KR102512265B1

KR102512265B1 - 전원 공급 장치

Info

Publication number: KR102512265B1
Application number: KR1020200075906A
Authority: KR
Inventors: 손영훈; 박세홍; 엄세훈
Original assignee: 인투코어테크놀로지 주식회사
Priority date: 2019-03-05
Filing date: 2020-06-22
Publication date: 2023-03-21
Also published as: KR20200077491A

Abstract

본 발명은 전원 공급 장치에 관한 것이다. 본 발명의 전원 공급 장치는 직류 전원을 교류 전원으로 변환하는 인버터, 교류 전원을 부하에 공급하는 임피던스 정합 회로, 그리고 인버터가 교류 전원을 출력하는 파워링 구간 및 인버터가 교류 전원을 출력하지 않는 프리휠링 구간의 배치를 조절하여, 인버터가 임피던스 정합 회로를 통해 부하로 공급하는 전력량을 조절하는 제어기를 포함한다.

Description

전원 공급 장치{POWER SUPPLYING DEVICE}

본 발명은 전자 또는 전기 장치에 관한 것으로, 더 상세하게는 전원 공급 장치 및 부하에 전원을 공급하는 방법에 관한 것이다.

생활 또는 산업 현장에서 사용되는 다양한 전자 또는 전기 장치들은 전원을 필요로 한다. 전자 또는 전기 장치들의 목적, 특성, 또는 사용 환경에 따라, 전자 또는 전기 장치들은 서로 다른 형태의 전원을 필요로 할 수 있다. 전자 또는 전기 장치들 중에서 특히 유도 결합형 플라스마(ICP, Inductively Coupled Plasma) 장치는 높은 전력 및 높은 주파수를 갖는 교류 전원을 필요로 한다.

유도 결합형 플라스마 장치의 동작을 정밀하기 제어하기 위하여, 유도 결합형 플라스마 장치에 공급되는 전력량 또는 전류량이 제어되어야 한다. 유도 결합형 플라스마 장치에 공급되는 전력량 또는 전류량을 조절하기 위한 다양한 방법들이 연구되어 왔다. 그러나 대부분의 방법은 전원 공급 장치의 복잡도나 부피 또는 가격을 증가시키거나 또는 전원 공급 장치에 고주파 스위칭 잡음을 유발하거나 스트레스를 인가하여 전원 공급 장치의 오작동을 유발해 신뢰도를 떨어뜨리고 수명을 크게 감소시킨다. 따라서, 복잡도를 증가시키지 않고, 고주파 스위칭 잡음을 발생하지 않으며 그리고 스트레스를 유발하지 않는 전원 공급 장치 및 전원을 공급하는 방법에 대한 연구가 요구되고 있다.

본 발명의 목적은, 복잡도를 증가시키지 않고, 고주파 스위칭 잡음 및 스트레스를 유발하지 않는 향상된 성능의 전원 공급 장치 및 전원을 공급하는 방법을 제공하는 데에 있다.

본 발명의 실시 예에 따른 전원 공급 장치는 직류 전원을 교류 전원으로 변환하는 인버터; 상기 교류 전원을 부하에 공급하는 임피던스 정합 회로; 그리고 상기 인버터가 상기 교류 전원을 출력하는 파워링(powering) 구간 및 상기 인버터가 상기 교류 전원을 출력하지 않는 프리휠링(freewheeling) 구간의 배치를 조절하여, 상기 인버터가 상기 임피던스 정합 회로를 통해 상기 부하로 공급하는 전력량을 조절하는 제어기를 포함한다.

실시 예로서, 상기 인버터가 공급하는 상기 전력량이 목표 전력량보다 크면, 상기 제어기는 상기 프리휠링 구간이 증가하도록 상기 인버터를 제어한다.

실시 예로서, 상기 인버터가 공급하는 상기 전력량이 목표 전력량보다 작으면, 상기 제어기는 상기 프리휠링 구간이 감소하도록 상기 인버터를 제어한다.

실시 예로서, 상기 제어기는 상기 인버터가 공급하는 상기 전력량이 목표 전력량과 같아질 때까지, 상기 프리휠링 구간을 단계적으로 증가 또는 감소시킨다.

실시 예로서, 상기 제어기는 상기 인버터가 공급하는 상기 전력량과 목표 전력량의 차이를 검출하고, 상기 인버터가 공급하는 상기 전력량이 목표 전력량과 같아지도록 상기 검출된 차이에 따라 만큼 상기 프리휠링 구간을 조절한다.

실시 예로서, 상기 제어기는 상기 인버터가 공급하는 상기 전력량과 목표 전력량의 차이를 에러값으로 계산하고, 현재 에러값, 이전 에러값들, 그리고 비례-미분-적분(PID, Proportional Integral Derivation) 계수들을 이용하여 상기 프리휠링 구간을 조절한다.

실시 예로서, 상기 제어기는 상기 프리휠링 구간의 길이를 문턱값 이하로 제한한다.

실시 예로서, 상기 문턱값은 상기 임피던스 정합 회로 및 상기 부하의 품질 인자(Quality factor) 및 상기 교류 전원의 주기에 따라 결정된다.

실시 예로서, 상기 제어기는 적어도 하나의 반주기 동안 상기 교류 전원을 공급하는 파워링 셀 및 적어도 하나의 반주기 동안에 상기 교류 전원을 공급하지 않는 프리휠링 셀을 배치하여 상기 파워링 구간 및 상기 프리휠링 구간의 배치를 조절한다.

실시 예로서, 상기 제어기는 상기 파워링 셀과 상기 프리휠링 셀을 교대로 배치한다.

실시 예로서, 상기 제어기는 상기 프리휠링 셀이 연속적으로 배치되는 횟수를 문턱값 이하로 제한한다.

실시 예로서, 상기 제어기는 적어도 하나의 주기 동안 상기 교류 전원을 공급하는 파워링 셀 및 적어도 하나의 주기 동안에 상기 교류 전원을 공급하는 구간과 상기 교류 전원을 공급하지 않는 구간을 포함하는 프리휠링 셀을 배치하여 상기 파워링 구간 및 상기 프리휠링 구간의 배치를 조절한다.

실시 예로서, 상기 부하는 유도 결합 플라스마(ICP, Inductively Coupled Plasma)이다.

실시 예로서, 상기 제어기는 제1 반주기 동안 양의 전원을 공급하고, 제2 반주기 동안 전원을 공급하지 않고, 제3 반주기 동안 음의 전원을 공급하고, 그리고 제4 반주기 동안 전원을 공급하지 않도록 상기 인버터를 제어한다.

실시 예로서, 상기 제어기는 제1 반주기 동안 양의 전원을 공급하고, 제2 반주기 동안 음의 전원을 공급하고, 제3 및 제4 반주기들 동안 전원을 공급하지 않고, 제5 반주기 동안 양의 전원을 공급하고, 제6 및 제7 반주기들 동안 전원을 공급하지 않고, 그리고 제8 반주기 동안 음의 전원을 공급하도록 상기 인버터를 제어한다.

실시 예로서, 상기 인버터는, 전원 노드와 제1 출력 노드 사이에 병렬 연결된 제1 트랜지스터 및 제1 다이오드; 상기 제1 출력 노드와 접지 노드 사이에 병렬 연결된 제2 트랜지스터 및 제2 다이오드; 상기 접지 노드와 제2 출력 노드 사이에 병렬 연결된 제3 트랜지스터 및 제3 다이오드; 상기 전원 노드와 상기 제2 출력 노드 사이에 병렬 연결된 제4 트랜지스터 및 제4 다이오드; 그리고 상기 제1 출력 노드와 상기 제2 출력 노드 사이에 연결된 인덕터를 포함하고, 상기 제1 출력 노드 및 상기 제2 출력 노드는 상기 임피던스 정합 회로와 연결되고, 상기 제어기는 상기 제1 내지 제4 트랜지스터들의 게이트들의 전압들을 각각 제어한다.

실시 예로서, 상기 제어기는 상기 교류 전원의 전압과 전류의 부호가 일치하도록, 그리고 상기 인덕터를 통해 흐르는 전류의 양의 피크값과 음의 피크값이 일치하도록 상기 인버터를 제어한다.

본 발명의 실시 예에 따른 부하에 전원을 공급하는 방법은 목표 전력량을 수신하는 단계; 부하에 공급되는 전력량과 상기 목표 전력량을 비교하는 단계; 비교 결과에 따라 상기 목표 전력량과 상기 전력량이 같아지도록, 상기 부하에 상기 교류 전원을 공급하는 파워링(powering) 구간 및 상기 부하에 상기 교류 전원을 공급하지 않는 프리휠링(freewheeling) 구간을 조절하는 단계; 그리고 상기 조절된 파워링 구간 및 프리휠링 구간에 따라 상기 부하에 전원을 공급하는 단계를 포함한다.

실시 예로서, 상기 전력량이 상기 목표 전력량과 같아질 때까지, 상기 파워링 구간돠 상기 프리휠링 구간이 조절된다.

본 발명에 따르면, 전원 공급 장치의 인버터에 공급되는 스위칭 신호들의 패턴을 조절함으로써, 부하에 공급되는 전력량 또는 전류량이 조절된다. 따라서, 복잡도를 증가시키지 않고, 고주파 스위칭 잡음 및 스트레스를 유발하지 않는 향상된 성능의 전원 공급 장치 및 전원을 공급하는 방법이 제공된다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 전원 공급 시스템을 보여주는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 인버터, 임피던스 정합회로, 그리고 부하를 더 상세하게 보여준다.
도 3은 제어기가 제1 내지 제4 스위칭 신호들을 제어하는 예를 보여준다.
도 4는 제1 내지 제4 스위칭 신호들에 데드 타임이 추가되는 예를 보여준다.
도 5는 출력 전압의 주파수와 부하의 공진 주파수가 일치할 때에 시간의 흐름에 따른 출력 전압 및 출력 전류의 파형들의 예를 보여준다.
도 6은 출력 전압의 주파수가 부하의 공진 주파수보다 낮은 때에 시간의 흐름에 따른 출력 전압 및 출력 전류의 파형들의 예를 보여준다.
도 7은 도 6의 파형에 따라 출력 전압이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 천이할 때의 인버터의 동작 상태를 보여준다.
도 8은 출력 전압의 주파수가 부하의 공진 주파수보다 높은 때에 시간의 흐름에 따른 출력 전압 및 출력 전류의 파형들의 예를 보여준다.
도 9는 도 8의 파형에 따라 출력 전압이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 천이할 때의 인버터의 동작 상태를 보여준다.
도 10은 직류 전압 변환에 따라 전력을 제어하는 방법의 예를 보여준다.
도 11은 위상 변환에 따라 전력을 제어하는 방법의 예를 보여준다.
도 12는 펄스 폭 변조에 따라 제1 내지 제4 스위칭 신호들, 그리고 출력 전압이 조절되는 예를 보여준다.
도 13은 펄스 폭 변조에 따라 전력에 제어되는 방법의 예를 보여준다.
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 전력 공급 방법을 보여준다.
도 15는 본 발명의 실시 예에 따라 전력량을 제어하는 방법의 예를 보여주는 순서도이다.
도 16은 본 발명의 응용 예에 따른 전력 공급 방법의 예를 보여준다.
도 17은 품질 요인에 따라 전력이 소진되는 예들을 보여준다.
도 18은 품질 요인에 따라 전력이 소진되는 예들을 보여준다.
도 19는 제1 시간 전후의 제1 및 제2 선들을 더 상세히 보여준다.
도 20은 프리휠링 구간을 둘 이상으로 나누어 배치하는 예를 보여준다.
도 21은 파워링 셀 및 프리휠링 셀들의 예들을 보여준다.
도 22는 파워링 셀 및 프리휠링 셀들의 다른 예들을 보여준다.
도 23은 파워링 셀들 및 프리휠링 셀들에 의해 리플이 발생하는 예를 보여준다.
도 24는 출력 전류)에서 리플이 억제된 예를 보여준다.
도 25는 본 발명의 응용 예에 따른 인버터, 임피던스 정합회로, 그리고 부하를 보여준다.
도 26은 시간의 흐름에 따른 출력 전류와 인덕터 전류의 변화를 보여준다.
도 27은 출력 전압이 프리휠링 구간을 가질 때에 인덕터 전류의 변화를 보여준다.
도 28은 출력 전압이 프리휠링 구간을 가질 때에 인덕터 전류의 변화의 다른 예를 보여준다.
도 29는 출력 전압이 프리휠링 구간을 가질 때에 인덕터 전류의 변화의 또 다른 예를 보여준다.
도 30은 본 발명의 응용 예에 따른 인버터, 임피던스 정합회로, 그리고 부하를 더 상세하게 보여준다.

이하에서, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 정도로 상세히 설명하기 위하여, 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 전원 공급 시스템(100)을 보여주는 블록도이다. 도 1을 참조하면, 전원 공급 시스템(100)은 교류 전원(110), 전원 공급 장치(120), 그리고 부하(140)를 포함한다. 교류 전원(110)은 통상적인 가정 또는 산업 현장에서 사용되는 60Hz의 전원일 수 있다. 부하(140)는 가정 또는 산업 현장에서 사용되는 전기 또는 전자 장치일 수 있다. 예를 들어, 부하(140)는 유도 결합 플라스마(ICP, Inductively Coupled Plasma) 장치일 수 있다.

전원 공급 장치(120)는 제1 교류 전원을 제2 교류 전원을 변환하여 부하(140)에 공급할 수 있다. 예를 들어, 제2 교류 전원은 수백kHz 내지 수십MHz의 주파수 및 수kW 이상의 전력을 가질 수 있다. 전원 공급 장치(120)는 정류기(121), 커패시터(122), 인버터(123), 임피던스 정합회로(130), 그리고 제어기(125)를 포함할 수 있다.

정류기(121)는 교류 전원(110)의 출력을 직류 전원으로 변환할 수 있다. 예를 들어, 정류기(121)는 직류 전원을 접지 노드(GND)와 전원 노드(VP) 사이에 공급할 수 있다. 커패시터(122)는 전원 노드(VP)와 접지 노드(GND) 사이에 연결될 수 있다. 커패시터(122)는 전원 노드(VP)에 전달되는 교류 성분을 접지 노드(GND)로 방전할 수 있다.

인버터(123)는 전원 노드(VP) 및 접지 노드(GND)로부터 직류 전원을 수신할 수 있다. 인버터(123)는 제어기(125)로부터 스위칭 신호들(SW)을 수신할 수 있다. 인버터(123)는 스위칭 신호들(SW)에 응답하여 직류 전원을 제2 교류 전원으로 변환할 수 있다. 제2 교류 전원은 임피던스 정합회로(130)를 통해 부하(140)로 공급될 수 있다. 임피던스 정합회로(130)는 부하(140)의 임피던스에 대한 정합을 제공할 수 있다.

제어기(125)는 인버터(123)로 스위칭 신호들(SW)을 전달할 수 있다. 제어기(125)는 인버터(123)가 직류 전원을 제2 교류 전원으로 변환하도록 스위칭 신호들(SW)을 제어할 수 있다. 또한, 제어기(125)는 인버터(123)로부터 부하(140)로 공급되는 전력량(예를 들어, 전력량)을 조절하도록 스위칭 신호들(SW)을 제어할 수 있다. 예를 들어, 제어기(125)는 본 발명의 실시 예에 따라 인버터(123)가 파워링(powering) 구간 및 프리휠링(freewheeling) 구간을 통해 전력을 공급하도록 스위칭 신호들(SW)을 제어할 수 있다. 파워링 구간 및 프리휠링 구간은 아래에서 더 상세히 설명된다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 인버터(123), 임피던스 정합회로(130), 그리고 부하(140)를 더 상세하게 보여준다. 도 1 및 도 2를 참조하면, 인버터(123)는 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4), 그리고 제1 내지 제4 다이오드들(D1~D4)을 포함할 수 있다.

제1 및 제2 트랜지스터들(TR1, TR2)은 전원 노드(VP)와 접지 노드(GND) 사이에 직렬 연결될 수 있다. 제1 다이오드(D1)는 제1 트랜지스터(TR1)와 병렬 연결되고, 제2 다이오드(D2)는 제2 트랜지스터(TR2)와 병렬 연결될 수 있다. 제3 및 제4 트랜지스터들(TR3, TR4)은 접지 노드(GND)와 전원 노드(VP) 사이에 직렬 연결될 수 있다. 제3 다이오드(D3)는 제3 트랜지스터(TR3)와 병렬 연결되고, 제4 다이오드(D4)는 제4 트랜지스터(TR4)와 병렬 연결될 수 있다. 예시적으로, 제1 내지 제4 다이오드들(D1~D4)은 바디 다이오드들 또는 쇼트키 다이오드들일 수 있다.

제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)의 게이트들에 각각 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)이 전달될 수 있다. 즉, 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)은 각각 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)에 응답하여 동작할 수 있다. 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)은 도 1에 도시된 스위칭 신호들(SW)에 대응할 수 있다.

제1 및 제2 트랜지스터들(TR1, TR2) 사이의 노드와 제3 및 제4 트랜지스터들(TR3, TR4) 사이의 노드는 출력 노드들일 수 있다. 출력 노드들은 임피던스 정합회로(130) 및 부하(140)에 출력 전압(VO)을 전달할 수 있다. 출력 노드들은 임피던스 정합회로(130) 및 부하(140)에 출력 전류(IO)를 전달할 수 있다.

예시적으로, 임피던스 정합회로(130)는 커패시터(C)를 포함할 수 있다. 그러나 임피던스 정합회로(130)의 내부 구성은 커패시터 하나로 한정되지 않는다. 예시적으로, 부하(140)는 유도 결합 플라스마(ICP) 장치일 수 있다. 부하(140)는 인덕터(Lpla) 및 저항(Rpla)으로 모델링될 수 있다. 커패시터(C), 인덕터(Lpla) 및 저항(Rpla)은 인버터(123)의 출력 노드들의 사이에 직렬 연결될 수 있다.

도 3은 제어기(125)가 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)을 제어하는 예를 보여준다. 도 3에서, 가로축들은 시간(T)을 가리키고, 세로축들은 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4) 및 출력 전압을 가리키며, 세로축들의 단위는 전압(V)일 수 있다. 도 1 내지 도 3을 참조하면, 제1 및 제3 스위칭 신호들(SW1, SW3)이 하나의 쌍으로 제어되고, 제2 및 제4 스위칭 신호들(SW2, SW4)이 하나의 쌍으로 제어될 수 있다.

제1 스위칭 신호(SW1)가 하이 레벨을 가질 때, 제3 스위칭 신호(SW3) 또한 하이 레벨을 가질 수 있다. 제1 스위칭 신호(SW1)가 로우 레벨을 가질 때, 제3 스위칭 신호(SW3) 또한 로우 레벨을 가질 수 있다. 마찬가지로, 제2 스위칭 신호(SW2)가 하이 레벨을 가질 때, 제4 스위칭 신호(SW4) 또한 하이 레벨을 가질 수 있다. 제2 스위칭 신호(SW2)가 로우 레벨을 가질 때, 제4 스위칭 신호(SW4) 또한 로우 레벨을 가질 수 있다.

제1 및 제3 스위칭 신호들(SW1, SW3)과 제2 및 제4 스위칭 신호들(SW2, SW4)은 상보적으로 제어될 수 있다. 예를 들어, 제1 및 제3 스위칭 신호들(SW1, SW3)이 하이 레벨을 가질 때, 제2 및 제4 스위칭 신호들(SW2, SW4)은 로우 레벨을 가질 수 있다. 제1 및 제3 스위칭 신호들(SW1, SW3)이 로우 레벨을 가질 때, 제2 및 제4 스위칭 신호들(SW2, SW4)은 하이 레벨을 가질 수 있다.

특정한 스위칭 신호가 하이 레벨을 가질 때, 특정한 스위칭 신호가 전달되는 트랜지스터는 턴-온 될 수 있다. 특정한 스위칭 신호가 로우 레벨을 가질 때, 특정한 스위칭 신호가 전달되는 트랜지스터는 턴-오프 될 수 있다.

제1 및 제3 트래지스터들(TR1, TR3)이 턴-온 되고 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4)이 턴-오프 될 때, 제1 트랜지스터(TR1)는 전원 노드(VP)의 전압을 전달하고 제3 트랜지스터(TR3)는 접지 노드(GND)의 전압을 전달할 수 있다. 따라서, 출력 전압(VO)은 양의 값을 갖고, 출력 전류(IO)는 양의 값을 가질 수 있다. 즉, 출력 전류는 도 2에 도시된 방향으로 흐를 수 있다.

제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)이 턴-오프 되고 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4)이 턴-온 될 때, 제2 트랜지스터(TR2)는 접지 노드(GND)의 전압을 전달하고 제4 트랜지스터(TR4)는 전원 노드(VP)의 전압을 전달할 수 있다. 따라서, 출력 전압(VO)은 음의 값을 갖고, 출력 전류(IO)는 음의 값을 가질 수 있다. 즉, 출력 전류는 도 2에 도시된 방향의 역방향으로 흐를 수 있다.

도 4는 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)에 데드 타임(DT)이 추가되는 예를 보여준다. 도 4에서, 가로축들은 시간(T)을 가리키고, 세로축들은 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4) 및 출력 전압(VO)을 가리키며, 세로축들의 단위는 전압(V)일 수 있다.

도 3과 비교하면, 제1 및 제3 스위칭 신호들(SW1, SW3)이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 천이하는 시점과 제2 및 제4 스위칭 신호들(SW2, SW4)이 로우 레벨로부터 하이 레벨로 천이하는 시점 사이에 데드 타임(DT)이 존재한다. 마찬가지로, 제1 및 제3 스위칭 신호들(SW1, SW3)이 로우 레벨로부터 하이 레벨로 천이하는 시점과 제2 및 제4 스위칭 신호들(SW2, SW4)이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 천이하는 시점 사이에 데드 타임(DT)이 존재한다.

데드 타임(DT) 동안에 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)은 모두 로우 레벨들을 갖는다. 즉, 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)이 턴-오프 된다. 데드 타임(DT)은 전원 노드(VP)와 접지 노드(GND)가 쇼트되는 것을 방지할 수 있다. 데드 타임(DT) 동안에, 출력 전압(VO)은 데드 타임(DT) 이전의 전압 및 전류, 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)의 동작 타이밍에 따라 정해지는 레벨을 가질 수 있다.

이하에서, 설명이 복잡해지는 것을 회피하기 위하여, 데드 타임(DT)이 본 발명의 기술적 사상을 설명하기 위하여 필요한 경우가 아니면, 데드 타임(DT)을 생략하여 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4) 및 출력 전압(VO)이 도시된다. 데드 타임(DT)이 명시적으로 도시 또는 언급되지 않아도, 데드 타임(DT)이 존재하지 않음을 의도하는 것으로 해석되지는 않는다.

도 5는 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)와 부하(140)의 공진 주파수(f0)가 일치할 때에 시간(T)의 흐름에 따른 출력 전압(VO) 및 출력 전류(IO)의 파형들의 예를 보여준다. 도 1, 도 2 및 도 5를 참조하면, 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)와 부하(140)의 주파수(f0)가 일치할 때, 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상들이 일치할 수 있다.

예시적으로, 부하(140)의 공진 주파수(f0)는 부하(140)의 인덕터(Lpla) 및 임피던스 정합 회로(130)의 커패시터(C)에 의해 결정될 수 있다. 부하(140)의 공진 주파수(f0)는 수학식 1에 의해 결정될 수 있다.

도 6은 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)가 부하(140)의 공진 주파수(f0)보다 낮은 때에 시간(T)의 흐름에 따른 출력 전압(VO) 및 출력 전류(IO)의 파형들의 예를 보여준다. 도 1, 도 2 및 도 5를 참조하면, 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)가 부하(140)의 공진 주파수(f0)보다 낮을 때, 출력 전압(VO)의 위상은 출력 전류(IO)의 위상보다 뒤질 수 있다.

도 7은 도 6의 파형에 따라 출력 전압(VO)이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 천이할 때의 인버터(123)의 동작 상태를 보여준다. 도 4, 도 6 및 도 7을 참조하면, 출력 전압(VO)이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 천이할 때, 데드 타임(DT)이 존재할 수 있다. 데드 타임(DT) 동안에, 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)은 턴-오프 될 수 있다.

출력 전류(IO)는 부하(140) 및 임피던스 정합회로(130)로부터 인버터(123)를 향해 흐른다. 출력 전류(IO)의 방향에 의해, 제2 및 제4 다이오드들(D2, D4)은 전류를 통과시키지 않고, 제1 및 제3 다이오드들(D1, D3)은 전류를 통과시킨다. 즉, 출력 전압(VO)의 위상이 출력 전류(IO)의 위상보다 앞서면, 데드 타임(DT) 동안에 부하(140) 및 임피던스 정합회로(130)로부터 인버터(123)를 향해 출력 전류(IO)가 흐른다.

출력 전류(IO)가 흐름에 따라 불필요한 전력 소모가 발생할 수 있다. 또한, 출력 전류(IO)가 흐름에 따라 인버터(123)의 출력 전압(VO)은 전원 노드(VP)와 접지 노드(GND) 사이의 전압 차이를 유지한다. 출력 전압(VO)은 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4) 각각의 양단에 인가되어 있다.

데드 타임(DT)이 종료되면, 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4) 각각의 양단에 고전압(예를 들어, 출력 전압(VO))이 인가된 상태에서 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4)이 턴-온 된다. 이는 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4)에 불필요한 스트레스로 적용되고, 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4)을 열화시킬 수 있다.

인버터(123)의 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)의 대칭적인 배치로 인해, 동일한 현상이 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)에서 발생할 수 있다. 예를 들어, 출력 전압(VO)이 로우 레벨로부터 하이 레벨로 천이할 때의 데드 타임(DT) 동안에, 불필요한 전력 소모가 발생하고, 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)에 스트레스가 발생할 수 있다.

도 8은 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)가 부하(140)의 공진 주파수(f0)보다 높은 때에 시간(T)의 흐름에 따른 출력 전압(VO) 및 출력 전류(IO)의 파형들의 예를 보여준다. 도 1, 도 2 및 도 8을 참조하면, 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)가 부하(140)의 공진 주파수(f0)보다 높을 때, 출력 전압(VO)의 위상은 출력 전류(IO)의 위상보다 앞설 수 있다.

도 9는 도 8의 파형에 따라 출력 전압(VO)이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 천이할 때의 인버터(123)의 동작 상태를 보여준다. 도 4, 도 8 및 도 9를 참조하면, 출력 전압(VO)이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 천이할 때, 데드 타임(DT)이 존재할 수 있다. 데드 타임(DT) 동안에, 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)은 턴-오프 될 수 있다.

*출력 전류(IO)는 양의 값을 가지므로, 출력 전류(IO)는 인버터(123)로부터 임피던스 정합회로(130) 및 부하(140)를 향해 흐른다. 출력 전류(IO)의 방향으로 인해, 출력 전류(IO)는 제1 내지 제4 다이오드들(D1~D4)을 통해 흐르지 못한다. 대신, 출력 전류(IO)는 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)의 기생 커패시터들(미도시)을 통해 흐를 수 있다.

출력 전류(IO)가 흐름에 따라, 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3) 각각의 양단 전압은 전원 노드(VP)와 접지 노드(GND)의 전압 차이만큼 증가할 수 있다. 출력 전류(IO)가 흐를 때에, 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)의 기생 커패시터들(미도시) 및 배선들의 기생 인덕터들(미도시)에 의해 공진(예를 들어, 기생 공진)이 발생할 수 있다. 기생 공진은 출력 전류(IO)의 크기가 클수록 함께 커지며, 고주파 스위칭 잡음의 원인이 된다.

또한, 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)을 통해 출력 전류가 흐르던 도중에, 데드 타임(DT)에서 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)이 턴-오프 된다. 이는 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)에 스트레스로 작용할 수 있다. 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)의 대칭적 배치로 인해, 출력 전압(VO)이 로우 레벨로부터 하이 레벨로 천이할 때에 동일한 고주파 스위칭 잡음 및 스트레스가 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4)에서 발생할 수 있다.

상술된 바와 같이, 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)와 부하(140)의 공진 주파수(f0)가 다르면, 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)에 스트레스가 인가되거나 또는 불필요한 전력 소모가 발생할 수 있다. 따라서, 전력 공급 장치(120)의 신뢰성을 개선하고 성능을 향상시키기 위하여, 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)가 부하(140)의 공진 주파수(f0)와 유사하게 제어되어야 한다.

구체적으로, 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)가 부하(140)의 공진 주파수(f0)보다 미세하게 높은(예를 들어, 대략 0.1 내지 10%) 것이 선호된다. 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)가 부하(140)의 공진 주파수(f0)보다 미세하게 높으면, 도 8의 상태에서 출력 전류(IO)가 미세한 양의 값(예를 들어, 최대값의 0.1% 내지 10%)을 갖는다.

도 8 및 도 9를 참조하여 설명된 상황에서, 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)은 미세한 전류가 흐르는 상태에서 턴-오프 되므로, 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)에 인가되는 스트레스는 무시될 수 있다. 데드 타임(DT) 동안에, 출력 전류(IO)가 흐름에 따라 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3) 각각의 양단 전압은 전원 노드(VP)와 접지 노드(GND)의 전압 차이에 해당하는 만큼 상승한다.

데드 타임(DT) 동안에, 출력 전류(IO)가 흐름에 따라 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4) 각각의 양단 전압은 0V(또는 이와 유사한 저전압)로 감소한다. 즉, 데드 타임(DT)이 종료되고 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4)이 턴-온 될 때, 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4) 각각의 양단 전압이 0V이므로, 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4)에 인가되는 스트레스가 무시될 수 있다.

이와 같이, 출력 전압(VO)의 위상이 출력 전류(IO)의 위상보다 미세하게 앞서도록(예를 들어, 0.1% 내지 10%) 제어하면 트랜지스터들이 ZVZCS (Zero Voltage nearly Zero Current Switching)이라 불리는 바람직한 스위칭 동작을 할 수 있게 된다. ZVZCS에 따르면, 인버터(123)의 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)이 안정적으로 제어될 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따른 제어기(125)는 ZVZCS에 따라 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)을 제어할 수 있다.

부하(140)의 동작을 정밀하게 제어하기 위하여, 부하(140)에 공급되는 전력, 예를 들어 전력량이 제어될 수 있다. 부하(140)에 공급되는 전력을 제어하기 위하여, 다양한 방법들이 사용될 수 있다. 도 10은 직류 전압 변환에 따라 전력을 제어하는 방법의 예를 보여준다. 도 10을 참조하면, 직류 전압 변환에 따라 출력 전압(VO)의 최대값이 조절될 수 있다.

직류 전압 변환을 사용하면, 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상들이 변경되지 않고 유지된다. 따라서, 인버터(123)의 동작이 안정되는 장점이 제공된다. 반면, 직류 전압 변환을 사용하면, 전원 노드(VP)의 직류 전압 변환을 수행하기 위한 별도의 직류-직류 변환기가 필요하다. 또한, 직류-직류 변환을 수행하기 위한 시간이 필요하며, 전력 제어 속도가 느리다는 단점이 있다.

도 11은 위상 변환에 따라 전력을 제어하는 방법의 예를 보여준다. 도 11을 참조하면, 위상 변환에 따라 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상 차이가 조절될 수 있다. 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상 차이로 인해 중복되는 영역의 면적이 감소하면, 부하(140)로 공급되는 전력이 감소한다. 따라서, 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)를 조절하여, 부하(140)로 공급되는 전력이 조절될 수 있다.

출력 전압(VO)의 주파수(fsw)를 조절하는 것에 의해 전력이 조절되므로, 전력이 상대적으로 빠르게 조절될 수 있다. 그러나, 도 5 내지 도 9를 참조하여 설명된 바와 같이, 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상이 달라지면, 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)에 스트레스가 인가될 수 있다. 따라서, 인버터(123)의 안정성이 저하될 수 있다.

도 12는 펄스 폭 변조에 따라 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4), 그리고 출력 전압(VO)이 조절되는 예를 보여준다. 도 2 및 도 12를 참조하면, 제1 및 제2 스위칭 신호들(SW1, SW2)은 도 3을 참조하여 설명된 것과 동일한 위상들을 가질 수 있다. 제3 및 제4 스위칭 신호들(SW3, SW4)은 도 3을 참조하여 설명된 것보다 앞선 위상들을 가질 수 있다.

출력 전압(VO)은 제1 및 제3 스위칭 신호들(SW1, SW3)이 함께 하이 레벨을 가질 때에 하이 레벨을 갖는다. 제3 스위칭 신호(SW3)의 위상이 제1 스위칭 신호(SW1)의 위상보다 앞서면, 제1 및 제3 스위칭 신호들(SW1, SW3)이 함께 하이 레벨을 갖는 구간이 감소한다. 따라서, 출력 전압(VO)이 하이 레벨을 갖는 구간이 감소한다.

출력 전압(VO)은 제2 및 제4 스위칭 신호들(SW2, SW4)이 함께 하이 레벨을 가질 때에 로우 레벨을 갖는다. 제4 스위칭 신호(SW4)의 위상이 제2 스위칭 신호(SW2)의 위상보다 앞서면, 제2 및 제4 스위칭 신호들(SW2, SW4)이 함께 하이 레벨을 갖는 구간이 감소한다. 따라서, 출력 전압(VO)이 로우 갖는 구간이 감소한다.

도 13은 펄스 폭 변조에 따라 전력에 제어되는 방법의 예를 보여준다. 도 13을 참조하면, 펄스폭 변조에 의해, 출력 전압(VO)의 펄스폭이 조절될 수 있다. 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)가 중복되는 영역이 감소하면, 부하(140)로 공급되는 전력이 감소한다. 따라서, 출력 전압(VO)의 펄스폭을 변조함으로써, 부하(140)로 공급되는 전력이 조절될 수 있다.

그러나, 출력 전압(VO)의 펄스폭이 감소하면, 출력 전류(IO)가 양의 값 또는 음의 값을 가질 때에 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)의 일부가 스위칭될 수 있다. 따라서, 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)에 스트레스가 인가될 수 있으며, 인버터(123)의 안정성이 감소될 수 있다.

도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 전력 공급 방법을 보여준다. 도 1, 도 2 및 도 14를 참조하면, 제어기(125)는 프리휠링 삽입을 통해 부하로 공급되는 전력(예를 들어, 전력량)을 조절할 수 있다. 예시적으로, 도 14에서 출력 전압(VO)의 6개의 주기들이 도시되어 있다. 본 발명의 기술적 사상을 설명하기 위하여, 6개의 주기들이 단위 시간인 것으로 가정된다. 그러나, 전력량을 조절하는 단위 시간은 출력 전압(VO)의 6개의 주기들로 한정되지 않는다.

고전력 모드(HPM)에서, 제어기(125)는 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)을 도 3 또는 도 4를 참조하여 설명된 방법으로 제어할 수 있다. 출력 전압(VO)은 끊임없이 천이할 수 있고, 출력 전류(IO) 또한 끊임없이 천이할 수 있다. 저전력 모드(LPM)에서, 제어기(125)는 파워링 구간 및 프리휠링 구간에 따라 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)을 제어할 수 있다.

파워링 구간은 제1 및 제2 파워링 구간들(P1, P2)을 포함할 수 있다. 제1 및 제2 파워링 구간들(P1, P2)에서, 제어기(125)는 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)을 도 3 또는 도 4를 참조하여 설명된 방법으로 제어할 수 있다. 프리휠링 구간은 제1 프리휠링 구간(F1)을 포함할 수 있다. 제1 프리휠링 구간(F1)에서, 제어기(125)는 출력 전압(VO)이 하이 레벨과 로우 레벨을 갖지 않도록(예를 들어 접지 레벨을 갖도록) 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)을 제어할 수 있다.

예를 들어, 제1 프리휠링 구간(F1)에서, 제어기(125)는 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)을 로우 레벨들로 유지할 수 있다. 출력 전압(VO)이 공급되지 않으므로, 제1 프리휠링 구간(F1)의 출력 전류(IO)의 전류량은 제1 및 제2 파워링 구간들(P1, P2)의 출력 전류(IO)의 전류량보다 적을 수 있다. 인버터(123)는 제1 및 제2 파워링 구간들(P1, P2)에서 부하(140)에 전력을 공급하고, 제1 프리휠링 구간(F1)에서 부하(140)에 전력을 공급하지 않는다.

제어기(125)는 단위 시간 동안에 파워링 구간의 전체 길이 및 프리휠링 구간의 전체 길이를 조절함으로써, 단위 시간 동안에 부하(140)로 공급되는 전력량을 제어할 수 있다. 프리휠링 구간이 길어질수록, 부하(140)로 공급되는 전력량은 감소한다. 프리휠링 구간이 짧아질수록, 부하(140)로 공급되는 전력량은 증가할 수 있다. 예시적으로, 전력량(P)은 수학식 2에 따라 계산될 수 있다.

수학식 2에서, VVP는 전원 노드(VP)의 전압을 가리킨다. N은 단위 시간에 포함된 전체 주기들의 개수를 가리킨다. n은 단위 시간에 포함된 전체 프리휠링 구간들의 수를 가리킨다. 예시적으로, 프리휠링 구간이 반주기의 단위로 조절되면, N 및 n은 반주기의 개수로 변경될 수 있다. 수학식 2에서 보여지는 바와 같이, 전력량(P)은 파워링 구간의 길이, 즉 프리휠링 구간의 길이에 따라 조절될 수 있다.

예시적으로, 프리휠링 구간은 적어도 출력 전압(VO)의 반주기 이상의 길이를 갖는 점에서, 데드 타임(DT, 도 4 참조)과 구별될 수 있다. 데드 타임(DT)은 출력 전압(VO)의 반주기보다 짧을 수 있다. 데드 타임(DT)이 출력 전압(VO)의 반주기에 해당하는 길이를 가지면, 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상들이 매 주기마다 달라진다. 따라서 전력 공급 장치(120)가 정상적으로 동작하지 않는다.

도 15는 본 발명의 실시 예에 따라 전력량을 제어하는 방법의 예를 보여주는 순서도이다. 도 1, 도 2 및 도 15를 참조하면, S110 단계에서, 제어기(125)는 목표 전력량(또는 전류량)의 정보를 수신할 수 있다. 예를 들어, 제어기(125)는 외부 장치와의 통신을 통해 또는 사용자로부터 정보를 수신하는 사용자 단말을 통해 목표 전력량(또는 전류량의 정보를 수신할 수 있다.

S120 단계에서, 제어기(125)는 목표 전력량이 현재 전력량보다 적은지 판단한다. 목표 젼력량이 현재 전력량보다 적으면, S130 단계에서 제어기(125)는 프리휠링 셀을 추가할 수 있다. 예를 들어, 프리휠링 셀은 프리휠링 구간의 길이를 늘이는 데에 사용되며, 적어도 하나의 반주기에 해당하는 프리휠링 구간을 포함할 수 있다. 프리휠링 셀이 추가되는 만큼, 단위 시간 동안 대응하는 길이의 파워링 구간이 감소될 수 있다. 이후에, 제어기(125)는 S160 단계를 수행할 수 있다.

목표 전력량이 현재 전력량보다 적지 않으면, S140 단계에서, 제어기(125)는 목표 전력량이 현재 전력량보다 큰지 판단할 수 있다. 목표 전력량이 현재 전력량보다 크면, S150 단계에서 제어기(125)는 프리휠링 셀을 감소할 수 있다. 예를 들어, 제어기(125)는 단위 시간 동안 프리휠링 셀을 하나 줄이고, 대응하는 길이의 파워링 구간이 증가될 수 있다. 이후에 제어기(125)는 S160 단계를 수행할 수 있다.

S160 단계에서, 제어기(125)는 목표 전력량이 현재 전력량과 같은지 판단한다. 목표 전력량이 현재 전력량과 같이 않으면, 제어기(125)는 S120 단계를 수행할 수 있다. 목표 전력량이 현재 전력량과 같으면, 제어기(125)는 전력 제어를 종료할 수 있다. 예시적으로, 현재 전력량이 환경 변화에 따라 달라지는 전력 공급 시스템(100)인 경우, 제어기(125)는 전력 조절을 종료하는 대신 S110 단계로 돌아가 전력 공급 모니터링을 지속할 수 있다.

도 16은 본 발명의 응용 예에 따른 전력 공급 방법의 예를 보여준다. 도 1, 도 2 및 도 16을 참조하면, S210 단계에서, 제어기(125)는 목표 전력량(또는 목표 전력량)의 정보를 수신할 수 있다. S220 단계에서, 제어기(125)는 목표 전력량과 현재 전력량의 차이를 계산할 수 있다. S230 단계에서, 제어기(125)는 계산된 차이에 따라 프리휠링 셀들의 수를 조절할 수 있다.

예시적으로, 제어기(125)는 전력량의 차이에 따라 증감되어야 하는 프리휠링 셀들의 수를 가리키는 룩업 테이블을 저장할 수 있다. 제어기(125)는 룩업 테이블을 참조하여 프리휠링 셀들의 수를 조절할 수 있다. 다른 예로서, 제어기(125)는 전력량의 차이에 따라 증감되어야 하는 프리휠링 셀들의 수를 계산하는 함수를 연산하는 연산기를 포함할 수 있다. 제어기(125)는 연산기를 이용하여 프리휠링 셀들의 수를 조절할 수 있다.

도 17은 본 발명의 다른 응용 예에 따른 전력 공급 방법의 예를 보여준다. 도 1, 도 2 및 도 17을 참조하면, S310 단계에서, 제어기(125)는 목표 전력량(또는 목표 전력량)의 정보를 수신할 수 있다. S320 단계에서, 제어기(125)는 목표 전력량과 현재 전력량의 차이를 에러값으로 계산할 수 있다.

S330 단계에서, 제어기(125)는 현재 에러값(예를 들어, 현재 루프의 S320 단계에서 계산된 에러값), 예전 에러값들(예를 들어, 하나 또는 그보다 많은 이전 루프에서 계산된 에러값들), 그리고 PID (Proportional-Integral-Derivation) 이득 계수들을 이용하여 프리휠링 셀들의 수를 계산할 수 있다. 예시적으로, 프리휠링 셀들의 개수는 수학식 3에 따라 계산될 수 있다.

수학식 3에서, n[k]는 현재 루프, 즉 현재 단위 시간에 포함된 파워링 구간의 주기들의 개수를 가리킨다. n[k-1]은 바로 이전 루프, 즉 이전 단위 시간에 포함된 파워링 구간의 주기들의 개수를 가리킨다. e[k]는 현재 루프, 즉 현재 단위 시간에 계산된 에러값을 가리킨다. e[k-1]은 첫 번째 이전 루프, 즉 첫 번째 이전 단위 시간에 계산된 에러값을 가리킨다. e[k-2]는 두 번째 이전 루프, 즉 두 번째 이전 단위 시간에 계산된 에러값을 가리킨다. Kp, Ki 및 Kd는 PID 이득 계수들을 가리킨다.

S340 단계에서, 제어기(125)는 조절이 종료되었는지 판단한다. 예를 들어, 제어기(125)는 현재 루프의 에러값이 미리 정해진 범위 내에 속하는지 판단할 수 있다. 현재 루프의 에러값이 미리 정해진 범위 내에 속하면, 제어기(125)는 전력량의 조절을 종료할 수 있다. 현재 루프의 에러값이 미리 정해진 범위 내에 속하지 않으면, 제어기(125)는 다음 루프를 수행할 수 있다. 예시적으로, 하나의 루프는 S320 단계 및 S330 단계를 포함할 수 있다.

상술된 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따르면, 단위 시간에 포함된 프리휠링 구간(또는 파워링 구간)의 길이를 조절함으로써, 부하(140)로 공급되는 전력량이 조절될 수 있다. 프리휠링 삽입은 제1 내지 제4 스위치들(SW1, SW2)이 하이 레벨을 갖는 타이밍을 조절하는 것으로 수행되므로, 별도의 복잡한 장치가 요구되지 않고, 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상 차이를 유지하며 용이하게 수행될 수 있다.

다시 도 14를 참조하면, 제1 프리휠링 구간(F1) 동안에 부하(140)에 전력이 공급되지 않는다. 제1 프리휠링 구간이 지나치게 길어지면, 부하(140)에 공급된 전력이 모두 소진되고, 부하(140)가 턴-오프될 수 있다. 도 18은 품질 요인(Quality Factor)에 따라 전력이 소진되는 예들을 보여준다. 도 18에서, 가로축들은 시간(T)을 가리키고, 세로축들은 출력 전압(VO) 및 출력 전류(IO)를 가리킨다.

도 1, 도 2 및 도 18을 참조하면, 제1 선(L1)은 품질 요인(Q)이 15인 때의 출력 전류(IO)를 가리키고, 제2 선(L2)은 품질 요인(Q)이 5인 때의 출력 전류(IO)를 가리킨다. 품질 요인(Q)은 임피던스 정합회로(130)의 커패시터(C), 그리고 부하(140)의 저항(Rpla) 및 인덕터(Lpla)에 의해 결정될 수 있다. 품질 요인(Q)은 수학식 4에 의해 계산될 수 있다.

제1 시간(T1)에 인버터(123)는 제어기(125)의 제어에 따라 프리휠링 구간으로 진입한다. 인버터(125)가 출력하는 전력이 차단됨에 따라, 부하(140)로 공급되는 전류량이 감소하기 시작한다. 임피던스 정합회로(130) 및 부하(140)에 충전된 전력이 모두 소진되면, 출력 전류(IO)가 더 이상 흐르지 않는다. 제1 선(L1)과 제2 선(L2)으로 나타나는 바와 같이, 품질 요인(Q)이 낮으면, 출력 전류(IO)는 더 빠르게 차단된다. 즉, 충전된 전력이 더 빠르게 소진된다.

도 19는 제1 시간(T1) 전후의 제1 및 제2 선들(L1, L2)을 더 상세히 보여준다. 도 1, 도 2 및 도 19를 참조하면, 제1 시간(T1)에 출력 전류(IO)는 수학식 5에 따라 감소할 수 있다.

수학식 5에서, ω는 부하(140)의 공진 주파수를 가리킨다. t는 시간을 가리킨다. θ는 출력 전류(IO)의 위상을 가리킨다. Ipeak는 파워링 구간의 출력 전류(IO)의 피크 값을 가리킨다. τ는 시상수를 가리키며, 수학식 6으로 계산될 수 있다.

수학식 6에서, T는 출력 전압(VO) 또는 출력 전류(IO)의 하나의 주기를 가리킨다. 수학식 5 및 6, 그리고 도 19를 참조하면, 출력 전류(IO)는 제1 시간(T1) 이후에 시상수(τ)에 의존하여 지수적으로(exponential) 감소하는 포락선(envelope)을 갖는다. 예시적으로, 출력 전류(IO)의 포락선의 크기가 최대치의 10%로 감소하는 시점은 0.73QT이다.

동작 상태에서 부하(140)로 공급되는 전력의 하한을 최대값의 10%로 설정하면, 프리휠링 구간의 길이는 0.73QT를 상한으로 가질 수 있다. 프리휠링 구간의 상한은 품질 요인(Q) 및 출력 전압(VO) 또는 출력 전류(IO)의 주기에 의해 결정될 수 있다. 예시적으로, 부하(140)의 품질 요인(Q)이 실시간으로 변화하는 경우, 프리휠링 구간의 상한 또한 실시간으로 변화할 수 있다. 이 경우, 품질 요인(Q)이 가장 낮은 때를 기준으로 프리휠링 구간의 상한이 결정될 수 있다.

예를 들어, 부하(140)가 동작하는 동안 품질 요인(Q)이 실시간으로 변화하며, 품질 요인(Q)의 하한은 5일 수 있다. 이 경우, 프리휠링 구간의 상한은 3.65T일 수 있다. 프리휠링 구간의 상한은 부하(140)가 어떠한 상태에 있는지 그리고 부하(140)의 품질 요인(Q)이 어떤 값을 갖는지에 관계없이, 3.65T로 결정될 수 있다.

필요한 프리휠링 구간의 길이가 프리휠링 구간의 상한보다 긴 경우, 제어기(125)는 프리휠링 구간을 둘 이상으로 나누어 배치할 수 있다. 도 20은 프리휠링 구간을 둘 이상으로 나누어 배치하는 예를 보여준다. 도 1, 도 2 및 도 20을 참조하면, 제어기(125)는 제1 및 제2 파워링 구간들(P1, P2)의 사이에 제1 프리휠링 구간(F1)을 배치할 수 있다. 제어기(125)는 제2 및 제3 파워링 구간(P2, P3)의 사이에 제2 프리휠링 구간(F2)을 배치할 수 있다.

제1 및 제2 프리휠링 구간들(F1, F2)의 사이에 제2 파워링 구간(P2)이 배치되면, 제2 파워링 구간(P2) 동안 부하(140)에 전력이 공급된다. 따라서, 제1 프리휠링 구간(F1) 또는 제2 프리휠링 구간(F2)에 의해 부하(140)가 턴-오프 되는 것이 방지된다.

예시적으로, 부하(140)가 완전히 충전된 때에 부하(140)에 제1 전력이 존재할 수 있다. 프리휠링 구간에 의해 부하(140)에 충전된 전력이 일부 소진된 때에, 부하(140)에 제2 전력이 존재할 수 있다. 프리휠링 구간 후에 부하(140)에 하나의 주기 동안 전력이 충전되어도(즉, 파워링 구간에 의해), 부하(140)에 충전된 전력은 제1 전력보다 작을 수 있다.

따라서, 제어기(140)는 제1 프리휠링 구간(F1)의 상한과 제2 프리휠링 구간(F2)의 상한을 다르게 설정할 수 있다. 예를 들어, 제어기(125)는 제2 프리휠링 구간(F2)의 상한을 제1 프리휠링 구간(F1)의 상한보다 짧게 설정할 수 있다. 다른 예로서, 제어기(125)는 제1 및 제2 프리휠링 구간(F1, F2) 사이의 제2 파워링 구간(P2)에 하한을 설정할 수 있다. 예를 들어, 제어기(125)는 제2 파워링 구간(P2) 동안에 부하(140)의 전력에 제1 전력으로 상승하도록, 제2 파워링 구간(P2)의 하한을 설정할 수 있다.

도 21은 파워링 셀(PC) 및 프리휠링 셀들(FC1~FC3)의 예들을 보여준다. 도 1, 도 2 및 도 21을 참조하면, 파워링 셀(PC)은 출력 전압(VO)이 풀스윙하는 하나의 주기를 포함할 수 있다. 제1 프리휠링 셀(FC1)은 출력 전압(VO)이 접지 레벨인 하나의 주기를 포함할 수 있다.

제2 프리휠링 셀(FC3)은 출력 전압(VO)이 접지 레벨인 반주기 및 출력 전압(VO)이 로우 레벨인 반주기를 가질 수 있다. 제3 프리휠링 셀(FC3)은 출력 전압(VO)이 하이 레벨인 반주기 및 출력 전압(VO)이 접지 레벨인 반주기를 포함할 수 있다. 제어기(125)는 프리휠링 셀을 제1 내지 제3 프리휠링 셀들(FC1~FC3) 중에서 선택함으로써, 부하(140)로 공급되는 전력량을 더 정밀하게 조절할 수 있다.

예를 들어, 파워링 셀(PC) 동안에 인버터(123)는 1의 전력량을 공급할 수 있다. 제1 프리휠링 셀(FC1) 동안에 인버터(123)는 0의 전력량을 공급할 수 있다. 제2 프리휠링 셀(FC2) 또는 제3 프리휠링 셀(FC3) 동안에, 인버터(123)는 0.5의 전력량을 공급할 수 있다. 제어기(125)는 파워링 셀(PC) 및 제1 내지 제3 프리휠링 셀들(FC1~FC3)을 조합함으로써, 부하(140)로 공급되는 전력량을 복수의 단계들로 조절할 수 있다.

예시적으로, 제2 및 제3 프리휠링 셀들(FC2, FC3)에서 보여지는 것과 같이, 프리휠링 셀은 출력 전압(VO)이 하이 레벨 또는 로우 레벨인 적어도 하나의 반주기를 포함할 수 있다. 적어도 하나의 반주기 동안에, 인버터(123)는 부하(140)로 전력을 공급한다. 따라서, 도 18 내지 도 19를 참조하여 설명된 바와 같이 프리휠링 구간의 상한을 정하지 않아도, 프리휠링 구간에 의해 부하(140)가 턴-오프 되는 것이 방지될 수 있다.

도 22는 파워링 셀(PC) 및 프리휠링 셀들(FC1~FC5)의 다른 예들을 보여준다. 도 1, 도 2 및 도 22를 참조하면, 파워링 셀(PC) 및 프리휠링 셀들(FC1~FC5) 각각은 출력 전압(VO) 또는 출력 전류(IO)의 두 개의 주기들을 포함할 수 있다. 프리휠링 셀들(FC1~FC5)은 출력 전압(VO)이 하이 레벨 또는 로우 레벨을 갖는 적어도 하나의 반주기, 그리고 출력 전압(VO)이 접지 레벨을 갖는 적어도 하나의 반주기를 포함한다.

도 22에 도시된 바와 같이, 프리휠링 셀들(FC1~FC5)은 다양한 패턴들을 가질 수 있다. 프리휠링 셀들(FC1~FC5)이 갖는 출력 전압(VO)의 패턴들은 한정되지 않는다. 또한, 프리휠링 셀들(FC1~FC5) 각각에 포함되는 출력 전압(VO) 또는 출력 전류(IO)의 주기들의 개수는 한정되지 않는다.

도 23은 파워링 셀들 및 프리휠링 셀들에 의해 리플이 발생하는 예를 보여준다. 도 23에서, 가로축은 시간(T)을 가리키고, 세로축은 출력 전압(VO) 또는 출력 전류(IO)를 가리킨다. 도 23에서 적색 선은 출력 전압(VO)을 가리키고, 청색 선은 출력 전류(IO)를 가리킨다.

도 1, 도 2 및 도 23을 참조하면, 제어기(125)는 프리휠링 셀들(FC)을 연속하여 배치하고, 파워링 셀들(PC)을 연속하여 배치할 수 있다. 프리휠링 셀들(FC)이 연속하여 배치될 때, 출력 전압(VO)의 밀도가 감소하고 출력 전류(IO)의 전류량이 감소한다. 파워링 셀들(PC)이 연속하여 배치될 때, 출력 전압(VO)의 밀도가 증가하고 출력 전류(IO)의 전류량이 증가한다.

즉, 프리휠링 셀들(FC)을 집중하여 배치하고 그리고 파워링 셀들(PC)을 집중하여 배치하면, 출력 전류(IO)에서 리플이 발생할 수 있다. 출력 전류(IO)에서 리플이 발생하면, 현재 전력량을 계산하는 것이 어려워질 수 있다. 도 24는 출력 전류(IO)에서 리플이 억제된 예를 보여준다. 도 24에서, 가로축은 시간(T)을 가리키고, 세로축은 출력 전압(VO) 또는 출력 전류(IO)를 가리킨다. 도 24에서 적색 선은 출력 전압(VO)을 가리키고, 청색 선은 출력 전류(IO)를 가리킨다.

도 1, 도 2 및 도 24를 참조하면, 제어기(125)는 파워링 셀(PC)의 다음에 프리휠링 셀(FC)을 배치하고, 그리고 프리휠링 셀(FC)의 다음에 파워링 셀(PC)을 배치할 수 있다. 예를 들어, 제어기(125)는 프리휠링 셀(FC)에 포함된 프리휠링 구간과 파워링 셀(PC)에 포함된 파워링 구간을 교대로 배치할 수 있다. 프리휠링 셀(FC)과 파워링 셀(PC)이 교대로 배치되면, 출력 전류(IO)의 리플이 억제되고, 전력량이 용이하게 계산될 수 있다.

도 25는 본 발명의 응용 예에 따른 인버터(123'), 임피던스 정합회로(130), 그리고 부하(140)를 보여준다. 도 1 및 도 25를 참조하면, 인버터(123')는 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4), 제1 내지 제4 다이오드들(D1~D4), 그리고 인덕터(Lzvx)를 포함할 수 있다.

도 2의 인버터(123)와 비교하면, 인버터(123')는 인덕터(Lzvs)를 더 포함한다. 인덕터(Lzvs)는 출력 전압(VO)이 출력되는 출력 노드들의 사이에 연결될 수 있다. 인덕터(Lzvs)를 통해 흐르는 전류는 인덕터 전류(Izvs)일 수 있다. 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4), 그리고 제1 내지 제4 다이오드들(D1~D4)은 도 2를 참조하여 설명된 것과 동일하데 연결되고, 동일하게 동작할 수 있다.

도 26은 시간(T)의 흐름에 따른 출력 전류(IO)와 인덕터 전류(Izvs)의 변화를 보여준다. 도 1, 도 25 및 도 26을 참조하면, 출력 전압(VO)의 위상은 출력 전류(IO)의 위상과 일치할 수 있다. 인덕터 전류(Izvs)는 출력 전류(IO)의 역기전력으로 작용할 수 있다. 출력 전류(IO)가 상승할 때 인덕터 전류(Izvs)는 음의 값을 갖고, 출력 전류(IO)가 감소할 때 인덕터 전류(Ivzs)는 양의 값을 가질 수 있다.

출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상들이 일치하면, 출력 전압(VO)이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 천이하는 데드 타임(DT, 도 4 참조) 동안에, 출력 전류(IO)는 흐르지 않을 수 있다. 이때, 인덕터 전류(IO)에 의해, 인버터(123') 내에서 양의 전류가 흐른다.

마찬가지로, 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상들이 일치하면, 출력 전압(VO)이 로우 레벨로부터 하이 레벨로 천이하는 데드 타임 동안에, 출력 전류(IO)는 흐르지 않을 수 있다. 이때, 인덕터 전류(IO)에 의해, 인버터(123') 내에서 음의 전류가 흐른다. 인덕터 전류(IO)에 의해, 인버터(123') 내에서 ZVZCS (Zero Voltage nearly Zero Current Switching)이 달성될 수 있다.

도 27은 출력 전압(VO)이 프리휠링 구간을 가질 때에 인덕터 전류(Izvs)의 변화를 보여준다. 도 1, 도 25 및 도 27을 참조하면, 한 주기의 파워링 구간과 한 주기의 프리휠링 구간이 교대로 배치될 수 있다. 인덕터 전류(Izvs)는 수학식 7에 따라 계산될 수 있다.

수학식 7에서, Iini는 초기 전류를 가리킨다. 프리휠링 구간 동안, 인덕터 전류(Izvs)는 음의 값을 유지한다. 인덕터 전류(Izvs)의 총 합(또는 평균 전류)은 0이 되어야 하므로, 인덕터 전류(Izvs)의 양의 피크 값의 절대값은 음의 피크 값의 절대값보다 클 수 있다. 데드 타임(DT) 동안에 흐르는 인덕터 전류(Izvs)의 양이 달라지면, 인버터(123')가 불균형하게 동작할 수 있다. 따라서, 데드 타임(DT) 동안에 흐르는 인덕터 전류(Izvs)의 전류량인 균일한 것이 선호된다.

예시적으로, 도 27에서 하나의 프리휠링 셀은 출력 전압(VO)이 접지 레벨을 갖는 한 주기를 포함할 수 있다. 도 27은 세 개의 파워링 셀들 및 프리휠링 셀들을 보여줄 수 있다. 다른 예로서, 하나의 프리휠링 셀은 출력 전압(VO)이 하이 레벨 및 로우 레벨을 갖는 한 주기와 출력 전압(VO)이 접지 레벨을 갖는 한 주기를 포함할 수 있다. 도 27은 세 개의 프리휠링 셀들을 보여줄 수 있다.

도 28은 출력 전압(VO)이 프리휠링 구간을 가질 때에 인덕터 전류(Izvs)의 변화의 다른 예를 보여준다. 도 1, 도 25 및 도 28을 참조하면, 반주기의 파워링 구간과 반주기의 프리휠링 구간이 교대로 배치될 수 있다. 도 28에서 인덕터 전류(Izvs)의 양의 피크값과 음의 피크값은 일치한다.

그러나, 출력 전압(VO)이 음의 값을 가질 때에, 출력 전류(IO)는 양의 값을 갖는다. 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상이 반대이면, 전력이 부하(140)로부터 인버터(123)로 공급된다. 이는 불필요한 전력 소비를 유발하며, 부하(140)의 턴-오프를 유발할 수 있다. 따라서, 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상이 동일한 부호를 갖는 것이 선호된다.

예시적으로, 도 28에서 프리휠링 셀은 출력 전압(VO)이 하이 레벨을 갖는 반주기, 접지 레벨을 갖는 반주기, 로우 레벨을 갖는 반주기, 그리고 접지 레벨을 갖는 반주기를 포함할 수 있다. 예를 들어, 도 28은 세 개의 프리휠링 셀들을 보여줄 수 있다.

도 29는 출력 전압(VO)이 프리휠링 구간을 가질 때에 인덕터 전류(Izvs)의 변화의 또 다른 예를 보여준다. 도 1, 도 25 및 도 29를 참조하면, 하나의 프리휠링 셀은 4개의 주기들을 포함할 수 있다. 도 29에 두 개의 프리휠링 셀들이 도시되어 있다.

프리휠링 셀은 출력 전압(VO)이 하이 레벨 및 로우 레벨을 갖는 한 주기, 출력 전압(VO)이 접지 레벨인 한 주기, 출력 전압(VO)이 하이 레벨 및 접지 레벨인 한 주기, 출력 전압(VO)이 접지 레벨 및 로우 레벨인 한 주기를 포함할 수 있다. 인덕터 전류(Izvs)의 양의 피크값과 음의 피크값은 일치한다. 또한, 출력 전압(VO)의 부호와 출력 전류(IO)의 부호는 일치한다.

도 29에 도시된 것과 같이, 제어기(125)는 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)와 부하(140)의 공진 주파수(f0)가 일치하도록 출력 전압(VO)의 주파수 (fsw)를 제어할 수 있다. 인덕터(Lzvs)에 의해 ZVZCS가 달성될 수 있다. 또한, 제어기(125)는 인덕터 전류(Izvs)의 음의 피크값과 양의 피크값이 일치하도록 프리휠링 셀들을 제어할 수 있다. 제어기(125)는 출력 전압(VO)의 부호와 출력 전류(IO)의 부호가 일치하도록 프리휠링 셀들을 제어할 수 있다.

도 30은 본 발명의 응용 예에 따른 인버터(123''), 임피던스 정합회로(130), 그리고 부하(140)를 더 상세하게 보여준다. 도 1 및 도 30를 참조하면, 인버터(123'')는 제1 및 제2 트랜지스터들(TR1, TR2), 제1 및 제2 다이오드들(D1, D2), 그리고 제1 및 제2 커패시터들(C1, C2)을 포함할 수 있다. 임피던스 정합회로(130)는 커패시터(C)를 포함하고, 부하(140)는 인덕터(Lpla) 및 저항(Rpla)으로 모델링될 수 있다.

도 2의 인버터(123)와 비교하면, 도 30의 인버터(123'')에서 제3 트랜지스터(TR3) 및 제3 트랜지스터(TR3) 및 제3 다이오드(D3) 대신에 제1 커패시터(C1)가 배치되고, 제4 트랜지스터(TR4) 및 제4 다이오드(D4) 대신에 제2 커패시터(C2)가 배치된다. 제1 및 제2 커패시터들(C1, C2) 각각은 실질적으로 직류인 양단 전압을 가질 수 있도록 충분히 큰 커패시턴스를 갖는다. 도 30의 인버터(123'')는 도 2의 인버터(123)와 비교하여 절반의 출력 전압 범위를 갖고 그리고 절반의 스위치 및 스위칭 신호들을 갖는 하프 브릿지 타입일 수 있다.

도 14 내지 도 24를 참조하여 설명된, 파워링 구간과 프리휠링 구간을 조절하는 본 발명의 기술적 사상은 도 30의 인버터(123'')에도 동일하게 적용될 수 있다. 또한, 도 25를 참조하여 설명된 바와 같이, 인버터(123'')에도 인버터(123')에서와 마찬가지로 인덕터(Lzvs)가 적용될 수 있다. 또한, 도 26 내지 도 29를 참조하여 설명된 전원 제어(또는 공급) 방법은 도 30의 인버터(123'')에도 동일하게 적용될 수 있다.

본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관하여 설명하였으나, 본 발명의 범위와 기술적 사상에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능하다. 그러므로 본 발명의 범위는 상술한 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 발명의 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

100; 전원 공급 시스템
110; 제1 교류 전원
120; 전원 공급 장치
121; 정류기
122; 커패시터
123, 123', 123''; 인버터
125; 제어기
130; 임피던스 정합회로
140; 부하

Claims

제어 신호를 수신하고, 양의 전원 또는 음의 전원을 부하로 출력하는 인버터 -상기 부하는 상기 인버터로부터 상기 양의 전원 또는 상기 음의 전원을 인가 받아 플라즈마 발생을 유도함-; 및
상기 인버터가 전원을 출력하도록 상기 제어 신호를 제공하는 제어기;를 포함하되,
상기 제어기는,
상기 인버터를 통하여 출력되는 상기 전원이, 상기 양의 전원 및 상기 음의 전원이 번갈아 출력되는 파워링(powering) 셀 및 상기 양의 전원 및 상기 음의 전원 모두 출력되지 않는 프리휠링 구간을 포함하는 프리휠링(freewheeling) 셀을 포함하도록 상기 인버터를 제어하되,
상기 부하에 공급되는 전력량이 목표 전력량 보다 큰 경우, 단위 시간당 상기 전원이 포함하는 프리휠링 구간이 증가되도록 상기 인버터를 제어하고,
상기 프리휠링 셀에서 상기 프리휠링 구간이 연속되는 길이는 상기 부하에 의해 유도되는 상기 플라즈마가 유지되도록 미리 정해진 길이 이하로 설정되는,
전원 공급 장치.
제1항에 있어서,
상기 제어기는 상기 출력되는 전원에 상기 단위 시간당 포함되는 상기 파워링 셀 및 상기 프리휠링 셀의 비율을 조절하여 상기 부하로 공급되는 전력량을 변경하는,
전원 공급 장치.
제1항에 있어서,
상기 제어기는 상기 프리휠링 셀에 포함되는 상기 프리휠링 구간의 길이를 조절하여 상기 부하로 공급되는 전력량을 변경하는,
전원 공급 장치.
제1항에 있어서,
상기 프리휠링 셀에서 상기 프리휠링 구간의 길이는 적어도 상기 부하의 품질 요인에 기초하여 설정되는,
전원 공급 장치.
제1항에 있어서,
상기 인버터를 통하여 출력되는 상기 전원이 상기 양의 전원이 출력되는 구간, 상기 프리휠링 구간 및 상기 음의 전원이 출력되는 구간을 순서대로 포함하는 프리휠링 셀을 포함하도록 상기 인버터를 제어하는 상기 제어 신호를 상기 인버터에 제공하는,
전원 공급 장치.
제1항에 있어서,
상기 프리휠링 셀은 상기 양의 전원이 출력되는 제1 구간, 상기 음의 전원이 출력되는 제2구간 및 상기 프리휠링 구간을 포함하되, 상기 제어기는, 상기 프리휠링 셀에 포함되는 상기 제1 구간 및 상기 제2 구간의 길이가 동일하도록 상기 인버터를 제어하는 상기 제어 신호를 상기 인버터에 제공하는,
전원 공급 장치.
제1항에 있어서,
상기 제어기는, 상기 프리휠링 셀 및 상기 파워링 셀 각각에 있어서, 상기 양의 전원이 출력되는 구간 및 상기 음의 전원이 출력되는 구간의 길이가 동일하도록 상기 인버터를 제어하는,
전원 공급 장치.
제1항에 있어서,
상기 부하에 공급되는 전력량이 상기 목표 전력량 보다 작은 경우, 상기 단위 시간당 상기 전원이 포함하는 프리휠링 구간이 감소되도록 상기 인버터를 제어하는,
전원 공급 장치.
제1항에 있어서,
상기 단위 시간은 m개의 파워링 셀 및 n개의 프리휠링 셀에 대응되는 시간인,
전원 공급 장치.
제7항에 있어서,
상기 제어기는, 상기 인버터를 통하여 공급되는 상기 전원이, 상기 양의 전원 및 상기 음의 전원이 제1 주기로 번갈아 출력되는 상기 파워링 셀을 포함하도록 상기 인버터를 제어하되,
상기 프리휠링 구간의 길이는 상기 제1 주기의 반주기의 정수배로 마련되는,
전원 공급 장치.
제1항에 있어서,
상기 프리휠링 셀 및 상기 파워링 셀 각각에 있어서, 상기 양의 전원이 출력되는 시간의 비율 및 상기 음의 전원이 출력되는 시간의 비율이 동일한,
전원 공급 장치.
제8항에 있어서,
상기 제어기는, 상기 인버터를 통하여 출력되는 상기 전원이 상기 양의 전원이 출력되는 구간, 상기 프리휠링 구간 및 상기 음의 전원이 출력되는 구간을 순서대로 포함하는 프리휠링 셀을 포함하도록 상기 인버터를 제어하는 상기 제어 신호를 상기 인버터에 제공하는,
전원 공급 장치.
제어 신호를 수신하고, 양의 전원 또는 음의 전원을 부하로 출력하는 인버터 -상기 부하는 상기 인버터로부터 상기 양의 전원 또는 상기 음의 전원을 인가 받아 플라즈마 발생을 유도함-; 및
상기 인버터가 전원을 출력하도록 상기 제어 신호를 제공하는 제어기;를 포함하되,
상기 인버터에 의해 출력되는 상기 전원은 상기 양의 전원 및 상기 음의 전원이 번갈아 출력되는 파워링(powering) 셀 및 상기 양의 전원 및 상기 음의 전원 모두 출력되지 않는 프리휠링 구간을 포함하는 프리휠링(freewheeling) 셀을 포함하되,
상기 인버터는, 상기 출력되는 전원의 상기 프리휠링 구간의 전후로 출력되는 출력값이 동일하지 아니하도록 동작하고,
상기 부하에 공급되는 전력량이 목표 전력량 보다 큰 경우, 상기 인버터를 통해 출력되는 상기 전원이 단위 시간당 포함하는 프리휠링 구간은 증가하고,
상기 프리휠링 셀에서 상기 프리휠링 구간이 연속되는 길이는 상기 부하에 의해 유도되는 상기 플라즈마가 유지되도록 미리 정해진 길이 이하로 설정되는,
전원 공급 장치.
제13항에 있어서,
상기 인버터에 의해 출력되는 상기 전원에 단위 시간당 포함되는 상기 파워링 셀 및 상기 프리휠링 셀의 비율이 조절됨으로써 상기 부하로 공급되는 전력량이 변경되는,
전원 공급 장치.
제13항에 있어서,
상기 프리휠링 셀에 포함되는 상기 프리휠링 구간의 길이가 조절됨으로써 상기 부하로 공급되는 전력량이 변경되는,
전원 공급 장치.
제13항에 있어서,
상기 프리휠링 셀은 상기 양의 전원이 출력되는 제1 구간, 상기 음의 전원이 출력되는 제2구간 및 상기 프리휠링 구간을 포함하되, 상기 프리휠링 셀에 포함되는 상기 제1 구간 및 상기 제2 구간의 길이는 동일한,
전원 공급 장치.
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