의 특별한 설계에 포함될 수 있다.
MOSFET와 같은 트랜지스터 스위치가 사인파에 의해 구동된다면 게이트 신호는 MOSFET의 전도 주기의 시작과 끝에서 MOSFET의 문턱 전압 위에 있는 것이 맞을 것이다. 이는 게이트 신호가 약 2배의 문턱 전압보다 클 때 MOSFET만 완전히 턴온되는 것과 같이 이러한 주기에서 저항값이 매우 높아지는 것을 야기한다. 많은 공진형 파워 컨버터에서, 이러한 시간 주기는 또한 가장 큰 전류가 MOSFET를 통해 흐르는 곳에 있다. 따라서 이러한 시간 주기에서 많은 파워가 분산된다. MOSFET의 턴온 속도를 향상시키기 위하여, 더 높은 차원의 고조파가 기본적인 사인파에 추가될 수 있고 위에서 언급한 바와 같이 더욱 사다리꼴의 게이트 신호로 이어질 수 있다. 이는 제어 입력, 즉 본 MOSFET 스위치의 게이트와 도 2c 상에 도시된 바와 같이 MOSFET의 드레인 또는 소스 사이에 각각 바람직하게는 LC 회로를 포함하는 하나 이상의 직렬 공진 회로를 추가하는 것에 의해 달성될 수 있다. 여기서 커패시터(CGDext)는 선택적이고 도 2d에 도시된 바와 같이 게이트 신호의 전체적인 이득을 증가시키는데 사용될 수 있다. 동일한 방식으로 커패시터(CGSext)는 이득을 낮추는데 선택적으로 사용될 수 있다. 제1 및 제2 LC 기반의 직렬 공진 회로들(C4HI, L4HI, C2HI, L2HI)은 각각, MOSFET 스위치(S1)의 드레인에 모두 연결되고 스위치 출력(VDS)에서의 스위치 출력 전압과 위상이 같은 더 높은 고조파을 유발할 것이다. 제3 및 제4 LC 기반의 직렬 공진 회로들(C4HO, L4HO, C2HO, L2HO)은 각각, 그라운드에 연결되고 도 2d에 도시된 바와 같이 VDS와 위상이 다른 고조파를 유발할 것이다. 도 2d의 그래프(245)의 응답 곡선(250)의 매그니튜드는 파워 컨버터의 스위칭 주파수의 2차 고조파에서 공진을 갖는 LC 회로가 어떻게 스위치 출력(VDS)과 위상이 같은 3차 고조파에서 이득이 있는 피크를 유발하는지를 도시한다. 위상이 같은 3차 고조파가 25%의 듀티 사이클에 바람직할 것으로 나타낼 수 있으나, 신호 증가 직후 및 MOSFET의 턴온 및 그 직후와 MOSFET의 턴오프 직전에 신호를 증가시키는 바 50%의 듀티 사이클에 대하여는 위상이 다른 신호를 갖는 것이 더 바람직할 것이다. 이러한 특징은 2차 고조파에서 공진 주파수를 갖는 LC 직렬 공진 회로를 도 2c의 제3 및 제4 직렬 공진 회로들(C4HO, L4HO, C2HO, L2HO) 각각에 의해 표시되는 것 대신 그라운드에 세팅하는 것에 의해 달성될 수 있다. 이러한 연결에 의해, 도 2d의 매그니튜드 응답 곡선(252)이 얻어진다. 여기서 제로(0)는 스위칭 주파수의 2차 고조파에서 보여지고 3차 고조파에서 피크가 보여지지만, 이 시간에 거의 180도의 위상 쉬프트가 있다(위상 그래프(246)의 곡선(252) 참조). 당업자들은 주어진 파워 컨버터 디자인에 포함되는 고조파의 수는 가격, 복잡성, 효율 등 몇몇 파라미터에 의존한다는 점을 이해할 것이다. 보다 높은 차수의 고조파를 추가하는 것은 일반적으로 파워 컨버터의 성능을 증가시키지만, 포함되는 고조파 및 기본파(fundamental)에 비교하여 이러한 고조파의 매그니튜드를 고려하는 것이 중요하다. 도 2e의 그래프(247, 248)은 스위칭 주파수의 제3 및 5차 고조파와 기본파가 25% 및 50%로 설정된 듀티 사이클(D)에 대하여 동일한 그리고 다른 위상으로 스위치 출력 신호를 갖는 것을 보여준다. 부호(*)는 스위치 출력 신호(VDS)와 같은 위상의 묘사된 신호를 표시한다는 것을 주목해야 한다. 게이트 드라이브 신호 파형을 이상적인 (직사각형) 파형 모양과 비교에 의해, 스위치 출력 신화와 다른 위상을 갖는 기본파를 놓는 것이 바람직하다는 것이 명백하지만, 3차 및 5차 고조파에 대하여 듀티 사이클 및 전류 파형에 의존한다. 상술한 직렬 공진 네트워크에 의해 고조파를 추가하는 것에 의해 달성될 수 있는 예시적인 게이트 구동 파형이 도 2e의 그래프(247, 248)에 도시되어 있다.
도 2b는 본 발명의 제4 실시예에 부합하는 직렬 공진 회로를 포함하는 class E 공진형 파워 컨버터(200b)의 전기적 회로 다이어그램이다. 당업자들은 class E 공진형 파워 컨버터(200)의 제3 실시에의 특징, 기능 및 컴포넌트가 본 실시예에 마찬가지로 적용될 수 있음을 이해할 것이다. 마찬가지로, 본 class E 공진형 파워 컨버터의 제3 및 제4 실시예에서 대응하는 컴포넌트들은 쉬운 비교를 위하여 대응하는 기준값을 구비한다. 제3 및 제4 실시예의 주된 차이점은 앞서 논의된 스위치 트랜지스터(S1)의 게이트 노드 또는 단자(VGS)와 그라운드 사이에 연결되는 커패시터(CMR) 및 인덕터(LMR)를 포함하는 직렬 공진 회로가 병렬로 결합되는 커패시터(CMR) 및 인덕터(LMR)를 포함하는 다른 유형의 공진 회로로 대체되는 것이다. 병렬로 결합된 커패시터(CMR) 및 인덕터(LMR)는 조정가능 바이어스 전압(VBias) 및 게이트 인덕터(Lg) 사이에 연결된다. 병렬로 결합된 커패시터(CMR) 및 인덕터(LMR)의 이러한 연결은 제3 실시예에서 채용된 직렬 공진 회로와 동일한 장점을 제공하지만, 인덕터들(Lg, LMR)의 훨씬 작은 인덕턴스를 가지면서 비용 및 사이즈의 현저한 저감으로 이어진다.
도 3a는 본 발명의 제5 실시예에 부합하는 class DE 공진형 파워 컨버터 또는 인버터(300)의 단순화된 전기적 회로 다이어그램이다. 본 공진형 파워 인버터(300)은 하프-브릿지 반도체 토폴로지(half-bridge semiconductor topology)를 포함하는 스위칭 네트워크를 기반으로 한다. 본 DE 공진형 파워 컨버터(300)은 몇가지 중요한 장점을 제공한다. 가장 큰 도전 중 하나는 공진형 파워 컨버터 설계시에, 본 발명의 제1, 제2, 제3 및 제4 실시예와 연계하여 위에서 설명된 단일 스위치 파워 컨버터 토폴로지에서 스위치 요소 상에 부여되는 큰 전압 스트레스이다. 이러한 전압 스트레스는 DC 입력 전압의 레벨에 3~4회(times) 도달할 수 있다. 하프 브릿지 스위치 토폴로지를 대신 사용하는 것은 반도체 스위치들(S1, S2)의 각각을 가로지르는 피크 전입이 입력 전압의 레벨에 제한한다. 다만, 이는 현저한 장점을 제공하는 빠르고 효율적인 하이 사이드 드라이버(high side driver)를 요구하며, 대략 5 MHz 위의 작동 주파수 또는 스위칭 주파수가 바람직하다. 본 제1 조정가능 바이어스 전압의 생성은 이러한 문제를 또한 수십 메가헤르쯔에서 하이 사이드 드라이브(VBias1)를 사용하는 것으로 해결한다. 하프 브릿지는 스위치 출력 단자(311) 및 그라운드 사이에 결합되는 제1 반도체 스위치(S1)의 캐스케이드 및 스위치 출력 단자(311)와 외부 DC 전압 소스 또는 제너레이터(304)로부터 파워 입력 단자(302)를 통하여 공급되는 DC 입력 전압 레일 사이에 결합되는 제2 반도체 스위치(S2)를 포함한다. 제1 및 제2 반도체 스위치(S1, S2)를 상호 연결하는 결합 또는 중간지점 노드는 스위치 출력 단자(311)를 형성한다. 이 스위치 출력 단자(311)는 제1 반도체 스위치(S1)의 드레인 단자이다. 이 스위치 출력 단자 또는 노드(311)는 공진 커패시터(CR) 및 공진 인덕터(LR)를 포함하는 직렬 공진 네트워크의 제1 측에 결합된다. DC 입력 전압에 결합되는 트랜지스터 스위치(S2)의 드레인 노드는 본 하프 브릿지 스위치의 스위치 입력 단자를 포함한다. 각각의 반도체 스위치들(S1, S2)은 스위치 심볼에 의해 도시된 바와 같이 NMOS 파워 트랜지스터를 포함할 수 있다. 제1 NMOS 트랜지스터 스위치(S1)의 고유 드레인-게이트, 게이트-소스 및 드레인-소스 커패시턴스가 CGD2 , CGS2 및 CDS2로 묘사되고, 마찬가지로 NMOS 트랜지스터 스위치(S2)에 대하여 CGD1 , CGS1 및 CDS1 로 묘사된다.
스위치들(S1, S2, CDS1, CDS2)의 공진 커패시터(CR), 고유 드레인-소스 커패시턴스들 각각, 및 공진 인덕터(LR)는 파워 컨버터(300)의 공진 네트워크를 함께 형성한다. 직렬 공진 네트워크의 제2 및 반대측은 파워 컨버터(300)의 노드 또는 출력 단자(314)에 결합된다. 컨버터 로드가 출력 단자(314)에서 컨버터에 연결되는 로드 저항(RLOAD)에 의해 개략적으로 도시되어 있고 대체로 유도성, 용량성 또는 저항성 임피던스를 나타낼 수 있다. class DE 공진형 파워 인버터(300)는 본 발명의 제1 실시예와 연계하여 위에서 상세히 논의된 것과 유사한 방식으로 루프의 발진 주파수가 파워 컨버터의 스위칭 또는 작동적인 주파수로 세팅되도록, 더욱이 트랜지스터 스위치(S1) 주위에 배열되는 자기 발진 피드백 루프를 포함한다. 자기 발진 피드백 루프는 트랜지스터 스위치(S1)의 고유 게이트-드레인 커패시턴스(CGD2) 및 위에서 논의된 바와 같이 바람직하게 실질적 고정 인덕턴스를 포함하는 제1 게이트 인덕터(LG2)를 포함한다. 게이트 인덕터(LG2)는 가변 바이어스 전압(VBias2)과 트랜지스터 스위치(S1)의 게이트 단자(VGS2) 사이에 개재하여 결합된다. 가변 바이어스 전압(VBias2)은 예를 들어 도 4와 연계하여 아래에 보다 상세하게 설명되는 것과 같이 적절히 구성되는 바이어스 전압 생성기 또는 소스에 의해 수많은 방식으로 생성될 수 있다. 트랜지스터 스위치(S1) 주위에 배열되는 자기 발진 피드백 루프를 형성하는 회로에 더하여, 전류 파워 인버터(300)는 제2 실질적 고정 인덕턴스(LH) 및 제3 실질적 고정 인덕턴스(LG1)의 캐스케이드를 통하여 제2 반도체 스위치(S2)의 게이트 단자에 연결되는 제2 또는 상측 조정가능 바이어스 전압(VBias1)을 포함한다. 게이트 인덕터들(LG2, LG1)의 인덕턴스는 실질적으로 동일할 수 있다. 피드백 커패시터(CG1)는 제2 및 제3 실질적 고정 인덕턴스(LH, LG1) 사이의 중간 노드와 스위치 출력 노드(311) 사이에 결합된다. 피드백 커패시터(CG1)는 상부 트랜지스터 스위치(S2)에 공급되는 전압 레벨을 상승시키는 부스트스트랩 소자로서 제공되고 스위치 소자로서 N-채널 MOSFET의 사용을 가능하게 한다. 인덕터(LH)는 제2 조정가능 바이어스 전압(VBias1)에 의해 생성되는 상대적으로 느리게 변화하는 바이어스 전압 컴포넌트의 통과가 가능하도록 하는 발진 주파수에서 높은 임피던스 신호 경로로서 제공되지만, 부스트스트랩 커패시터 또는 피드백 커패시터(CG1)를 통하여 공급되는 상대적으로 높은 주파수 전압 컴포넌트의 통과를 차단한다. 결과적으로, LH 및 CG1 로부터 바이어스 전압 컴포넌트를 결합하여 제2 스위치(S2)의 게이트 단자에서의 게이트 제어 전압이 레벨 쉬프트된다. 이 방식에서, 게이트 제어 전압이 그라운드 대신에 스위치 출력 노드(311)에 적용된다. 자기 발진 루프는 비오버랩 방식으로 반대 위상으로 반도체 스위치들(S1, S2) 각각이 전도 및 비전도 상태 사이에서 교대로 스위치되는 것을 가능하게 한다. 이에 의해, 스위치 출력 노드(311)는 자기 발진 루프의 발진 주파수에 의해 정의되는 주파수에서 반도체 스위치들(S1, S2)을 통하여 DC 입력 전압(VIN) 및 그라운드에 교대로 클램프(clamp)된다.
제1 및 제2 조정가능 바이어스 전압들(VBias2, VBias1)에 의해 공급되는 각각의 바이어스 전압들을 동기적인 제어에 의해 스위치 출력 전압 파형들의 듀티 사이클 및 따라서 Vout에서의 컨버터 출력 전압이 다시 한번 제어될 수 있다.
도 3b는 본 발명의 제6 실시예에 부합하는 한 쌍의 자기적으로 결합된 인덕터들(LG1, LG2)을 포함하는 class DE 공진형 파워 컨버터(300b)의 전기적 회로 다이어그램이다. 당업자들은 class DE 공진형 파워 컨버터(300)의 제1 실시예의 특징, 기능 및 컴포넌트가 본 실시예에 마찬가지로 적용될 수 있음을 이해할 것이다. 마찬가지로, 본 공진형 파워 컨버터의 제5 및 제6 실시예에서 대응하는 컴포넌트들은 쉬운 비교를 위하여 대응하는 기준값을 구비한다. 제5 및 제6 실시예들 사이의 주된 차이점은 앞서 논의된 분리된 그리고 실질적으로 결합되지 않는 게이트 인덕터들(LG1, LG2)이 자기적으로 결합된 한 쌍의 인덕터들(LG1, LG2)로 대체되었다는 것이고, 본 class E 공진형 파워 컨버터(300b)에서 그들의 각각의 기능은 제1 실시예의 그것과 유사하다. 당업자들은 게이트 인덕터들(LG1, LG2) 사이의 자기적 결합이 예를 들어 동축 배열과 같은 인덕터들의 근접하게 이격된 배열에 의한 예와 같이 수많은 방법으로 달성될 수 있다는 점을 이해할 것이다. 자기적 결합은 게이트 단자들에서의 각각의 게이트 신호들, 또는 인덕터들(LG1, LG2)의 제어 입력들 사이에 향상된 위상 응답 및 큰 이득과 같은 class DE 공진형 파워 컨버터(300)의 상술한 제1 실시예를 넘어서 많은 장점을 제공한다. 자기적 결합은 인덕터들(LG1, LG2)에서 각각의 인덕터 전류가 위상이 다르도록 하는 것을 가능하게 한다. 따라서, 위상 쉬프트 부여는 인덕터들(LG1, LG2)의 게이트 신호들 사이에 실질적으로 180도이다.
인덕터들 사이의 자기적 결합은 인덕터들(LG1, LG2)이 공통의 자기적 투과 코어 주위에 감겨있는 도 3b에 개략적으로 표시된 바와 같은 변압기 구조에 의해 또한 달성될 수 있다. 후자의 실시예는 인덕터들(LG1, LG2) 사이에 더 큰 자기적 결합이 달성될 수 있고 MOSFET 스위치들(S1, S2)의 각각의 게이트 신호 또는 전압 사이에 실질적으로 180도의 상대적인 위상 쉬프트가 보다 강하게 시행된다.
도 4는 본 발명의 제1 실시예의 위에서 개시된 class E 공진형 파워 컨버터 또는 인버터(100)를 기초로 하는 DC-DC 또는 스위치 모드 파워 컨버터/서플라이(SMPS)의 개략적인 전기적 회로 다이어그램이다. DC-DC 파워 컨버터(400)는 class E 공진형 파워 컨버터(100)의 회로에 더하여, DC-DC 컨버터의 DC 출력 전압(VOUT)의 레벨을 제어하는 전압 제어 루프 및 저장 커패시터 및 다이오드에 의해 개략적으로 도시되는 정류기(413)를 포함한다. 정류기(413)는 도시된 다이오드 및 출력 전압 단자(VOUT) 사이에 결합되는 직렬 인덕터를 포함한다. 당업자들은 도시된 다이오드(들) 기반의 정류기(413)는 도 8을 참조하여 아래에서 추가로 상세하게 설명되는 바와 같은 다이오드보다 하나 이상의 능동적으로 제어된 반도체 스위치 기반의 동기 정류기로 교체될 수 있다는 점을 이해할 것이다. 전압 제어 루프는 바이어스 전압 소스의 일부를 형성하는 한 쌍의 풀업(pull-up) 및 풀다운(pull-down) MOSFET 저항들(M1, M2) 또는 조정가능 바이어스 전압(VBias)을 공급하는 제너레이터 각각의 저항을 조정한다. 조정가능 바이어스 전압(VBias)은 위에서 도 1a와 연계하여 설명된 바와 같은 게이트 인덕터(LG)를 통하여 트랜지스터 스위치(S1)의 게이트 단자에 인가된다. 전압 제어 루프는 제1 입력이 DC 또는 AC 기준 전압(VREF)에 결합되고 제2 입력이 컨버터의 DC 출력 전압(VOUT)에 결합되는 비교기 또는 오차 증폭기(414)를 포함한다. 출력 전압이 기준 전압보다 낮거나 높은 지를 나타내는 결과 에러 신호(VERR)는 선택적 레벨 컨버터(414)에 공급된다. 레벨 컨버터(414)는 조정가능 바이어스 전압(VBias)을 증가시키거나 감소시키도록 풀 업 및 풀 다운 MOSFET 저항(M1, M2)에 대하여 적절한 게이트 제어 신호(VC1, VC2)를 제공하도록 구성된다. 바이어스 전압 소스 또는 제너레이터는 DC 입력 전압과 그라운드 사이에 결합되는 MOSFET 저항(M1, M2)를 포함한다. 따라서, 조정가능 바이어스 전압(VBias)은 MOSFET 저항(M1, M2)의 조정가능 온 저항값(on-resistance)에 의존하여 DC 입력 전압 또는 그라운드 중 하나를 향하여 당겨질 수 있다. 당업자들은 MOSFET 저항(M1, M2)에 적절한 제어 신호를 제공하도록 하기 위해 예를 들어 비례 전압 제어에 의해 또는 순수한 이진 전압 제어, 즉 업/다운에 의한 것과 같이 전압 제어 루프가 수많은 방식으로 구성될 수 있음을 이해할 것이다.
도 6은 class E 공진형 파워 컨버터의 제1 실시예를 기반으로 하는 제2 DC-DC 파워 컨버터의 회로 시뮬레이션 모델이다. DC-DC 컨버터는 C1 및 L4를 포함하는 직렬 공진 회로의 출력과 컨버터의 출력 전압에 결합되는 로드 저항(R6) 사이에 결합되는 정류기를 포함한다. 정류기는 컴포넌트들(C3, D, L2, C5)을 포함한다. 제2 DC-DC 파워 컨버터의 인덕터 및 커패시터 컴포넌트 값들은 헨리(Henry) 및 패럿(Farad) 단위로 도면 상에 각각 열거되어 있다. 그리하여, 게이트 인덕터(Lg)의 인덕턴스는 실질적으로 68 nH의 고정값으로 세팅된다. 반도체 스위치는 예를 들어 1.0 Ω의 온 상태 저항, 1 MΩ의 오프 상태 저항 및 4.5 V의 문턱 전압과 같은 열거된 파라미터들을 갖는 이상적 스위치(ISW)에 의해 모델링된다.
도 7은 조정가능 바이어스 전압(Vbias)의 4개의 다른 고정 DC 바이어스 전압 레벨에 대한 제2 DC-DC 파워 컨버터의 시뮬레이션 모델의 다양하게 시뮬레이션된 전압 파형을 도시하는 일련의 그래프들(600, 610, 620, 630, 640)을 나타낸다. 각각 DC 바이어스 전압 레벨을 나타내는 그래프(600)의 파형들(607, 605, 603, 601)에 의해 도시된 바와 같이 Vbias는 -7.0, -2.0, 3.0 및 8.0 볼트의 고정 DC 전압 레벨을 통하여 스텝되어 있다. DC 입력 전압 V2(Vin)은 모든 시뮬레이션에 대하여 50 볼트에서 일정하게 유지된다.
모든 그래프에서 y축의 스케일은 볼트 단위의 전압을 나타내는 반면, x축 스케일은 0.01μs 스텝 단위의 시간을 나타내고 전체 x축은 약 0.05μs에 이른다.
그래프(610)는 DC 바이어스 전압의 4개의 다른 레벨에 대한 표시된 게이트 노드(도 6 참조)에서의 상응하는 발진 제어 입력 전압 파형들(617, 615, 613, 611)을 나타낸다. 8.0 V의 가장 높은 DC 바이어스 전압에 대한 발진 제어 입력 전압 파형의 평균 레벨이 더 높다는 것이 명백하다. 그래프(620)는 스위치 출력 노드에서의, 즉 표시된 드레인 노드(도 6 참조)에서의 상응하는 스위치 출력 전압 파형들(627, 625, 623, 621)을 나타낸다. 8.0 V의 가장 높은 DC 바이어스 전압에 대한 스위치(ISW)의 전도 상태 또는 온 상태가 더 긴 것이 명백하고 이는 더 낮은 컨버터의 스위칭 주파수 또는 발진 주파수로 이어진다.
그래프(640)는 컨버터 출력을 통하여 로드 저항(R6)에 이송되는 파워에 상응하는 로드 파워 파형들(627, 625, 623, 621)을 도시한다. -7.0 V의 최저 DC 바이어스 전압에서의 약 1.5W로부터 8.0 V의 최고 DC 바이어스 전압에서의 약 3.5W로 로드 파워의 점진적인 증가가 명백하다. 그러므로, 컨버터 출력 파워 및 이에 따라 컨버터 출력 전압은 조정가능 바이어스 전압(Vbias)에 의해 공급되는 전압 조정에 의해 제어될 수 있다.
도 8은 위에서 논의된 본 발명의 제1 실시예에 따른 class E 공진형 파워 컨버터 또는 인버터(100)를 기초로 하는 DC-DC 또는 스위치 모드 파워 컨버터/서플라이(SMPS)(800)의 개략적인 전기적 회로 다이어그램이다. DC-DC 파워 컨버터(800)는, class E 공진형 파워 컨버터(100)의 회로에 추가하여, 트랜지스터 스위치(SR1) 주위에 설치되고 추가의 수동 컴포넌트(LG2 및 LOUT)를 포함하는 동기 정류기를 포함한다. 당업자들은 DC-DC 파워 컨버터(800)은 VOUT으로부터 음의 서플라이 레일(예를 들어 그라운드)에 결합되는 출력 커패시터 및 본 발명의 제4 실시예에서 도 4와 연계하여 위에서 논의된 것과 유사한 전압 제어 루프를 포함할 수 있음을 이해할 것이다. 전압 제어 루프는 DC 또는 AC 기준 전압에 의해 정의되는 파워 컨버터(800)의 VOUT에서의 출력 전압을 제어하도록 구성된다. 트랜지스터 스위치 요소(SR1) 및 인덕터들(LG2, LOUT)은 DC-DC 파워 컨버터(800)에서 동기 정류기를 제공하고 위에서 논의된 다이오드 기반의 동기 정류기 회로(413)를 대체한다. 본 class E 및 DE 공진형 파워 컨버터의 스위칭 네트워크의 예를 들어, 게이트 구동 신호와 같은 제어 입력이 전통적인 PWM 또는 PDM 유형의 제어 신호를 필요로 하지 않기 때문에(단지 2개의 조정가능 바이어스 전압(VBias1 및 VBias2)), 본 실시예에 부합하는 공진형 파워 컨버터는 이 특별한 실시예에 대한 도 8에 도시된 바와 같이 동기 정류에 매우 적합하다. 제1 트랜지스터 스위치(S1) 및 정류 트랜지스터 스위치(SR1) 각각의 제어 입력 신호들 사이에 위상을 제어할 필요가 없기 때문에 전통적인 PWM 또는 PDM 유형의 제어 신호가 요구되지 않는다. 정류 트랜지스터 스위치(SR1)는 예를 들어 SR1의 게이트(즉, 제어 입력)에 결합되는 인덕터(LG2)에 인가되는 적절한 고정 정류기 DC 바이어스 전압(VBias2)에 결합될 수 있다. 정류 목적을 위하여, S1과 SR1 사이에 자동으로 동기 작동을 유지하도록 SR1의 게이트 단자가 제1 반도체 스위치(S1)의 발진 출력 전압, 즉 드레인 전압(VDS)에 의해 구동된다. 제1 트랜지스터 스위치(S1) 및 정류 트랜지스터 스위치(SR1)의 각각의 게이트 단자들 상에서의 이러한 전통적인 PWM 또는 PDM 유형의 제어 신호의 부재 간소화된 파워 컨버터 디자인 및 더 작은 컴포넌트 수로 이어지는 큰 장점이 있다. 절연된 파워 컨버터 적용에 있어서, 전통적인 PWM 또는 PDM 유형의 제어 신호 또는 공진형 파워 컨버터의 전압 절연 장벽(voltage isolation barrier)을 가로지르는 신호들을 전송하거나 통신할 필요성이 제거되기 때문에 본 다이오드 기반의 동기 정류기 회로(413)는 추가의 효과를 갖는다. 이러한 유형의 전압 절연 장벽은 전통적인 파워 컨버터 토폴로지에서의 빠른 변압기 또는 옵토커플러(optocoupler)와 같은 대체로 고가이고 공간 소비적인 컴포넌트를 요구할 것이다. 도 8에 도시된 바와 같이, 동기 정류를 갖는 본 DC-DC 파워 컨버터는 DC 입력 파워 소스(VIN)(804)와 VOUT에서의 출력 전압 사이에 2개 방향으로의(bidirectional) 파워 흐름이 가능하게 하는 공진 커패시터(CR) 및 공진 인덕터(LR)를 포함하는 직렬 공진 네트워크를 가로지르는 회로 토폴로지 측면에서 완전히 대칭일 수 있다. 당업자들은 입력 트랜지스터 스위치(S1) 및 정류기 트랜지스터 스위치(SR1)는 실질적으로 동일한 또는 다른 컴포넌트 및 공진형 파워 컨버터의 전압 변환비와 같은 팩터에 의존하여 고정 인덕턱스 인덕터(LG2 및 LG1)에 인가하는 동일한 것이 될 수 있음을 이해할 것이다.
당업자들은 상기 설명된 동기 정류기가 위에서 논의된 도 1b, 도 2a 내지 2b, 및 도 3a 내지 3b 상에 묘사된 class E 및 DE 공진형 파워 컨버터 실시예들 각각에 추가될 수 있음을 이해할 것이다.

Claims (21)

  1. 공진형 파워 컨버터로서,
    입력 전압의 수신을 위한 입력 단자,
    각각의 제어 입력에 의해 제어되는 하나 이상의 반도체 스위치를 포함하는 스위칭 네트워크,
    입력 전압의 수신을 위한 입력 단자에 작동적으로(operatively) 결합되는 스위치 입력 및 공진형 파워 컨버터의 공진 네트워크에 작동적으로 결합되는 스위치 출력을 포함하는 스위칭 네트워크,
    미리 정해진 공진 주파수(fR) 및 컨버터 출력 단자에 작동적으로 결합되는 출력을 포함하는 공진 네트워크,
    파워 컨버터의 스위칭 주파수를 세팅하기 위하여 상기 스위치 출력으로부터 스위칭 네트워크의 제어 입력에 결합되는 자기 발진 피드백 루프를 포함하고;
    상기 자기 발진 피드백 루프는,
    상기 스위칭 네트워크의 상기 제어 입력과 상기 스위치 출력 사이에 결합되는 제1 고유 스위치 커패시턴스,
    제1 조정가능 바이어스 전압을 생성하도록 구성되는 제1 바이어스 전압 소스,
    상기 스위칭 네트워크의 제어 입력과 제1 바이어스 전압 소스 사이에 개재하여 결합되는 고정 인덕턴스를 갖는 제1 인덕터,
    상기 제1 인덕터에 직렬로 결합되는 요소의 유도성 또는 용량성의 리액턴스의 조정 없이 상기 제1 인덕터에 인가되는 제1 조정가능 바이어스 전압을 제어하는 것에 의해 파워 컨버터의 출력 전압을 제어하도록 구성되는 전압 조정 루프(voltage regulation loop)를 포함하는, 공진형 파워 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 입력 단자와 스위치 입력 사이에 결합되는 입력 인덕터,
    상기 스위칭 네트워크의 제어 입력에 결합되는 제어 단자 및 상기 스위치 입력에 및 상기 스위치 출력에 결합되는 출력 단자를 갖는 제1 반도체 스위치를 포함하는 스위칭 네트워크를 포함하는, 공진형 파워 컨버터
  3. 제2항에 있어서,
    상기 입력 인덕터 및 상기 제1 인덕터는 0.1보다 큰 자기 결합 계수를 가지고 자기적으로 결합되는, 공진형 파워 컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 네트워크는
    상기 공진형 파워 컨버터의 전압 서플라이 레일(voltage supply rail)과 스위치 출력 사이에 결합되고 상기 스위칭 네트워크의 제어 입력에 결합되는 제어 단자를 갖는 제1 반도체 스위치,
    상기 스위치 출력과 입력 단자 사이에 결합되는 제2 반도체 스위치를 포함하고;
    상기 제2 반도체 스위치의 제어 단자가 고정 인덕턴스를 갖는 제2 인덕터 및 고정 인덕턴스를 갖는 제3 인덕터의 캐스케이드(cascade)를 통하여 제2 바이어스 전압 소스에 결합되고,
    피드백 커패시터가 스위치 출력과 제2 및 제3 인덕터 사이의 중간 노드 사이에 결합되는, 공진형 파워 컨버터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제1 인덕터 및 제3 인덕터는 0.1보다 큰 자기 결합 계수를 가지고 자기적으로 결합되는, 공진형 파워 컨버터.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 입력 인덕터 및 제1 인덕터는 코어의 공통 자기적 투과 부재(common magnetically permeable member) 주위에 감겨 있거나; 또는
    상기 제1 인덕터 및 제3 인덕터는 공통 자기적 투과 부재 또는 코어 주위에 감겨 있는, 공진형 파워 컨버터.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제1 바이어스 전압 소스는
    그라운드와 같은 공진형 파워 컨버터의 고정 전기적 포텐셜(fixed electric potential) 및 제1 조정가능 바이어스 전압으로부터 결합되는 커패시터,
    제1 조정가능 바이어스 전압 및 제1 DC 기준 전압 사이에 결합되는 제1 조정가능 저항,
    제1 조정가능 바이어스 전압 및 제2 DC 기준 전압 사이에 결합되는 제2 조정가능 저항을 포함하는, 공진형 파워 컨버터.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 전압 조정 루프는
    비교기의 제1 입력에 기준 DC 또는 AC 전압을 공급하는 기준 전압 생성기,
    상기 컨버터 출력 전압에 결합되는 비교기의 제2 입력,
    제1 바이어스 전압 소스의 제어 입력에 작동적으로 결합되는 비교기의 출력을 포함하는, 공진형 파워 컨버터.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 제1 인덕터는 1 nH 및 50 nH 사이와 같은 1 nH 및 10μH 사이의 인덕턴스를 갖는, 공진형 파워 컨버터.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 제1 인덕터의 고정 인덕턴스는 스위칭 네트워크의 제어 입력에서의 피크 전압이 상기 스위칭 네트워크의 반도체 스위치에서의 문턱 전압을 초과하도록 세팅되는, 공진형 파워 컨버터.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제1 인덕터의 고정 인덕턴스는 스위칭 네트워크의 제어 입력에서의 피크-피크 전압 스윙이 스위칭 네트워크의 적어도 하나의 반도체 스위치들의 문턱 전압의 절대값(numerical value)과 동일하도록 선택되는, 공진형 파워 컨버터.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 자기 발진 피드백 루프는
    스위칭 네트워크의 제어 입력과 파워 컨버터의 고정 전기적 포텐셜 사이에 개재하여 결합되는 직렬 공진 회로를 추가로 포함하는, 공진형 파워 컨버터.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 자기 발진 피드백 루프는
    상기 스위칭 네트워크의 제1 반도체 스위치의 제어 입력과 양 또는 음의 DC 공급 전압 또는 그라운드 전압과 같은 상기 컨버터의 고정 전기적 포텐셜 사이에 개재하여 결합되는 제1 직렬 공진 회로,
    상기 제1 반도체 스위치의 제어 입력과 스위치 출력 사이에 개재하여 결합되는 제2 직렬 공진 회로를 추가로 포함하는, 공진형 파워 컨버터.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 자기 발진 피드백 루프는
    상기 제1 조정가능 바이어스 전압과 제1 인덕터 사이에 개재하여 상기 제1 인덕터에 직렬로 결합되는 병렬 공진 회로를 추가로 포함하는, 공진형 파워 컨버터.
  15. 제1항에 있어서,
    정류된 DC 출력 전압을 제공하기 위하여 상기 공진 네트워크와 상기 컨버터 출력 단자 사이에 결합되는 정류기를 추가로 포함하는, 공진형 파워 컨버터.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 정류기는 동기 정류기(synchronous rectifier)를 포함하는, 공진형 파워 컨버터.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 동기 정류기는
    상기 공진 네트워크의 출력 전압을 정류 반도체 스위치의 정류기 제어 입력에 부합되게 정류하도록 구성되는 정류 반도체 스위치,
    고정된 또는 조정가능 정류기 바이어스 전압과 정류기 제어 입력 사이에 개재되어 결합되는 고정 인덕턴스를 갖는 제1 정류 인덕터를 포함하는, 공진형 파워 컨버터.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 고정된 또는 조정가능 정류기 바이어스 전압은 저항성 또는 용량성 전압 분배기를 통하여 정류된 DC 출력 전압에 또는 고정된 DC 바이어스 전압 소스에 결합되는, 공진형 파워 컨버터.
  19. 제4항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 반도체 스위치 중 하나는 질화갈륨(GaN) 또는 탄화규소(SiC) MOSFET과 같이 MOSFET 또는 IGBT를 포함하는, 공진형 파워 컨버터.
  20. 공진형 파워 컨버터 어셈블리로서,
    제1항 내지 제19항 중 한 항에 따른 공진형 파워 컨버터,
    적어도 스위칭 네트워크 및 캐리어 기판 상에 집적된 공진 회로를 갖는 캐리어 기판,
    제1 인덕터를 형성하는 캐리어 기판의 전기적 트레이스 패턴(electrical trace pattern)을 포함하는, 공진형 파워 컨버터 어셈블리.
  21. 제20항에 있어서, 상기 캐리어 기판은 반도체 다이(semiconductor die)를 포함하는, 공진형 파워 컨버터 어셈블리.
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