JP6641815B2 - 回路装置及び電子機器 - Google Patents

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Description

本発明は、回路装置及び電子機器等に関する。
従来、共振回路からの信号を用いて種々の処理を行う回路装置が知られている。例えば特許文献１には、無接点電力伝送システムを用いてバッテリーの充電を行う受電装置における電力の供給制御に関する手法が開示されているが、その中で、共振回路からの信号を用いて受電側（受電装置）と送電側との間での情報伝達を行う手法についても開示している。
また、特許文献２の図４（ａ）〜（ｃ）には一般的なＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）変調方式が開示されている。図４（ａ）にはＡＳＫ変調される送信データが示され、図４（ｂ）には共振回路の出力波形である搬送波が示され、図４（ｃ）にはＡＳＫの変調信号の送信波形が示されている。
特開２０１１−１５５８３６号公報 特開平７−１４３１８８号公報
従来技術では、特許文献２の図４（ａ）〜（ｃ）に示すように、搬送波を送信データに基づいてオン・オフスイッチングすることで、ＡＳＫ変調を実現していた。
しかしながら、従来技術では、図４（ｂ）に示すように、発振回路（共振回路）を常時動作させて搬送波を生成していたため、発振回路の消費電力を削減できず、低消費電力化の妨げとなっていた。
本発明のいくつかの態様によれば、共振回路の駆動制御を低消費電力で実現できる回路装置及び電子機器等を提供できる。
本発明の一態様は、共振回路の駆動制御を行う駆動部と、前記共振回路からの共振信号が入力される入力ノードと、前記共振信号に基づく出力信号を出力する出力ノードと、前記入力ノードと前記出力ノードとの間に設けられるスイッチ素子と、を有する信号出力部と、を含み、前記駆動部は、前記スイッチ素子のオン期間での第１の駆動電流、及び前記スイッチ素子のオフ期間での第２の駆動電流の少なくとも一方を制御する回路装置に関係する。
本発明の一態様では、スイッチ素子を介して共振信号に基づく出力信号を出力する回路装置において、当該スイッチ素子のオン期間とオフ期間の少なくとも一方の駆動電流の制御を行う。これにより、スイッチ素子の状態に応じた効率的な電流制御を行うことが可能になる。
また、本発明の一態様では、前記信号出力部は、前記共振回路の前記共振信号を送信データに基づいて変調し、前記出力信号として変調信号を出力する変調部であり、前記オン期間は、前記送信データが第１の論理レベルである期間であり、前記オフ期間は、前記送信データが第２の論理レベルである期間であってもよい。
これにより、出力信号として変調信号を出力すること、及び送信データの論理レベルに応じた電流制御を行うことが可能になる。
また、本発明の一態様では、前記駆動部は、前記第２の駆動電流の電流値が、前記第１の駆動電流の電流値に比べて小さくなるように前記共振回路の前記駆動電流を制御してもよい。
これにより、オフ期間での電流値を相対的に小さくすることができ、消費電力の低減等が可能になる。
また、本発明の一態様では、前記駆動部は、前記オン期間の開始期間では、前記オン期間のうちの前記開始期間以外の期間に比べて、前記第１の駆動電流の電流値を大きくする制御を行ってもよい。
これにより、オン期間の開始期間で電流値を相対的に大きくすることができ、オン期間での共振信号の振幅を短時間で大きくすること等が可能になる。
また、本発明の一態様では、前記駆動部は、前記オフ期間の開始期間では、前記オフ期間のうちの前記開始期間以外の期間に比べて、前記第２の駆動電流の電流値を小さくする制御を行ってもよい。
これにより、オフ期間での消費電力をさらに低減すること等が可能になる。
また、本発明の一態様では、前記駆動部は、前記オフ期間の前記開始期間では、前記第２の駆動電流をオフにする制御を行ってもよい。
これにより、オフ期間での消費電力をさらに低減すること等が可能になる。
また、本発明の一態様では、前記駆動部は、前記オン期間において、前記第１の駆動電流として複数の第１の電流パルスを出力し、前記オフ期間において、前記第２の駆動電流として複数の第２の電流パルスを出力し、前記駆動部は、前記第１の電流パルス及び前記第２の電流パルスの少なくとも一方の電流値を制御してもよい。
これにより、駆動電流として電流パルスを用いることができ、間欠的でない（パルスでない）電流を用いる場合に比べて消費電力を低減すること等が可能になる。
また、本発明の一態様では、前記駆動部は、電流源と、前記電流源からの電流が供給され、駆動タイミング信号によって制御されるトランジスターと、を含み、前記駆動部は、前記電流源及び前記トランジスターにより、前記第１の電流パルス及び前記第２の電流パルスを出力してもよい。
これにより、電流源とトランジスターにより電流パルスを出力することが可能になる。
また、本発明の一態様では、前記電流値の設定値を記憶する記憶部をさらに含んでもよい。
これにより、記憶部に記憶された設定値に基づいて、駆動電流の電流値を制御することが可能になる。
また、本発明の一態様では、基準電圧生成部をさらに含み、前記共振回路は、１次コイルと２次コイルを有し、前記基準電圧生成部は、前記１次コイルの一端に、１次側共振信号の基準電圧を出力し、前記駆動部は、前記１次コイルの他端に、前記駆動電流を出力してもよい。
これにより、共振回路として１次コイル、２次コイルを有する構成の回路を用いること、及び当該共振回路の１次コイルの各端部に基準電圧と駆動電流を出力することで、共振回路を駆動することが可能になる。
また、本発明の一態様では、前記共振回路の前記１次コイル及び前記２次コイルによって、前記１次側共振信号昇圧された信号である前記共振信号から、前記スイッチ素子用の電源電圧を生成する整流回路をさらに含んでもよい。
これにより、整流回路を用いてスイッチ素子の制御を行うことが可能になる。
また、本発明の一態様では、前記スイッチ素子は、前記整流回路からの前記電源電圧に基づいて、制御部からのスイッチング信号を低電位側電源電圧を基準とした信号にレベルシフトした信号に基づいて動作してもよい。
これにより、整流回路からの信号によるレベルシフトを行うことで、スイッチ素子を動作させることが可能になる。
また、本発明の他の態様は、上記の回路装置を含む電子機器に関係する。
回路装置の構成例。 駆動部の構成例。 基準電圧生成部の回路構成例。 制御部の構成例。 共振回路の構成例。 回路装置の各部及び共振回路の間での信号入出力の例。 ＡＳＫ変調の説明図。 オン期間とオフ期間での駆動電流の制御例。 オン期間とオフ期間での駆動電流の制御例。 駆動回路の構成例。 整流回路の構成例。 従来のコルピッツ発振回路の構成例。 従来のコルピッツ発振回路の信号波形の例。 駆動回路及び駆動タイミング設定回路の構成例。 １次側共振信号と、駆動タイミング設定回路の各部での信号波形の例。 駆動部の回路構成例。 オン期間及びオフ期間における各信号の信号波形の例。 オン期間及びオフ期間における各信号の信号波形の例。 駆動部の他の回路構成例。 起動時の信号波形の例。 回路装置の各部及び共振回路の間での信号入出力の他の例。 回路装置を含む電子機器の構成例。
以下、本実施形態について説明する。なお、以下に説明する本実施形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また本実施形態で説明される構成の全てが、本発明の必須構成要件であるとは限らない。例えば、以下で説明する間欠的な電流制御や起動制御は、本発明の必須構成要件でなくてもよい。
１．回路装置の構成例
図１に本実施形態に係る回路装置１００の構成例を示す。回路装置１００は、駆動部１１０と、信号出力部１２０と、基準電圧生成部１３０と、制御部１４０と、記憶部１５０と、を含む。ただし、回路装置１００は図１の構成に限定されず、これらの一部の構成要素を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。また、図に示した構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である点は、本明細書で説明する他の図面においても同様である。
駆動部１１０は、共振回路２００の駆動制御を行う。具体的には、駆動部１１０は共振回路２００を駆動する駆動信号を、共振回路２００に対して出力する。ここでの駆動信号とは、駆動電流であってもよい。また、駆動信号は、図１７のＨ３や図１８のＩ３を用いて後述するように、所与のタイミングでアクティブ（ハイレベル）となり、他のタイミングで非アクティブ（ローレベル）となるような間欠的な信号、すなわち駆動パルス信号であってもよい。また、駆動信号は、間欠的な駆動電流である電流パルスであってもよい。
図２に駆動部１１０の構成例を示す。駆動部１１０は、駆動回路１１１と、駆動タイミング設定回路１１３と、起動制御回路１１５を含んでもよい。なお、駆動部１１０の各部の具体的な回路構成については図１６等を用いて後述する。
駆動回路１１１は、共振回路２００に対して駆動信号を出力する回路である。駆動タイミング設定回路１１３は、駆動タイミングを設定する回路である。ここでの駆動タイミングとは、駆動信号の出力タイミングを表す。すなわち、駆動回路１１１は、駆動タイミング設定回路１１３により設定されたタイミング（駆動タイミング）で、共振回路２００に対して駆動信号を出力する。
駆動回路１１１及び駆動タイミング設定回路１１３により共振回路２００を駆動する（狭義には共振状態を維持する）ことが可能である。しかし、本実施形態では共振回路２００の起動時（共振の起動時、開始時）には、起動用の制御が行われてもよい。起動制御回路１１５は、共振回路２００の起動時に動作する回路である。具体的には、起動制御回路１１５は、制御部１４０からの起動信号（イネーブル信号ＥＮ）が入力された場合に、駆動回路１１１に駆動信号を出力させる制御を行う。
信号出力部１２０は、共振回路２００からの信号（共振信号）に基づく出力信号を出力する。ここでの出力信号とは、例えば共振信号を搬送波とし、当該搬送波を送信データ（データ信号ＤＡＴＡ）によりＡＳＫ変調したデータであるが、これには限定されない。例えば特許文献１に開示されているように、電力伝送のために共振信号を出力信号として出力するものであってもよい。
基準電圧生成部１３０は、基準電圧を生成し、当該基準電圧を共振回路２００に対して供給する。ここでの基準電圧は、例えば共振における基準（共振の中心電圧）を決定するアナロググラウンドＡＧＮＤ（アナログ基準電圧）である。また、生成された基準電圧は共振回路２００に供給されるだけでなく、回路装置１００の各部の電源電圧（ＶＤＤ）として利用されてもよい。
図３に基準電圧生成部１３０の回路構成例を示す。図３に示したように、基準電圧生成部１３０は一般的なリニアレギュレーターにより実現することが可能である。基準電圧生成部１３０は、出力トランジスターＴｒと、オペアンプＯｐと、分圧用の２つの抵抗Ｒ１、Ｒ２を含む。
Ｐ型の出力トランジスターＴｒは、そのソースに入力電圧ＶＩＮが供給され、そのゲートにオペアンプＯｐの出力が供給される。そして、そのドレインからアナロググラウンドＡＧＮＤが出力される。抵抗Ｒ１とＲ２は、出力トランジスターＴｒのドレイン（基準電圧生成部１３０の出力端子）とグラウンド（低電位側電源）との間に直列に設けられる。
オペアンプＯｐの反転入力端子には、参照電圧Ｖｒｅｆが入力され、非反転入力端子には、ＡＧＮＤがＲ１とＲ２により分圧された信号が入力される。このようにすれば、入力や負荷が変動して出力（ＡＧＮＤ）が変動しようとしても、オペアンプＯｐがＡＧＮＤに基づく帰還電圧と参照電圧Ｖｒｅｆを比較して、差分がゼロになるように調整を行うことができ、ＡＧＮＤを一定の電位に保つことが可能になる。
制御部１４０は、回路装置１００の各部の制御を行う。例えば、信号出力部１２０によりＡＳＫ変調が行われる場合であれば、制御部１４０はデータ信号ＤＡＴＡの取得（例えば生成）と、当該データ信号ＤＡＴＡの信号出力部１２０に対する出力を行ってもよい。また、共振の起動を行う際に、駆動部１１０（狭義には起動制御回路１１５）に対して起動を指示する起動信号（イネーブル信号ＥＮ）を送信してもよい。また、イネーブル信号ＥＮを出力するか否かを判定するために、共振回路２００の共振状態を監視する制御を行ってもよい。
制御部１４０の機能は、各種プロセッサ、ＡＳＩＣ（ゲートアレイ等）などのハードウェアや、プログラムなどにより実現できる。例えば、制御部１４０はＤＳＰ（digital signal processor）により実現してもよい。
図４に制御部１４０の構成例を示す。制御部１４０は、ウォッチドッグタイマー１４１と、共振イネーブル制御部１４３と、データ出力制御部１４５と、を含んでもよい。
ウォッチドッグタイマー１４１は、クロック信号ＣＫを検出することで、共振状態の監視を行う。クロック信号ＣＫの詳細については後述する。共振イネーブル制御部１４３は、共振の起動を行う場合に、イネーブル信号ＥＮを出力する。例えば、ウォッチドッグタイマー１４１により共振が停止したと判定された（タイムアウトした）場合に、イネーブル信号ＥＮを出力すればよい。データ出力制御部１４５は、データ信号ＤＡＴＡを信号出力部１２０等に対して出力する。なお、共振の起動時には当該起動を安定させるために、データ出力制御部１４５は起動用の出力制御を行ってもよく、詳細については後述する。
記憶部１５０は、回路装置１００で利用される種々の情報を記憶する。記憶部１５０は、例えば駆動部１１０の制御に用いられる情報を記憶してもよく、一例としては駆動信号の信号値（電流パルスの電流値）の設定値を記憶してもよい。記憶部１５０は、ＲＡＭ等の揮発性メモリーで実現されてもよいが、上述したように制御情報の記憶が想定される場合、ＲＯＭやフラッシュメモリー等の不揮発性メモリーにより実現することが好ましい。
図５に駆動部１１０により駆動される共振回路２００の構成例を示す。図５に示したように、共振回路２００は、キャパシター（コンデンサー）Ｃ１と、１次コイル（インダクター）Ｌ１を有するＬＣ発振回路と、２次コイル（２次側インダクター）Ｌ２とを含む。ＬＣ発振回路の１次コイルＬ１と２次コイルＬ２とでトランスが構成される。また、２次コイルＬ２の一端と低電位側電源（グラウンド）との間にはキャパシター（コンデンサー）Ｃ２が設けられる。
図５の共振回路の例では、基準電圧生成部１３０が、１次コイルＬ１の一端に基準電圧（ＡＧＮＤ）を供給するとともに、駆動部１１０が、１次コイルＬ１の他端に駆動信号を供給する。これにより、ＬＣ共振回路はＡＧＮＤを中心として共振し、１次側共振信号ＳＷが出力される。そして、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２との電磁誘導により、２次コイルＬ２では、変圧比（狭義には巻数比）に応じて振幅が変換された共振信号ＡＩＮが発生し、当該共振信号ＡＩＮが信号出力部１２０に対して戻される。信号出力部１２０では、共振信号ＡＩＮに対して必要に応じて変換を行って、出力信号ＡＯＵＴとして出力する。上述したように、信号出力部１２０でＡＳＫ変調を行う場合には、共振信号ＡＩＮを搬送波としてデータ信号ＤＡＴＡにより変調を行った結果を出力信号ＡＯＵＴとすればよい。また、回路装置の使用形態によっては入力される正弦波（共振信号ＡＩＮ）をそのまま出力信号ＡＯＵＴとして出力してもよい。
以下の本明細書では、共振回路２００は図５の構成である場合を例にとって説明を行うが、共振回路２００の構成は図５に限定されるものではない。
図６に、上述した各部の間での信号の入出力の関係例を示す。基準電圧生成部１３０は、基準電圧（アナロググラウンドＡＧＮＤ）を生成し、当該基準電圧を１次側共振信号ＳＷの基準として共振回路２００に出力するとともに、電源電圧（ＶＤＤ）として、駆動部１１０、信号出力部１２０、制御部１４０に出力する。
駆動部１１０は、共振回路２００に駆動信号を出力することで共振回路２００を駆動させ、１次コイルの一端に１次側共振信号ＳＷを発生させる。信号出力部１２０は、共振回路２００の共振信号ＡＩＮを取得し、スイッチ素子１２１を介して出力信号ＡＯＵＴとして出力する。なお、スイッチ素子１２１を制御する電源電圧として、整流回路１６０の出力とデータ信号ＤＡＴＡによるレベルシフトを行ってもよく、この点については後述する。
制御部１４０は、共振回路２００の起動に用いられるイネーブル信号ＥＮや、データ信号ＤＡＴＡを駆動部１１０に出力する。駆動部１１０では、データ信号ＤＡＴＡを駆動タイミングの制御に用いる。
以下、省電力を考慮した制御、具体的には駆動部１１０で行われる電流制御の手法について説明した後、共振の起動制御について説明する。最後に、回路装置１００を含む電子機器の例について説明する。
２．駆動部における電流制御手法
上述したように、駆動部１１０は駆動信号を供給することで、共振回路２００を駆動する（共振させる）。そのため、駆動信号を効率的に供給することで、回路装置１００の消費電力を低減することが可能になる。具体的には、状況に応じて、駆動信号の信号値（電流値）を小さくすることで省電力が可能である。また、駆動を間欠的にすれば、電流値を非常に小さく（狭義には０に）できる期間があるため、トータルでの消費電力を低減できる。以下、それぞれの手法について詳細に説明する。
２．１ スイッチ素子（データ信号）に連動した電流値の制御
上述したように、変調方式としてＡＳＫ変調が知られている。図７にＡＳＫを用いる場合の波形例を示す。図７のように、０又は１のデータ信号ＤＡＴＡと、正弦波である共振信号ＡＩＮを取得した場合に、信号出力部１２０は例えばＡＳＫ変調波形を生成し、出力信号ＡＯＵＴとして出力する。信号出力部１２０は、例えばデータ信号が１の時のみにオンとなるスイッチ素子１２１を有する構成により実現できる。
図７からわかるように、データ信号ＤＡＴＡが０となるタイミングでは、出力信号ＡＯＵＴの振幅も０となる。つまり、データ信号ＤＡＴＡが０の場合、搬送波（共振信号ＡＩＮ）の振幅の大小は出力信号ＡＯＵＴに影響を与えない。極端に言えば、共振回路２００が駆動されておらず、共振信号がなかったとしても（ＡＩＮの振幅が０であったとしても）、データ信号ＤＡＴＡが０の期間では問題が生じない。それに対して、データ信号ＤＡＴＡが１の期間では、出力信号ＡＯＵＴの振幅はデータ信号ＤＡＴＡが０の期間での振幅と区別可能な程度に大きくなくてはならないため、共振信号ＡＩＮはある程度の大きさの振幅となる必要がある。もちろん、共振の維持も重要であるため、データ信号が０でも共振信号ＡＩＮがなくなるような制御は好ましくなく、その点は後述する。
つまり、データ信号ＤＡＴＡの値に応じて、共振信号ＡＩＮの満たすべき条件、特に振幅値の条件が定まる。共振信号ＡＩＮの振幅値は駆動信号の信号値、具体的には駆動電流の電流値に依存するため、駆動部１１０においてデータ信号ＤＡＴＡに応じた電流制御を行うことで、共振回路２００の効率的な駆動が可能になる。
なお、以上では信号出力部１２０が変調部であり、特にＡＳＫ変調を行う例について説明したが、信号出力部１２０はこれに限定されない。例えば信号出力部１２０は、共振信号ＡＩＮの出力のオンオフを行うものであって変調を行わない構成であってもよい。この場合にも、出力オフ期間ではそもそも信号出力部１２０に共振信号ＡＩＮが供給されなくてもよいため、駆動電流の制御を行うことによるメリットは大きい。
つまり、本実施形態に係る回路装置１００は、図１や図５に示したように、共振回路２００の駆動制御を行う駆動部１１０と、共振回路２００からの共振信号ＡＩＮが入力される入力ノードＮＡＩＮと、共振信号ＡＩＮに基づく出力信号ＡＯＵＴの出力ノードＮＯＵＴと、入力ノードＮＡＩＮと出力ノードＮＯＵＴの間に設けられるスイッチ素子１２１を有する信号出力部１２０と、を含む。そして、駆動部１１０は、スイッチ素子１２１のオン期間での第１の駆動電流、及びスイッチ素子１２１のオフ期間での第２の駆動電流の少なくとも一方を制御する。
ここで、スイッチ素子１２１のオン期間とは、スイッチ素子１２１によるノード間の接続が行われる期間を表し、具体的には共振信号ＡＩＮに基づく信号が、出力信号ＡＯＵＴとして出力される期間を表す。同様に、オフ期間とはスイッチ素子１２１によるノード間の接続が切断される期間を表し、具体的には共振信号ＡＩＮに基づく信号が、出力信号ＡＯＵＴとして出力されない期間を表す。
また、駆動電流の制御とは、狭義には電流値の制御であるがこれには限定されない。上述したように、効率的な共振回路２００の駆動としては、共振信号の振幅を制御できればよいため、供給する電力の大小の制御を行えばよい。そのため、例えば駆動電流を電流パルスとして供給する場合、駆動電流の制御としてパルス幅（デューティー比）の制御を行ってもよい。パルス幅は、広く知られたＰＷＭ（pulse width modulation）等により制御可能である。
このようにすれば、スイッチ素子１２１のオン期間であるかオフ期間であるか、すなわち共振信号ＡＩＮが出力信号ＡＯＵＴの出力に用いられるか否かに基づいて、駆動電流を制御できるため、効率的な回路装置１００の制御が可能になる。具体的には、共振信号ＡＩＮが出力信号ＡＯＵＴの出力に利用される期間では、相対的に駆動電流を大きくすることで、出力信号ＡＯＵＴの精度向上（例えばＡＳＫ変調におけるデータエラーの抑止）が可能になるし、共振信号ＡＩＮが出力信号ＡＯＵＴの出力に利用されない期間では、相対的に駆動電流を小さくすることで、省電力化が可能になる。
そして具体的には、信号出力部１２０は、共振回路２００の共振信号ＡＩＮを送信データＤＡＴＡに基づいて変調し、出力信号ＡＯＵＴとして変調信号を出力する変調部であってもよい。この場合、オン期間は、送信データＤＡＴＡが第１の論理レベルである期間であり、オフ期間は、送信データＤＡＴＡが第２の論理レベルである期間である。
このようにすれば、効率的にＡＳＫ変調信号を出力する回路装置１００を実現することが可能になる。
なお、図７では２値のＡＳＫ変調について説明したが、信号出力部（変調部）１２０では４値等の他のＡＳＫ変調を行ってもよい。例えば、出力信号の振幅値を４段階で制御し、各振幅値を２ビットのデータ信号「１１」、「１０」、「０１」、「００」に対応させればよい。その場合にも、ＡＳＫ変調後の信号のうち、最も小さい振幅値として０を利用することが一般的である。つまり、４値以上のＡＳＫ変調においても、送信データＤＡＴＡが所与の論理レベル（例えば「００」）の場合に、搬送波（共振信号ＡＩＮ）の振幅値が小さくても問題とならない。そのため、データ信号ＤＡＴＡが当該論理レベルの場合と、他の論理レベル（例えば「１１」、「１０」、「０１」）の場合とを区別して駆動電流の制御を行うことは有用と言える。ただしこの場合、スイッチ素子１２１のオン期間の中でも振幅値を変更可能にする（４値の例であれば、「１１」、「１０」、「０１」のそれぞれに対応する３段階の振幅値を設定可能にする）ための構成を設ける必要がある。
或いは、本実施形態に係る回路装置１００は、共振回路２００の駆動制御を行う駆動部１１０と、共振回路２００の共振信号ＡＩＮをデータ信号ＤＡＴＡにより変調する変調部（信号出力部１２０）と、を含み、駆動部１１０は、データ信号ＤＡＴＡが第１の論理レベルである期間での第１の駆動電流、及びデータ信号ＤＡＴＡが第２の論理レベルである期間での第２の駆動電流の少なくとも一方の駆動電流を制御するものであってもよい。
以下、具体的な駆動電流の制御手法について説明する。まず、スイッチ素子１２１のオン期間とオフ期間を大きく比較した場合、上述してきたようにオン期間では共振信号ＡＩＮの振幅は、出力信号ＡＯＵＴを出力するのに足る程度に大きい必要があるのに対して、オフ期間では共振信号ＡＩＮの振幅はさほど大きくなくてもよい。
よって、駆動部１１０は、第２の駆動電流の電流値が、第１の駆動電流の電流値に比べて小さくなるように共振回路２００の駆動電流を制御する。
図８にこの場合の、各信号の時間変化波形を示す。図８のＤＡＴＡ、ＡＩＮに示したように、データ信号ＤＡＴＡが１となるオン期間では、共振信号ＡＩＮの振幅が大きく（Ｂ１）、データ信号ＤＡＴＡが０となるオフ期間では共振信号ＡＩＮの振幅が相対的に小さい（Ｂ２）。１次側共振信号ＳＷの振幅と、共振信号ＡＩＮの振幅は変圧比（１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の巻数比）によって決まることから、１次側共振信号ＳＷのオン期間での振幅（Ｂ３）をオフ期間での振幅（Ｂ４）より大きくすることでこのような共振信号ＡＩＮを取得可能である。そして、１次側共振信号ＳＷの振幅は、駆動部１１０（駆動回路１１１）から供給する駆動電流に依存することから、第２の駆動電流の電流値を第１の駆動電流の電流値より小さくすれば図８に示した出力信号ＡＯＵＴを取得可能である。具体的には、オン期間での駆動電流（Ｂ６）の電流値に比べて、オフ期間での駆動電流（Ｂ７）の電流値を小さくする。上述してきたように、オフ期間で出力される出力信号ＡＯＵＴ（Ｂ５）は、振幅が不要であることから、共振信号ＡＩＮの振幅が小さいことで問題は生じない。
また、本実施形態ではオン期間、オフ期間の２通りの制御だけでなく、より細かい制御を行ってもよい。例えば、オフ期間では相対的に共振信号の振幅が小さくなっており、当該振幅のままでは適切な出力信号の生成（例えばＡＳＫ変調で「１」であるデータ信号に対応する出力波形の生成）が難しいことが想定される。もちろん、オフ期間内であればその点は問題とならないが、オフ期間からオン期間への切り替わりタイミングでは問題となる可能性を否定できない。具体的には、オン期間への切り替わり後は、できるだけ早く（狭義には即座に）振幅が相対的に大きい出力信号ＡＯＵＴを出力することが望まれるところ、共振信号ＡＩＮがオフ期間での小さい振幅から、充分な大きさの振幅への変化に時間がかかってしまうことで、オン期間開始直後に適切な出力信号ＡＯＵＴを出力できないおそれがある。ＡＳＫ変調であれば、「１」というデータを出力したいところ、振幅が不十分なために受信側で対応期間での信号が「０」であると誤判定されるおそれがある。
以上を考慮して、オン期間を一括で制御するのではなく、オン期間の中でも開始期間と開始期間以外の期間（開始期間以降の期間）を分けて制御してもよい。具体的には、駆動部１１０は、オン期間の開始期間では、オン期間のうちの開始期間以外の期間に比べて、第１の駆動電流の電流値を大きくする制御を行う。
ここで、オン期間の開始期間とは、オフ期間からオン期間への切り替わり後、所与の時間経過するまでの期間をあらわす。
図９にこの場合の、各信号の時間変化波形を示す。図９に示したように、オン期間のうち開始期間（Ｃ１）では、オン期間のうちの開始期間以降の期間（Ｃ２）に比べて、共振信号ＡＩＮの振幅が大きい。図８を用いて上述した例と同様に、１次側共振信号ＳＷのオン期間の開始期間での振幅（Ｃ３）を、オン期間の開始期間以降の期間での振幅（Ｃ４）より大きくすることでこのような共振信号ＡＩＮを取得可能であり、さらに具体的には開始期間での駆動電流（Ｃ５）の電流値を開始期間以降の期間の駆動電流（Ｃ６）の電流値よりも大きくすればよい。
また、図９では、オフ期間での共振信号の振幅（Ｃ７）は、オン期間のうちの開始期間以外の期間（Ｃ２）に比べてさらに小さく、オフ期間の駆動電流（Ｃ８）の電流は、オン期間の駆動電流（Ｃ５、Ｃ６）に比べて小さい場合の例を示している。このようにすれば、少なくとも３段階での駆動電流の制御が可能になる。言い換えれば、Ｃ５はオフ期間で小さかった共振信号の振幅を短期間で増大させるためのブースト制御であり、Ｃ６はデータ信号送信に必要な振幅を継続するオン制御であり、Ｃ８は共振を維持することを考慮したオフ制御である。ただし、ブースト制御、オン制御、オフ制御の間の関係は図９に限定されるものではない。例えば、オン制御とオフ制御を区別せず、Ｃ６とＣ８での駆動電流の電流値を共通とするような変形実施も可能である。
なお、ここで問題としているのは、上述したようにオフ期間からオン期間への切り替わりである。そのため、例えばデータ信号の「１」が２ビット以上継続する場合、オン期間が複数ビットに対応する期間だけ継続することになるが、上記ブースト制御は最初の１ビットに対応するオン期間において行えばよい。
また、オン期間を開始期間とそれ以降の期間に分けて制御するだけでなく、オフ期間についても開始期間とそれ以降の期間を分けて制御してもよい。上述してきたように、オフ期間では出力信号ＡＯＵＴの振幅が０となるため、共振信号ＡＩＮの振幅は不要である。しかし、共振自体が停止してしまうと、オン期間に切り替わった際に、共振（発振）を最初から開始しなくてはならず、充分な振幅で共振が完了するまでに時間がかかってしまう。上述したオン期間の開始期間でのブースト制御（Ｃ５）を行ったとしても、０からの共振の開始には時間を要するため、オフ期間でも共振を維持することが重要である。すなわち、オフ期間での共振信号ＡＩＮの振幅は、共振が維持できる最低限の振幅とすることが望ましい。そのような条件下で駆動電流の低減を行う場合、まずオフ期間の開始期間においてできるだけ早く最低限の水準まで振幅を低減させ、当該最低限の水準まで振幅が減衰したら、当該振幅を維持するとよい。
具体的には、駆動部１１０は、オフ期間の開始期間では、オフ期間のうちの開始期間以外の期間（開始期間の経過後の期間）に比べて、第２の駆動電流の電流値を小さくする制御を行う。
ここで、オフ期間の開始期間とは、オン期間からオフ期間への切り替わり後、所与の時間経過するまでの期間をあらわす。また、データ信号の「０」が２ビット以上継続する場合、オフ期間が複数ビットに対応する期間だけ継続することになるが、ここでの制御は最初の１ビットに対応するオフ期間において行えばよく、この点は、オン期間の開始期間と同様である。
具体的には、図９に示したように、オフ期間のうち開始期間（Ｃ９）では、オフ期間のうちの開始期間以降の期間（Ｃ１０）に比べて、共振信号ＡＩＮの振幅が小さい。１次側共振信号ＳＷのオフ期間の開始期間での振幅（Ｃ１１）を、オフ期間の開始期間以降の期間での振幅（Ｃ１２）より大きくすればよく、具体的にはオフ期間の開始期間での駆動電流（Ｃ１３）の電流値を、開始期間以降の期間の駆動電流（Ｃ１４）の電流値よりも小さくすればよい。
なお、図９のＣ１１、Ｃ１２に示した振幅を実現する際に、オフ期間の開始期間での電流値は開始期間以降の期間での電流値よりも小さければよく、一例としてはオフでない所与の電流値であってもよい。
或いは、図９のＣ１３に示したように、駆動部１１０は、オフ期間の開始期間では、第２の駆動電流をオフにする（狭義には第２の駆動電流の電流値を０にする）制御を行ってもよい。駆動電流が０である場合、仮に損失が０の理想的なコイルであれば、それ以前の振幅が維持されることになるが、実際のコイルには損失があるため、共振信号の振幅は時間の経過とともに減少していく。
その場合、オフ期間の開始期間として、オン期間での共振信号の振幅が、上記損失により減衰し、且つ共振を維持する最低限の振幅となるまでの期間、或いはそれよりも短い期間を設定すればよい。このような制御を行えば、オフ期間の開始期間の終了時には共振信号は共振の維持が可能な水準を保っているため、開始期間経過後に０でない所与の電流値の駆動電流を供給することで、オフ期間を通して共振は停止することなく維持され、その後のオン期間への移行をスムーズにできる。さらに、オフ期間の開始期間での駆動電流をカットできるため、さらなる省電力化が期待できる。
なお、図９では、オン期間について開始期間（Ｃ１に対応）とそれ以降の期間（Ｃ２に対応）で分け、さらにオフ期間について開始期間（Ｃ９に対応）とそれ以降の期間（Ｃ１０に対応）で分けて駆動電流の制御を行う例を示した。ただし、駆動部１１０はこれらの制御を全て行う必要はなく、例えば上記４つの期間のうち少なくとも２つの期間での駆動電流の電流値が異なる制御を行うものであればよい。
以上の制御を実現するために、図１に示したように、回路装置１００は電流値の設定値を記憶する記憶部１５０を含んでもよい。そして、駆動部１１０では、設定値に従って駆動電流を共振回路２００に出力する。例えば、制御部１４０が記憶部１５０から設定値を読み出し、当該設定値に従った制御信号を駆動部１１０に出力することで、駆動部１１０が設定値に従って駆動電流を出力してもよい。本実施形態では、制御部１４０がデータ信号ＤＡＴＡの出力を行うことを想定しているため、制御部１４０ではオン期間であるか否かの判定、或いは開始期間であるか否かの判定を行うことが可能であり、当該判定に基づいて読み出す設定値を選択すればよい。
以下、上記制御を実現するための駆動部１１０（特に駆動回路１１１）の具体的な回路構成について説明する。
図１０に駆動部１１０（駆動回路１１１）の回路構成を示す。駆動回路１１１は、複数の電流源ＩＳ１〜ＩＳ３と、複数のトランジスターＴｒ１−１〜Ｔｒ１−３を含む。所与の電源電圧と、後述するカレントミラー回路ＣＭを構成する第２のトランジスターＴｒ２との間に、ＩＳ１とＴｒ１−１が直列接続される。ここで、所与の電源電圧は例えば基準電圧生成部１３０で生成される基準電圧（アナロググラウンドＡＧＮＤ）を利用可能であるが、他の電圧を用いてもよい。同様に、ＡＧＮＤとＴｒ２の間にＩＳ２とＴｒ１−２が直列接続され、ＡＧＮＤとＴｒ２の間にＩＳ３とＴｒ１−３が直列接続される。また、ＩＳ１とＴｒ１−１の組、ＩＳ２とＴｒ１−２の組、及びＩＳ３とＴｒ１−３の組は互いに並列に接続される。なお、図１０では電流源とトランジスターの組を３組有する構成を示したが、数はこれに限定されない。上述したように、駆動部１１０が少なくとも２つの期間での電流値を異ならせる制御を行うことに鑑みれば、電流源とトランジスターの組は２以上であればよい。
図１０の例では、Ｔｒ１−１のゲート端子にはブースト信号（ＢＯＯＳＴ）の反転信号が入力され、Ｔｒ１−２のゲート端子にはオン信号（ＯＮ）の反転信号が入力され、Ｔｒ１−３のゲート端子にはオフ信号（ＯＦＦ）の反転信号が入力される。ブースト信号とは、駆動電流のブースト制御が行われる期間でハイレベルとなり、それ以外の期間でローレベルとなる信号であり、具体的にはスイッチ素子１２１のオン期間の開始期間でハイレベルとなる。同様に、オン信号とは、駆動電流のオン制御が行われる期間でハイレベルとなり、それ以外の期間でローレベルとなる信号であり、具体的にはスイッチ素子１２１のオン期間のうち、開始期間以降の期間でハイレベルとなる。同様に、オフ信号とは、駆動電流のオフ制御が行われる期間でハイレベルとなり、それ以外の期間でローレベルとなる信号であり、具体的にはスイッチ素子１２１のオフ期間でハイレベルとなる。なお、それぞれの入力を反転信号としているのは、Ｔｒ１−１〜Ｔｒ１−３をＰ型トランジスターとしているためであり、Ｎ型であれば反転不要である。
つまり、図１０の例ではＴｒ１−１〜Ｔｒ１−３（後述するカレントミラー回路ＣＭの２つのトランジスターＴｒ２，Ｔｒ３と区別するため、これらを総称して第１のトランジスターと表現する）は、電流源からの電流供給のオンオフを制御する素子である。これにより、オン期間の開始期間では、電流源ＩＳ１からの電流に基づく駆動電流が共振回路に供給され、オン期間の開始期間以降の期間では、電流源ＩＳ２からの電流に基づく駆動電流が共振回路に供給され、オフ期間では、電流源ＩＳ３からの電流に基づく駆動電流が共振回路に供給される。電流値をＩＳ１＞ＩＳ２＞ＩＳ３としておけば、図８や図９を用いて上述した制御を実現することが可能になる。なお、図１０ではブースト制御、オン制御、オフ制御の３通りの電流制御を行う例を示したが、適切な電流値の電流を出力する適切な数の電流源と、各電流源に接続され適切なタイミングでオンとなるトランジスターと、を設けることで、図８、図９以外の駆動電流制御についても実現することが可能である。
また、駆動回路１１１は図１０に示したように、電流源（図１０の例ではＩＳ１〜ＩＳ３のいずれか）からの電流をカレントミラーするカレントミラー回路ＣＭを含んでもよい。カレントミラー回路ＣＭを用いることで、特性変化（例えば電流値の変化等）を抑止して安定した駆動電流を共振回路２００に供給することが可能になる。
カレントミラー回路ＣＭは、電流源からの電流が流れる第２のトランジスターＴｒ２と、ゲートノードが第２のトランジスターＴｒ２のゲートノードと共通接続され、共振回路２００に対して駆動電流を出力する第３のトランジスターＴｒ３を含む。これにより、電流源から第１のトランジスターを介して供給される電流が、Ｔｒ２とＴｒ３のサイズ比によって決定される電流比で増幅されて、共振回路２００に出力される。
ここでの電流比は、１未満である（電流源の電流が低減されて共振回路２００に供給される）ことは妨げられないが、効率を考えればある程度大きい値とすることが好ましく、例えば１０程度の値であるとよい。なぜなら、第２のトランジスターＴｒ２に流れる電流は、共振に利用されず損失となるが、第３のトランジスターＴｒ３を流れる電流は、共振回路２００のキャパシターに蓄積され、損失となりにくいため、Ｔｒ２を流れる電流値に比べてＴｒ３を流れる電流値を大きくすることが効率的なためである。
また、共振回路２００が、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２を有する構成である場合、基準電圧生成部１３０は図１０に示したように、１次コイルＬ１の一端（Ｅ１）に、１次側共振信号の基準電圧（ＡＧＮＤ）を出力し、駆動部１１０は、１次コイルＬ１の他端（Ｅ２）に、駆動電流を出力することになる。具体的には、１次コイルＬ１の他端（Ｅ２）と、カレントミラー回路ＣＭの第３のトランジスターＴｒ３とが接続されることになる。
また、駆動電流の電流値の制御とは直接関係ないが、回路装置１００は、スイッチ素子１２１のオンオフの制御に用いる電源電圧を共振信号ＡＩＮから生成するための構成を有してもよい。
図１１にスイッチ素子１２１用の電源電圧生成回路の構成を示す。図１１に示したように、回路装置１００は、共振回路２００の１次コイルＬ１及び２次コイルＬ２によって、１次側共振信号ＳＷが昇圧された信号である共振信号ＡＩＮから、スイッチ素子１２１の電源電圧用の整流信号を生成する整流回路１６０を含む。整流回路１６０は、例えば図１１に示したようにダイオードＤｒとキャパシターＣｒとを有する半波整流回路により実現できる。
さらに、整流回路１６０の出力によりスイッチ素子１２１を動作させる際には、レベルシフトも考慮するとよい。なぜなら、１次側共振信号（ＳＷ）は上述したように基準電圧生成部１３０からの基準電圧（ＡＧＮＤ）を中心とした信号であるため、２次側の共振信号ＡＩＮを電源電圧とする際には、基準を他の電圧、狭義にはグラウンドに戻すとよい。そのため、回路装置１００（特に信号出力部１２０）はレベルシフター１２３を含んでもよい。そして、スイッチ素子１２１は、整流回路１６０からの整流信号を低電位側電源電圧（ＧＮＤ）を基準とした信号にレベルシフトした信号と、制御部１４０からのスイッチング信号とに基づいて動作する。
ここでのスイッチング信号とは、スイッチ素子１２１のオンオフの制御に用いられる信号である。信号出力部１２０がＡＳＫ変調を行う変調部である場合、スイッチ素子１２１のオンオフはデータ信号ＤＡＴＡの論理レベルに応じて決定されることから、上記スイッチング信号はデータ信号ＤＡＴＡに対応する。
２．２ 間欠的な電流供給
図１２に本実施形態の手法に対する比較例として、広く知られたコルピッツ共振回路の構成例を示し、図１３のＦ１にコルピッツ共振回路の電圧の時間変化波形例、Ｆ２に電流の時間変化波形例を示す。
図１２に示したように、インバーターＩＶに電源電圧ＶＤを供給することで共振信号が出力される。具体的には、図１３のＦ１１に示したように、定電圧ＶＤを供給することで、電圧値はＩＮＤ０（Ｆ１２）、ＩＮＤ１（Ｆ１３）に示したように正弦波状となる。
この場合の、電流値がＦ２であり、Ｆ２１はインバーターＩＶを構成するＰ型トランジスターを流れる電流値を表し、Ｆ２２はインバーターＩＶを構成するＮ型トランジスターを流れる電流値を表す。
図１３のＦ１，Ｆ２からわかるように、従来のコルピッツ共振回路では、電力の供給（Ｆ１１，Ｆ２１，Ｆ２２）を常時継続するため、消費電力が大きい。そもそも共振回路において共振信号の出力が開始された後も（共振の起動後も）信号供給が必要なのは、共振回路を構成する素子には損失があるためである。抵抗素子Ｒを用いれば損失は避けられない。またコイルＬは理想的には損失は０であるが、そのような素子は現実的とは言えず、コイルＬも損失があることが前提となる。つまり、そのままでは損失により振幅が減衰することになるため、共振を維持するためには共振回路に対する電力供給は必須となる。
しかしながら、電力供給が必須といえども、回路素子による損失分を補填できるだけの入力があればよく、図１３に示したように電流を常時入力する必要はない。つまり、効率的な電力供給を行えば、駆動電流は間欠的であってもよい。ここでの間欠的とは、駆動電流が、オンとなる（０でない値をとる）期間とオフとなる（０、或いはそれに充分近い値をとる）期間とを有することを意味する。
そこで本出願人は、間欠的な駆動信号、すなわち駆動パルス信号を用いて共振回路２００を駆動する回路装置１００を提案する。具体的には、回路装置１００は、共振回路２００の駆動制御を行う駆動部１１０を含み、駆動部１１０は図２に示したように、共振回路の共振波形を監視し、監視結果に基づいて駆動タイミングを設定する駆動タイミング設定回路１１３と、駆動タイミング設定回路１１３により、各駆動パルス信号の駆動タイミングが設定される複数の駆動パルス信号を共振回路２００に対して出力する駆動回路１１１を含む。
このようにすれば、駆動パルス信号により共振回路２００を駆動できるため、駆動信号をオフにする期間ができ、消費電力の低減が可能になる。その際、駆動タイミング（駆動パルス信号がハイレベルとなるタイミング）を共振波形の監視結果に基づいて設定するため、適切な設定が可能になる。理想的には、共振波形の規定振幅からの減衰度合いを推定し、当該減衰を補償するだけの駆動パルス信号を入力すればよい。しかし、制御の容易さを考慮すれば、共振波形の周期（位相）と駆動パルス信号を対応付けることが想定される。例えば、共振波形の所定周期に１回（狭義には１周期に１回）、所定パルス幅の駆動パルス信号を入力するように、駆動タイミングを設定すればよい。共振信号の振幅が維持されている状態であれば、１周期当たりの損失はある程度一定となることが想定される。つまり、共振波形の周期に合わせて所定量の電力を供給することで、損失分と供給分のバランスを取ることが容易となる。つまりここでの「複数の駆動パルス信号」とは、時間的に異なる複数のタイミング（期間）で出力されるパルス信号（後述する図１５のＧ５であれば３つの略矩形パルス信号）を表すものであり、狭義には共振波形の１周期当たりに１つ、複数周期にわたって出力される信号を表す。
図１４に駆動部１１０の構成例を示す。図１４に示したように、駆動回路１１１は、電流源ＩＳと、電流源ＩＳからの電流が供給され、駆動タイミング設定回路１１３からの駆動タイミング信号によって制御される（オンとなる）第１のトランジスターＴｒ１を含む。そして、駆動回路１１１は、電流源ＩＳ及び第１のトランジスターＴｒ１により、駆動パルス信号として電流パルスを出力する。
具体的には、第１のトランジスターＴｒ１のゲートノードに、駆動タイミング信号を供給すればよい。電流を供給するタイミングでハイレベルとなり、他のタイミングでローレベルとなる信号を、駆動タイミング信号とした場合、第１のトランジスターＴｒ１がＰ型であれば、当該駆動タイミング信号の反転信号をゲート電圧に入力することで、駆動タイミングの間だけ電流源ＩＳからの電流が供給されることになる。
また、駆動回路１１１は、電流源ＩＳから第１のトランジスターＴｒ１を介して流れる電流をカレントミラーするカレントミラー回路ＣＭを含んでもよい。カレントミラー回路ＣＭは、電流源ＩＳから第１のトランジスターＴｒ１を介して流れる電流が流れる第２のトランジスターＴｒ２と、ゲートノードが第２のトランジスターＴｒ２のゲートノードと共通接続され、共振回路２００に対して電流パルスを出力する第３のトランジスターＴｒ３を含む。この場合、駆動回路１１１は、カレントミラー回路ＣＭによって、電流パルスを出力することになる。
このようにすれば、電流値の変動等を抑止して、安定した電流を電流パルスとして共振回路に供給することが可能になる。なお、Ｔｒ２とＴｒ３の電流比については、図１０を用いて上述した例と同様とすることで、効率的な電流パルスの供給が可能になる。
ただし、電流比を大きくする（Ｔｒ２に流れる電流に比べてＴｒ３に流れる電流を大きくする）ことにより、第３のトランジスターＴｒ３は信号変化に対する追従性が低下する（動作が遅くなる）。そのため、駆動タイミングが終了し、第１のトランジスターＴｒ１がオフとなり、第２のトランジスターＴｒ２を流れる電流がオフとなったとしても、第３のトランジスターＴｒ３を流れる電流は即座に０とならず、ある程度の時間電流が流れ続けてしまう。結果として、意図した以上の電流が共振回路２００に供給されてしまい、省電力という観点から好ましくない。
よって駆動回路１１１は、第１のトランジスターＴｒ１のオフ期間において、第３のトランジスターＴｒ３をオフ状態とする回路ＤＩＳを含んでもよい。具体的には、この回路ＤＩＳは図１４に示したように、第４のトランジスターＴｒ４として実現され、第４のトランジスターは、第１のトランジスターＴｒ１のオフ期間においてオン状態となる。例えば、Ｔｒ４がＮ型トランジスターであれば、Ｔｒ４は、駆動タイミング信号の反転信号がゲートノードに供給され、ドレインノードが第３のトランジスターのゲートノードに接続され、ソースノードがグラウンドに接続されるトランジスターとなる。
図１４の例では、第４のトランジスターＴｒ４により実現される上記回路ＤＩＳは、第１のトランジスターＴｒ１のオフ期間において、第２のトランジスターＴｒ２及び第３のトランジスターＴｒ３のゲートノードのディスチャージを行うディスチャージ回路であると考えることができる。
上述した第３のトランジスターＴｒ３の電流が流れ続けてしまうのは、ゲートノードでのチャージによるものであるため、当該ゲートノードのディスチャージを行う回路ＤＩＳを設けることで、不要な電流が流れることを抑止でき、消費電力のさらなる低減が可能になる。
次に、駆動タイミング設定回路１１３の具体的な動作例及び回路構成例を説明する。上述したように、駆動タイミング設定回路１１３は、共振波形の監視を行うが、図５に示したように共振回路２００が１次コイルＬ１と２次コイルＬ２を有する場合、共振波形とは１次側の波形（１次側共振信号ＳＷ）であってもよいし、２次側の波形（共振信号ＡＩＮ）であってもよい。ここでは、駆動タイミング設定回路１１３は、１次コイルＬ１の他端（基準電圧生成部１３０から基準電圧ＡＧＮＤが供給される側を一端とした場合の他端）の電圧の監視をし、監視結果に基づいて駆動タイミングを設定する。すなわち、駆動タイミング設定回路１１３は、１次側共振信号ＳＷを監視することで、共振回路２００の共振波形を監視する。
より具体的には、駆動タイミング設定回路１１３は、基準電圧（ＡＧＮＤ）を基準として設定された判定電圧と、１次コイルＬ１の他端の電圧（ＳＷの電圧）とを比較し、比較結果に基づいて駆動タイミングを設定する。振幅値がほぼ一定に保たれている状況では、共振波形が所与の電圧値になるタイミングでの位相（１周期の中でのタイミング）はほぼ一定と考えてもよい。つまり、共振波形の電圧と、所与の判定電圧とを比較することで、適切な駆動タイミングを設定可能である。具体的には、各周期の所定タイミングにおいて、電流パルスを共振回路２００に供給することができ、低消費電力でも適切な振幅の共振を維持することが可能になる。なお、判定電圧は基準電圧（ＡＧＮＤ）を基準としてその電圧値が設定されるものであればよく、基準電圧を用いて生成されるものには限定されない。
特に、図５の回路構成では、基準電圧生成部１３０は、１次コイルＬ１の一端に、１次側共振信号ＳＷの基準電圧（ＡＧＮＤ）を出力し、駆動部１１０（駆動回路１１１）は、１次コイルＬ１の他端に、駆動パルス信号を出力することを想定しているため、共振波形は基準電圧を中心とした波形となる。つまり、判定電圧を基準電圧ＡＧＮＤに基づいて設定することで、比較処理を適切に行うことが可能になる。例えば、共振波形の振幅値（電圧値）が多少ずれたとしても、共振波形の振幅値が判定電圧に一致するタイミングがなくなるといった極端なケースが生じにくくなり、判定処理に失敗する可能性を抑止できる。
このような比較処理を行う具体的な回路構成は図１４に示したとおりであり、駆動タイミング設定回路１１３は、コンパレーターＣＯと、３段のインバーター回路ＩＶ１〜ＩＶ３と、ＮＡＮＤ回路ＮＡとを含む。なお、インバーター回路の段数を変更する等、駆動タイミング設定回路１１３の構成は種々の変形実施が可能である。コンパレーターＣＯの反転入力端子には１次側共振信号ＳＷが入力され、非反転入力端子には、基準電圧に基づく電圧が入力される。非反転入力端子への入力は、例えばＡＧＮＤ−α（Ｖ）であり、αは一例としては０．１Ｖ等である。ＮＡＮＤ回路ＮＡには、コンパレーターＣＯの出力そのものと、当該出力に３段のインバーター回路ＩＶ１〜ＩＶ３を介した信号とが入力される。
図１５に各信号の時間変化波形例を示す。共振波形（１次側共振信号ＳＷ）が図１５のＧ１である場合、コンパレーターＣＯの出力はＧ２となる。つまり共振波形の電圧値が、判定電圧を下回る期間でハイレベルとなる信号がコンパレーターＣＯから出力される。また、３段のインバーター回路ＩＶ１〜ＩＶ３を介することで、Ｇ２に示した信号は所与の時間だけ遅延が生じるとともに反転され、Ｇ３に示した信号となる。ＮＡＮＤ回路ＮＡには、Ｇ２とＧ３の信号が入力されるため、その出力はＧ４となる。つまり、図１４に示した回路を用いることで、駆動タイミングでローレベルとなり、他のタイミングでハイレベルとなる信号、すなわち駆動タイミング信号の反転信号が出力される。駆動タイミングの長さは、インバーター回路ＩＶ１〜ＩＶ３の遅延時間により設定されることになる。ただし、図１４のＴｒ１に示したように、トランジスターがＰ型であれば、Ｇ４の信号をそのまま入力すれば（或いは偶数回反転して入力すれば）、駆動タイミングにおいてトランジスターをオンにすることができる。その意味から、広義にはＧ４の反転信号と、Ｇ４の信号そのものの両方を本実施形態における駆動タイミング信号と考えてもよい。
Ｇ４に示した信号を第１のトランジスターＴｒ１に出力することで、駆動パルス信号（電流パルス）は図１５のＧ５に示した信号となる。Ｇ１とＧ５の比較からわかるように、共振回路２００には、共振の１周期に１回、所定量だけの電流が供給されることになり、連続的な電流供給を行う場合に比べて少ない電流により共振を維持することが可能になる。
２．３ 電流パルスの電流値制御
以上では、駆動電流の電流値の制御、及び駆動信号の出力タイミングに対応する駆動タイミングの制御の２つについて説明した。しかし、これらの制御はそれぞれ独立に行われるものに限定されず、その両方を組み合わせることが可能である。
図１６に具体的な回路構成例を示す。なお、図１０や図１４と同様の構成については同じ符号を付し、詳細な説明は省略する。図１６からわかるように、駆動回路１１１は図１０と同様に電流源と、当該電流源の電流供給のオンオフを制御する第１のトランジスターとの組を複数有する。これにより、図１０を用いて上述した例と同様に、スイッチ素子１２１のオン期間、オフ期間に合わせて電流値を制御することが可能になる。
その際、第１のトランジスターのうちの１つ（図１６ではＴｒ１−１）のゲートノードに供給される信号は、駆動タイミング設定回路１１３の出力の反転信号と、ブースト信号のＮＡＮＤ出力となる。Ｔｒ１−１がＰ型トランジスターであることを考慮すれば、Ｔｒ１−１は、駆動タイミング信号がハイレベルであり（駆動タイミングであり）、且つブースト信号がハイレベルである場合にオンとなり、電流源ＩＳ１からの電流をカレントミラー回路ＣＭに出力する。
同様に、Ｔｒ１−２のゲートノードには、駆動タイミング設定回路１１３の出力の反転信号と、オン信号のＮＡＮＤ出力が供給され、Ｔｒ１−３のゲートノードには、駆動タイミング設定回路１１３の出力の反転信号と、オフ信号のＮＡＮＤ出力が供給される。
このような回路構成とすることで、ブースト制御が行われる期間、すなわち上述したようにオン期間の開始期間では、電流源ＩＳ１からの電流に基づいて、振幅値が相対的に大きい間欠的な駆動電流（電流パルス）が共振回路２００に出力される。また、オン制御が行われる期間、すなわち上述したようにオン期間の開始期間以降の期間では、電流源ＩＳ２からの電流に基づいて、振幅値が中程度である間欠的な駆動電流（電流パルス）が共振回路２００に出力される。また、オフ制御が行われる期間、すなわち上述したようにオフ期間では、電流源ＩＳ３からの電流に基づいて、振幅値が相対的に小さい間欠的な駆動電流（電流パルス）が共振回路２００に出力される。
以上のようにすることで、電流値という観点からの省電力と、時間軸での省電力の両方を併用することができるため、さらなる消費電力の低減が可能になる。
図１７、図１８に具体的な信号の時間変化波形の例を示す。図１７のＨ１がデータ信号の波形、Ｈ２が１次側共振信号ＳＷと駆動タイミング信号の波形、Ｈ３が駆動電流の波形、Ｈ４が共振信号ＡＩＮの波形、Ｈ５が出力信号ＡＯＵＴの波形である。また、図１８のＩ１〜Ｉ５についても、同様にデータ信号、１次側共振信号及び駆動タイミング信号、駆動電流、共振信号、出力信号の並びとなっている。
Ｈ１に示すように、図１７ではＨ１１に示したタイミングでデータ信号がローレベルからハイレベルに切り替わっている。Ｈ２のうち、Ｈ２１が１次側共振信号ＳＷを表し、Ｈ２２が駆動タイミング信号を表す。Ｈ２１は、Ｈ１１以前の期間（オフ期間）では振幅が小さく、Ｈ１１以降の期間（オン期間）では振幅が大きい。しかしいずれの場合であっても、１次側共振信号ＳＷの振幅は充分であるため、判定電圧を下回る期間が存在し、Ｈ２２に示したように１周期に１回、駆動タイミング信号がハイレベルとなる期間（駆動タイミング）が存在する。
Ｈ３とＨ２２の比較からわかるように、駆動電流は駆動タイミング信号がハイレベルとなるタイミングで電流パルスとして出力される。この際、電流パルスの電流値は、データ信号（Ｈ１）に応じて変化する。具体的には、オフ期間（Ｈ３１）では、電流値が相対的に小さく、ブースト期間であるオン期間の開始期間（Ｈ３２）では電流値が相対的に大きい。それに対して、オン期間のうち開始期間以降の期間（Ｈ３３）では、電流値は中間的な値となる。
共振信号（Ｈ４）の大きさは１次側共振信号（Ｈ２１）に対応するものであり、出力信号（Ｈ５）は、共振信号をデータ信号（Ｈ１）で変調した信号となる。この点については上述したとおりであるため詳細な説明は省略する。
また、Ｉ１に示すように、図１８ではＩ１１に示したタイミングでデータ信号がハイレベルからローレベルに切り替わっている。そのため、１次側共振信号（Ｉ２１）は、Ｉ１１以降の期間では、Ｉ１１以前の期間に比べて振幅が減衰していく。ただし、この場合にも１次側共振信号ＳＷの振幅は充分であるため、判定電圧を下回る期間が存在し、Ｈ２２と同様に１周期に１回、駆動タイミング信号がハイレベルとなる（Ｉ２２）。
駆動電流（Ｉ３）の電流値は、オン期間のうち開始期間以降の期間（Ｉ３１）では、電流値が中程度であり、オフ期間に移行すると（Ｉ３２）、電流値は相対的に小さい値となる。なお図９を用いて上述したように、オフ期間の開始期間で駆動電流の電流値をさらに小さくする（狭義にはオフとする）変形実施が可能である。
共振信号（Ｉ４）、出力信号（Ｉ５）についてはやはり上述したとおりであるため詳細な説明は省略する。
図１６に示した手法は、図１０を用いて上述した駆動電流の電流値を制御する手法に対して、駆動部１１０が、オン期間において、第１の駆動電流として複数の第１の電流パルスを出力し、オフ期間において、第２の駆動電流として複数の第２の電流パルスを出力する、という構成を追加したものと考えることができる。この場合、駆動部１１０は、第１の電流パルス及び第２の電流パルスの少なくとも一方の電流値を制御することになる。さらに言えば、駆動部１１０は、電流源（ＩＳ１〜ＩＳ３）及びトランジスター（Ｔｒ１−１〜Ｔｒ１−３）により、第１の電流パルス及び第２の電流パルスを出力する。
３．起動制御
次に共振の起動時の制御について説明する。図５等に示した構成では、スイッチ素子１２１がオンとなっている場合、共振回路２００から共振信号ＡＩＮが入力される入力ノードＮＡＩＮと、出力信号ＡＯＵＴの出力ノードＮＡＯＵＴとが接続される。そのため、ＮＡＯＵＴの先に何らかの負荷が接続された場合、当該負荷も共振回路２００での駆動対象となってしまう。なお負荷の接続とは、ＡＯＵＴの出力端子が他の回路装置等と物理的に接触することで当該他の回路装置の素子が当該出力端子に接続される場合もあるし、無接点電力伝送のように、非接触状態で電磁誘導等により干渉し合う場合もある。
いずれにせよ、ＮＡＯＵＴの先に重い負荷、例えば容量の大きいキャパシターが接続された場合、共振では当該キャパシターの存在を考慮しなくてはならない。例えば当該キャパシターがない場合であれば充分な振幅での共振を維持できる電流を供給していたとしても、当該キャパシターが接続されることで、上記電流では共振信号（１次側共振信号ＳＷ、及び共振信号ＡＩＮ）の振幅が減衰する可能性があり、場合によっては共振自体が停止してしまう。
つまり、回路装置１００では、共振が停止した場合に再起動を行う制御が必要となる。特に、図１４〜図１８に示すように共振波形（１次側共振信号ＳＷ）を監視し、監視結果に基づいて電流を供給することで共振回路２００の共振を維持する手法を用いる場合、出力側に高い負荷が接続されることで１次側共振信号ＳＷの振幅が小さくなる。そのため、１次側共振信号ＳＷの電圧と所与の判定信号との比較結果が、駆動電流を出力するための条件を満たさない場合が出てくる。例えば、１次側共振信号ＳＷでの電圧がＡＧＮＤ−α（Ｖ）以下となる期間が存在しないことで、駆動タイミング信号が出力されない（図１５のＧ４が常時ハイレベルとなる）ことがある。そのため、図１４〜図１８の手法では、高負荷接続時には共振が停止し、且つそのままでは共振を再開することができない。つまり、図１２、図１３に示したコルピッツ共振回路等の従来手法であれば、常時駆動信号が供給されるため、共振が停止しない、或いは一時的に停止したとしても明確な再起動制御が必要ないのに対して、図１４〜図１８の構成では再起動が重要となる。
起動制御を行う回路装置１００は、図１に示したように、共振回路２００に対して駆動信号を出力する駆動部１１０と、制御部１４０を含む。そして、制御部１４０は、共振回路２００の共振を起動する起動期間において、起動信号（イネーブル信号ＥＮ）を出力して、駆動部１１０による共振回路２００の共振を起動させる。さらに、共振回路２００の共振状態を監視し、共振回路２００の起動後に共振回路２００の共振の停止が検出された場合に、起動信号を再出力する。
このようにすれば、最初の起動（回路装置１００の起動時の共振の起動）を行うだけでなく、共振状態を監視した上で、必要に応じて共振の再起動を行うことが可能になる。そのため、高い負荷がＡＯＵＴの出力端子の先に接続された場合等、共振が停止してしまった場合にも、再度共振を開始し、信号出力を再開することが可能になる。
その際、起動期間において、信号出力部１２０のスイッチ素子１２１をオフにするとよい。上述したように、共振を停止させる要因としては、スイッチ素子１２１の先（回路装置１００の出力信号ＡＯＵＴの出力端子）に高い負荷が接続されることが考えられる。そのため、起動信号を出力して共振を起動しようとしても、高い負荷が接続されたままでは共振回路２００は当該負荷まで含めて共振を行わなければならず、安定して共振させることが難しい。
その点、起動期間（最初の起動を行う期間、及び再起動を行う期間の両方を含む）にスイッチ素子１２１をオフにすれば、共振回路２００とＡＯＵＴの出力端子とが非接続となるため、出力端子に高い負荷が接続されていたとしても、当該負荷は共振回路２００の共振に影響を与えることがなく、安定した共振（発振）が可能となる。そして、共振完了後、スイッチ素子１２１をオンにすればよい。
なお、スイッチ素子１２１のオン期間への切り替わり時に、ＡＯＵＴの出力端子に高い負荷が接続されていれば、そのタイミングで再度共振が停止してしまう可能性があるが、本実施形態ではそれを許容する。その場合にも、制御部１４０の共振波形の監視により、再度スイッチ素子１２１のオフ、起動信号の送信、駆動部１１０による共振の起動、というシーケンスにより安定して共振の再起動が行われる。
ここでの「高い負荷」とは、共振に影響を与える程度に大きいものを想定している。つまり、回路装置１００の設計上、当該負荷は通常動作時（例えば信号出力部１２０から意味のあるデータを送信している時）に接続されるものとは考えていないイレギュラーな負荷である。そのようなイレギュラーな負荷が接続されるタイミングで、共振が停止したとしても、本実施形態に係る回路装置１００では問題とならず、当該負荷の接続が解除された際に、共振回路２００が共振していればよい。すなわち、共振が停止したときには一旦スイッチ素子１２１をオフとして共振の再起動を行えばよく、スイッチ素子１２１を再度オンにしたときに高負荷の接続が継続されているか、解除されているかは再起動シーケンスにおいては、特に考慮する必要はないと言える。
例えば、本実施形態に係る回路装置１００を含む電子機器が、外部に露出する導電部材を含み、当該導電部材を送信データの受信側の機器に接触させることで、情報の送受信を行う場合を考える。上記部材は、電子機器の内部で回路装置のＡＯＵＴの出力端子と接続される。この場合、上記部材は電子機器外部に露出する関係上、ユーザーが指等を接触させる可能性があり、その場合、出力端子に高い負荷が接続された状態となる。しかしこの例では、情報送信時には上記部材を受信側機器に接触させなくてはならない以上、当該部材を指で触りつつ受信側機器にも接触させるという使用態様は考えにくい。つまり、情報送信時には上記部材からは指は離れている、ということをある程度前提とできるため、上述した制御を行えば適切な情報送信を実現可能である。
図１９に、上記起動制御を実現する具体的な回路構成例を説明する。図１９に示したように、駆動部１１０は、制御部１４０により制御される起動制御回路１１５を含む。また、駆動回路１１１は、起動制御回路１１５により起動期間でオンにされる起動用トランジスターＴｒ５を有し、駆動回路１１１は、起動用トランジスターＴｒ５がオンとなることで生成された起動電流パルスを駆動パルス信号として出力する。
起動制御回路１１５は、例えば図１９に示したようにＳ−Ｒフリップフロップにより実現することが可能である。Ｓ−Ｒフリップフロップの一方の入力（Ｓ）に制御部１４０からの起動信号（イネーブル信号ＥＮ）が入力される。また、Ｓ−Ｒフリップフロップの他方の入力（Ｒ）には、駆動タイミング設定回路１１３の出力（駆動タイミング信号、或いはその反転信号）を入力する。図１４等を用いて上述したように、駆動タイミング設定回路１１３では、１次側共振信号ＳＷの電圧と、所与の判定電圧との比較結果を表す信号を出力する。そのため、駆動タイミング設定回路１１３は、共振が適切に行われ１次側共振信号ＳＷの振幅がある程度大きい場合にパルス信号を出力し、共振が行われていない場合には一定値を出力することになる。
つまり、図１９に示した起動制御回路１１５は、起動信号が入力された場合にＳｅｔスイッチがオンにされ、共振波形（狭義には１次側共振信号ＳＷ）の振幅が十分大きくなった場合にＲｅｓｅｔスイッチがオンにされるＳ−Ｒフリップフロップとなる。これに伴い、Ｓ−Ｒフリップフロップの出力がゲートノードに供給される起動用トランジスターＴｒ５は、起動信号の入力後、共振信号の振幅が十分大きくなるまでの間、オンとなり、起動パルス電流を出力する。言い換えれば、本実施形態における起動期間とは、起動信号の入力後、共振信号の振幅が十分大きくなるまでの期間に対応する。
図２０に具体的な波形の例を示す。図２０のＫ１が基準電圧（ＡＧＮＤ）、Ｋ２が１次側共振信号ＳＷ、Ｋ３が起動制御回路１１５の出力、Ｋ４が駆動タイミング信号を表す。図２１のＫ５に対応するタイミングで制御部１４０から起動信号が入力され、それにより起動制御回路１１５（Ｓ−Ｒフリップフロップ）の出力が変化し、起動用トランジスターＴｒ５がオンとなる。それにより、起動パルス電流が共振回路２００に供給され、Ｋ２に示したように共振が開始される。ある程度共振波形の振幅が大きくなったタイミング（図２１ではＫ６）で起動パルス電流がオフ（起動用トランジスターＴｒ５がオフ）にされ、それ以降は、図１４等を用いて上述したように駆動タイミング設定回路１１３からの駆動タイミング信号に基づいて、駆動回路１１１は電流源ＩＳからの電流パルスを共振回路２００に出力する。図２０の例からわかるように、ここでの起動パルス電流は、共振信号の振幅をある程度大きくできる信号、具体的には共振信号の振幅が、駆動タイミング設定回路１１３でのコンパレーターＣＯの比較における判定電圧を超えるような駆動ができる信号であればよい。そのような条件が満たされれば、それ以降の共振回路２００の駆動は、図１４等を用いて上述した構成により実現可能である。
なお、本実施形態の回路装置１００の構成は図１９に限定されず、種々の変形実施が可能である。例えば、図１９では、起動時に用いる起動用トランジスターＴｒ５と、通常動作時に用いるトランジスター（狭義には第１のトランジスターＴｒ１）を異なるものとしたが、これらを共通化してもよい。言い換えれば、起動時にも図１６等を用いて上述した構成により、駆動信号を出力することが可能である。
ただし、起動に用いられる起動パルス電流の電流値は、通常動作に用いられる電流パルスの電流値以上であることが望ましい。起動時には振幅が０の状態からある程度大きい状態まで変化させる必要があるところ、このような電流値とすることで、比較的短い時間で共振の起動が可能になるためである。よって、図１６の構成では充分な電流値を確保できない場合等には、図１９に示したように、駆動回路１１１は電流源ＩＳとトランジスター（第１のトランジスターＴｒ１）を含む通常動作用の構成と、起動用の構成とを別途有することが望ましい。
また、起動制御回路１１５は、図１９の構成ではなく、よりシンプルな構成でも実現可能である。図１９において、駆動タイミング設定回路１１３の出力をＲｅｓｅｔ入力としているのは、駆動パルス電流の立ち下がりタイミング（図２０のＫ６）と、１次側共振信号ＳＷと基準電圧（ＡＧＮＤ）とのクロスタイミング（図２０のＫ７）が一致した場合に、共振が停止することがあるという実験結果が得られたためである。駆動タイミング設定回路１１３では、１次側共振信号ＳＷとの比較に用いられる判定電圧は、基準電圧とは異なる（ＡＧＮＤ−α）ものを想定しているため、当該比較結果に基づく信号をＲｅｓｅｔ入力とすれば、駆動パルス電流の立ち下がりタイミングでの１次側共振信号ＳＷの電圧値はＡＧＮＤと一致しないものとできる。
つまり、駆動パルス電流の立ち下がりタイミングと、１次側共振信号と基準電圧（ＡＧＮＤ）とのクロスタイミングが一致しない、という条件を満たせるのであれば、起動制御回路１１５は異なる構成であってもよい。例えば、起動パルス電流のパルス幅を所与の固定値とし、当該固定値を１次側共振信号ＳＷの半波長と明確に異なる長さとなるように設定してもよい。この場合、起動制御回路１１５は、起動信号の入力に対応して立ち上がり、上記固定値のパルス幅の駆動パルス電流を出力するための信号を生成すればよいため、図１９のようにＳ−Ｒフリップフロップを用いるまでもない。
また、制御部１４０における共振状態の監視は種々の手法により実現可能である。具体的には、１次側共振信号ＳＷの電圧レベル等を監視してもよいし、共振信号ＡＩＮの電圧レベル等を監視してもよい。或いは、共振信号に基づくクロック信号ＣＫがあれば当該クロック信号ＣＫを監視してもよい。
例えば、制御部１４０は図４に示したように、共振回路２００からの信号に基づき生成されたクロック信号ＣＫをウォッチドッグタイマー１４１により検出することで、共振回路２００の共振状態を監視してもよい。ウォッチドッグタイマー１４１では、規則的なウォッチドッグ動作が行われなかった場合、ここではクロック信号ＣＫの入力が行われなかった場合にタイムアウトとなり例外処理を実行する。つまり、当該例外処理として起動信号（イネーブル信号ＥＮ）の出力を行うことで、上記起動制御を実行させることが可能になる。
なお、クロック信号ＣＫを生成する回路を専用に設けてもよいが、上述してきたように、駆動タイミング設定回路１１３は、駆動タイミング信号を生成するために１次側共振信号ＳＷ（１次コイルＬ１のうち、ＡＧＮＤが供給される側とは異なる端部の電圧）と判定電圧との比較をしている。そして、駆動タイミング信号は、１次側共振信号ＳＷの振幅がある程度大きい場合に出力され、且つ共振信号の１周期に１クロックの頻度となるクロック信号である。つまり、図１９に示したように、駆動タイミング設定回路１１３の出力をクロック信号ＣＫとすることが可能である。その場合、図２１に示したように、駆動部１１０（具体的には駆動タイミング設定回路１１３）によりクロック信号ＣＫが生成され、制御部１４０では、当該クロック信号を取得してウォッチドッグタイマー１４１で監視することで、共振状態の監視を実行する。
なお、本実施形態の起動制御に係る回路装置１００は、共振回路２００の駆動制御を行う駆動部１１０と、共振回路２００からの共振信号ＡＩＮが入力される入力ノードＮＡＩＮと、共振信号ＡＩＮに基づく出力信号ＡＯＵＴの出力ノードＮＡＯＵＴと、入力ノードＮＡＩＮと出力ノードＮＡＯＵＴとの間に設けられるスイッチ素子１２１を有する信号出力部１２０と、を含み、駆動部１１０が共振回路２００の共振を起動する起動期間において、信号出力部１２０のスイッチ素子１２１がオフになる回路装置であると捉えることも可能である。このような構成により、出力信号ＡＯＵＴの出力ノードＮＡＯＵＴに高負荷が接続されているか否かによらず、安定して共振の起動を行う回路装置１００を実現することが可能である。
また、本実施形態の手法は、共振回路２００を駆動する回路装置であって、共振回路２００の共振を起動する起動期間において、起動信号を出力して、共振回路２００の共振を起動させ、共振回路２００の共振状態を監視し、共振回路２００の起動後に共振回路２００の共振の停止が検出された場合に、起動信号を再出力する回路装置に適用することもできる。
４．電子機器等
以上では回路装置について説明を行ったが、本実施形態の手法は回路装置に限定されるものではなく、上記の回路装置を含む電子機器に適用することも可能である。本実施形態に係る電子機器は種々の形態が考えられる。図２２に電子機器の構成例を示す。電子機器は、上述した回路装置１００と、共振回路２００と、処理部３００と、出力部４００を含んでもよい。処理部３００は、電子機器における種々の処理を行うものであり、例えば回路装置１００の制御を行ってもよい。処理部３００は、例えば種々のプロセッサーにより実現できる。出力部４００は、回路装置１００の信号出力部１２０からの出力信号ＡＯＵＴを出力する。この出力部４００は、後述するようにアンテナやコイル、導電部材等、種々の構成により実現可能である。
例えば、本実施形態に係る電子機器は、図７を用いて上述したように、データ信号（ベースバンド信号）と、共振回路２００からの信号（搬送波）とを用いて生成した変調信号（変調波形）を他の機器に対して送信する電子機器であってもよい。特に、上述した省電力を実現する構成は、バッテリーにより動作可能する電子機器との親和性が高く、本実施形態に係る電子機器は小型軽量な機器であってもよい。
例えば、上記データ信号として、ユーザーによる操作に基づく信号を用いるものとすれば、本実施形態に係る電子機器としてリモートコントローラー等の機器を実現することが可能である。具体的には、自動車等で広く用いられているキーレスエントリーモジュール等であってもよい。キーレスエントリーモジュールは、アンテナを用いた無線通信により移動体（車体）と通信を行い、移動体側ではキーレスエントリーモジュールからの信号に基づいて、ドアやトランクの解錠施錠、ライトの点灯消灯等を制御する。キーレスエントリーモジュールには、一般的にボタン等の操作部が設けられており、ユーザーが当該操作部を操作すると、その操作情報が無線通信によって車体側に通知される。つまり、本実施形態の回路装置１００を含む電子機器としてキーレスエントリーモジュールを実現する場合、回路装置１００はユーザーの操作情報をデータ信号として取得し、駆動部１１０により共振回路２００を駆動して搬送波を生成し、データ信号と搬送波により生成した変調信号をアンテナを介して車体に対して送信すればよい。
また、上述したように、データ送信はアンテナを介して送信するものには限定されず、導電部材を接触させる形態であってもよいし、コイル等の素子を電子機器の表面に設け、電磁誘導を用いて送信する形態であってもよい。例えば、本実施形態に係る電子機器は電子ペンのような機器であってもよい。電子ペンは例えばＰＣ等のコンピューターにおける入力機器として用いられるものであり、例えばタブレット（位置検出装置）と組にして用いられる。
具体的には、電子ペンを用いてタブレットの所与の位置を指示する（タブレットの所与の位置をペン先等でタッチする、或いは所与の位置にペン先等を近づける等の操作を行う）と、タブレットは指示位置を検出し、その座標をコンピューターに対して出力する。タブレットの構成は種々考えられるが、例えば縦方向（Ｘ軸）及び横方向（Ｙ軸）の長さに対して、厚み方向（Ｚ軸）の長さが短い、薄い板状のデバイスであってもよい。そしてタブレットは、Ｘ方向に並ぶ複数のループコイルと、Ｙ方向に並ぶ複数のループコイルを含む。すなわち、タブレットはＸＹ平面に沿った方向においてアレイ状に配置されたループコイル群を有する。
電子ペンでは、例えばペン先に対して、図７に示した変調信号を出力する。そのため、ペン先をタブレットに近づけた場合、タブレット側ではペン先に近い位置のループコイルでの検出信号が、ペン先から相対的に遠い位置のループコイルの検出信号に比べて大きくなる。そのため、例えばタブレット側の検出回路において、複数のループコイルの各コイルの検出信号レベルを走査する処理を行い、最も検出信号の大きいループコイルを特定すれば、特定されたループコイルに対応する位置が電子ペンにより指示されたことを特定できる。すなわち、タブレットを位置検出装置として利用することが可能になる。
この場合、本実施形態に係る電子機器である電子ペンでは、出力ノードＮＡＯＵＴから出力される変調信号（出力信号ＡＯＵＴ）が、タブレットのループコイルに対して送信されるような構成を取ればよい。一例としては、電子ペンはペン先に相当する位置に送信用コイルを含み、出力ノードからの変調信号は当該送信用コイルに対して出力されてもよい。この場合、電子ペンのペン先と、タブレットのうちの所与のループコイルの距離がある程度近くなれば、送信用コイルが１次側コイル、ループコイルが２次側コイルとして機能し、電磁誘導により変調信号がタブレット側に送信されることになる。すなわち電磁誘導方式の位置検出装置を実現可能となる。
この際、単純な位置だけではなく筆圧等の情報を電子ペンからタブレットに対して送信してもよい。例えば電子ペンはペン先（芯）に可変容量コンデンサーを含んでもよい。この可変容量コンデンサーは芯に対する押圧の大きさに応じてその容量が変化するものである。そのため、ここでの容量変化を検出することで、電子ペンは筆圧の情報を検出可能となる。
そして、当該筆圧等の情報は、上記データ信号ＤＡＴＡの値として変調信号を用いてタブレットに対して送信され、さらにＰＣ等のコンピューターに送信され、線の描画等の際に用いられる。位置検出、情報送信のシーケンスは種々考えられるが、例えば一定期間を単位として、まず位置検出処理を行い、その後筆圧等の情報を送信するという２つのフェーズを有してもよい。一例としては、まず位置検出フェーズでは、一定期間、変調を行わずに、共振回路２００の２次側出力（共振信号ＡＩＮ）をそのままペン先から送信する。これは、上記一定期間の相当するビット数分だけ、値が１となるデータ信号を送信することと同義である。そして、その後、筆圧の検出精度に応じたビット数分だけのデータ信号を変調して送信する。例えば、２５６段階での筆圧検知を行う場合であれば、少なくとも８ビットのデータ信号を変調して送信すればよい。なお、ここで送信される情報は筆圧だけに限定されず、電子ペンの充電状況の情報等、他の情報を含んでもよい。
或いは、電子ペンの先端に導電体の芯（導電芯）を設けて、当該導電芯に対して出力ノードから出力される変調信号を印加してもよい。当該導電芯をタブレット表面に接触させることで、変調信号をタブレットに対して送信する。なお、この場合の位置検出は広く知られた静電容量結合方式を用いることができる。
また、ここでは本実施形態に係る電子機器の例としてキーレスエントリーモジュール及び電子ペンについて説明したが、本実施形態の手法は上述してきた回路装置を含む種々の電子機器に適用することが可能である。
なお、以上のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また回路装置、電子機器の構成、動作も本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。
１００…回路装置、１１０…駆動部、１１１…駆動回路、
１１３…駆動タイミング設定回路、１１５…起動制御回路、１２０…信号出力部、
１２１…スイッチ素子、１２３…レベルシフター、１３０…基準電圧生成部、
１４０…制御部、１４１…ウォッチドッグタイマー、１４３…共振イネーブル制御部、
１４５…データ出力制御部、１５０…記憶部、１６０…整流回路、２００…共振回路、
３００…処理部、４００…出力部、ＡＩＮ…共振信号、ＡＯＵＴ…出力信号、
ＣＫ…クロック信号、ＣＭ…カレントミラー回路、ＣＯ…コンパレーター、
ＤＡＴＡ…データ信号、ＤＩＳ…回路、ＩＳ１-ＩＳ３…電流源、
ＩＶ１-ＩＶ３…インバーター回路、Ｌ１…１次コイル、Ｌ２…２次コイル、
ＮＡ…ＮＡＮＤ回路、Ｏｐ…オペアンプ、ＳＷ…１次側共振信号、
Ｔｒ１−Ｔｒ４、Ｔｒ５…起動用トランジスター

Claims (10)

  1. 共振回路の駆動制御を行う駆動部と、
    前記共振回路からの共振信号が入力される入力ノードと、前記共振信号に基づく出力信号を出力する出力ノードと、前記入力ノードと前記出力ノードとの間に設けられるスイッチ素子と、を有する信号出力部と、
    を含み、
    前記駆動部は、
    前記スイッチ素子のオン期間での第１の駆動電流、及び前記スイッチ素子のオフ期間での第２の駆動電流のうち、少なくとも前記第２の駆動電流を制御し、
    前記駆動部は、
    前記オフ期間の開始期間では、前記オフ期間のうちの前記開始期間以外の期間に比べて、前記第２の駆動電流の電流値を小さくする制御を行うことを特徴とする回路装置。
  2. 請求項１において、
    前記駆動部は、
    前記オフ期間の前記開始期間では、前記第２の駆動電流をオフにする制御を行うことを特徴とする回路装置。
  3. 共振回路の駆動制御を行う駆動部と、
    前記共振回路からの共振信号が入力される入力ノードと、前記共振信号に基づく出力信号を出力する出力ノードと、前記入力ノードと前記出力ノードとの間に設けられるスイッチ素子と、を有する信号出力部と、
    を含み、
    前記駆動部は、
    前記スイッチ素子のオン期間での第１の駆動電流、及び前記スイッチ素子のオフ期間での第２の駆動電流のうち、少なくとも前記第２の駆動電流を制御し、
    前記駆動部は、
    電流源と、
    前記電流源からの電流が供給され、駆動タイミング信号によって制御されるトランジスターと、
    を含み、
    前記駆動部は、
    前記電流源及び前記トランジスターにより、前記オン期間において、前記第１の駆動電流として複数の第１の電流パルスを出力し、前記オフ期間において、前記第２の駆動電流として複数の第２の電流パルスを出力し、
    前記駆動部は、
    前記第１の電流パルス及び前記第２の電流パルスのうち、少なくとも前記第２の電流パルスの電流値を制御することを特徴とする回路装置。
  4. 共振回路の駆動制御を行う駆動部と、
    前記共振回路からの共振信号が入力される入力ノードと、前記共振信号に基づく出力信号を出力する出力ノードと、前記入力ノードと前記出力ノードとの間に設けられるスイッチ素子と、を有する信号出力部と、
    基準電圧生成部と、
    整流回路と、
    を含み、
    前記駆動部は、
    前記スイッチ素子のオン期間での第１の駆動電流、及び前記スイッチ素子のオフ期間での第２の駆動電流のうち、少なくとも前記第２の駆動電流を制御し、
    前記共振回路は、１次コイルと２次コイルを有し、
    前記基準電圧生成部は、
    前記１次コイルの一端に、１次側共振信号の基準電圧を出力し、
    前記駆動部は、
    前記１次コイルの他端に、前記駆動電流を出力し、
    前記整流回路は、
    前記共振回路の前記１次コイル及び前記２次コイルによって、前記１次側共振信号が昇圧された信号である前記共振信号から、前記スイッチ素子の電源電圧用の整流信号を生成することを特徴とする回路装置。
  5. 請求項４において、
    前記スイッチ素子は、
    前記整流回路からの前記整流信号を低電位側電源電圧を基準とした信号にレベルシフトした信号と、制御部からのスイッチング信号とに基づいて動作することを特徴とする回路装置。
  6. 請求項１乃至５のいずれかにおいて、
    前記信号出力部は、
    前記共振回路の前記共振信号を送信データに基づいて変調し、前記出力信号として変調信号を出力する変調部であり、
    前記オン期間は、前記送信データが第１の論理レベルである期間であり、
    前記オフ期間は、前記送信データが第２の論理レベルである期間であることを特徴とする回路装置。
  7. 請求項１乃至６のいずれかにおいて、
    前記駆動部は、
    前記第２の駆動電流の電流値が、前記第１の駆動電流の電流値に比べて小さくなるように前記共振回路の前記駆動電流を制御することを特徴とする回路装置。
  8. 請求項７において、
    前記電流値の設定値を記憶する記憶部をさらに含むことを特徴とする回路装置。
  9. 請求項１乃至８のいずれかにおいて、
    前記駆動部は、
    前記オン期間の開始期間では、前記オン期間のうちの前記開始期間以外の期間に比べて、前記第１の駆動電流の電流値を大きくする制御を行うことを特徴とする回路装置。
  10. 請求項１乃至９のいずれかに記載の回路装置を含むことを特徴とする電子機器。
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