CN102986127B - 循环变流器的前馈控制 - Google Patents

Abstract

一种三相谐振循环变流器，该循环变流器包括前馈控制模块，前馈控制模块被布置为产生用于取决于被布置为向循环变流器提供功率的功率供给的状况对循环变流器的开关频率进行控制的前馈信号。

Description

循环变流器的前馈控制

技术领域

本发明涉及循环变流器的前馈控制。具体地，本发明涉及一种控制循环变流器的方法以及一种具有前馈控制模块的循环变流器，其中使用前馈控制来控制循环变流器的开关频率。

背景技术

许多不同产业需要用于基于三相电源供给恒定功率的电源。

已经产生循环变流器以用在高效电源中，以便提供相对于传统整流器电源和两级电源的多个改进。

循环变流器提供了高效的单级功率变换器。采用单级功率转换的优点基于以下事实：单级变换器将具有与传统两级整流器的各个级中的任一级的效率类似的效率（例如，96%）。换言之，来自单级变换器的损耗仅为两级变换器的损耗的一半。该更高效率（更低损耗）导致整流器内的部件的大小的对应减小，并由此导致耗费更低成本来生产的产品更小。由于以下原因获得其他优点：对于给定的系统功率，来自变换器的排气热量将更低（使功率系统设计容易），以及可以利用比传统两级整流器设计显著更少的部件来实现单级变换器的事实。

本申请的申请人已经产生了一种独特的三相谐振循环变流器配置，如PCT公开WO2008/018802中所述，该PCT公开以参考的方式并入于此。

本申请涉及一种用于控制三相谐振循环变流器（例如，WO2008/018802中所述的类型）的改进方法（以及关联的控制系统）。将意识到，尽管诸如在WO2008/018802中所述的变换器之类的功率变换器在电信产业中特别有用，但是这些功率变换器在其他产业中也同样适用。

WO2008/018802已提出可以使用基于循环变流器的所测量出的输出电压的比例和积分反馈元件来控制循环变流器的开关频率。然而，这些反馈形式不能在循环变流器的输入功率在较短时间段中实质上变化或被中断的情况下提供快速响应。

本发明的目的是提供循环变流器的改进控制机制。

特别地，本发明的目的是当输入电源在较短时间段中实质上变化或者被中断时提供循环变流器的改进控制机制。

每个目的应当使用至少向公众提供有用选择的目的来分离地理解。

本发明旨在克服或者至少缓解一些或所有上述问题。

发明内容

应当承认，术语“包括”可以在变化的权限下归于排他或相容的含义。出于本说明书的目的，并且除非另外指出，这些术语旨在具有相同的含义，即，它们将被视为包括直接使用参考的所列出的部件，并且还可能包括其他未指定的部件或元件。

根据一个方面，本发明提供了一种三相谐振循环变流器，该循环变流器包括前馈控制模块，前馈控制模块被布置为产生用于取决于被布置为向循环变流器提供功率的电源的状况来对循环变流器的开关频率进行控制的前馈信号。

根据另一方面，本发明提供了一种控制三相谐振循环变流器的方法，所述方法包括以下步骤：产生用于取决于被布置为向循环变流器提供功率的电源的状况对循环变流器的开关频率进行控制的前馈信号。

附图说明

现在将参照附图，仅通过示例的方式描述本发明的实施例，在其中：

图1示出了可根据本发明的实施例控制的循环变流器布置；

图2示出了可根据本发明的实施例控制的循环变流器的开关序列；

图3示出了如图1所示的循环变流器的LLC传递函数；

图4A和4B示出了根据本发明的实施例的开关时段调整的表示；

图5示出了根据本发明的实施例的控制电路的系统框图；以及

图6示出了与图5的控制电路一起使用的保持电路。

具体实施方式

第一实施例

根据本发明的各个实施例，提供了一种用于产生前馈控制信号的方法和关联控制电路，该前馈控制信号可以取决于循环变流器的电源来调节循环变流器的开关频率。

现在将参照图1来描述循环变流器电路布置。

图1示出了以使用该第一实施例的控制方法的半桥形式的三相谐振循环变流器电路。

将理解的是，本发明的该实施例和其他实施例还可以适用于全桥循环变流器。

图1的循环变流器包括形成半桥的双向开关17至19和电容器20至22。开关17由MOSFET 35与体二极管36的并联同MOSFET 37与体二极管38的并联串联构成。开关17具有四个状态：

1.接通（MOSFET 35和MOSFET 37接通）；

2.关断（MOSFET 35和37关断）；

3.正向二极管（MOSFET 37接通，接入体二极管36）；

4.反向二极管（MOSFET 35接通，接入体二极管38）。

类似地配置开关18和19。通过利用这四个开关状态，可以如将描述的那样实现全谐振开关。

三相供电线23至25将三相AC电提供给半桥。循环变流器的输出驱动由电感器26、电容器27以及变压器29的初级线圈28构成的LLC谐振电路。输出线圈30和31经由二极管32和33以及电容器34连接，以形成半桥整流器35。

电感器26和电容器27形成串联谐振电路。为了实现低负载输出电压调节，可以通过对主变压器29的磁芯造成间隙来容易地将谐振电路从简单LC谐振电路变换为LLC谐振电路。输出电压控制的主要方法由可变频率控制实现。

现在将参照图2来描述三相谐振循环变流器的开关序列。

根据该实施例，循环变流器的开关频率是高频。即，该实施例的开关频率大致为100kHz。然而，将理解的是，作为替换，可以使用其他更低或更高的开关频率。

为了实现这些需求以实现谐振开关，始终按以下顺序对晶体管排序：该顺序使得首先接通最大电压量值（L）电源（mains）相位晶体管，接下来是具有中电压量值（M）的电源相位，然后最后是具有最小电源电压量值（S）的电源相位。以亚微秒死区时间无限地重复该排序（L、M、S、L、M、S、……）以允许谐振负载电压换向。由于电源瞬时输入电压持续改变，因此电源输入的每30度，负责驱动各个晶体管的排列逻辑反转晶体管排列顺序。

图2示出了三相电源瞬时电压（黄、蓝和红）在单个电源周期上的变化，并且曲线图直接下方的表示出表示六个晶体管中的每一个在12个电源30度段中的每一个期间的函数的逻辑表。

“大相位（L）”——对电流从具有最大电压量值的电源相位流经谐振负载、变压器并最终至整流器输出的流动进行控制的晶体管。

“中相位（M）”——对电流从具有中等电压量值的电源相位流经谐振负载、变压器并最终至整流器输出的流动进行控制的晶体管。

“小相位（S）”——对电流从具有最小电压量值的电源相位流经谐振负载、变压器并最终至整流器输出的流动进行控制的晶体管。

逻辑表中的参考Y、B和R指示了三个电源相位瞬时电压黄、蓝或红中的哪些是所指示的相位（L、M或S）的相关电压。

该谐振开关序列导致经过晶体管和输出整流器二极管的正弦波电流流动，使得当进行每次开关转移时，电流已经几乎返回至零。这降低了晶体管和输出二极管两者中的开关损耗，并允许使用MOSFET或IGBT开关晶体管。如果使用IGBT晶体管，则可以采用反并联二极管，以允许反转电流路径（发射极至集电极）。

现在提供循环变流器的各种模式的简要讨论。在图2中，ZXM指示了零交叉模式被激活的位置，并且MXM指示了量值交叉模式被激活的位置，如下所述。

由于在极小的时间段中尝试并接通然后再次关断晶体管变得不实际，因此存在以下点（在每个电源电压零交叉附近）：其中，尝试接通S晶体管没有任何优点。因此，对于在每个电源零交叉之前开始几度并在电源零交叉之后扩展至几度的时间段，循环变流器可以操作于两相模式。该模式被称作“零交叉模式”，并且在该操作模式期间，高频开关序列仅为L、M、L、M、L、M……，其中，仅L和M晶体管接通，而S晶体管保持关断。在该“零交叉模式”期间，L和M晶体管两者的晶体管接通时间相等。

在电源电压量值交叉点处维持正常的L、M、S、L、M、S……高频开关序列时出现不同问题。在每个电源量值交叉点处，M和S相位电压交换，并且因此M和S的定义也必须交换。如果关于循环变流器的高频开关频率来考虑电源相位电压的改变速率，则以下情况变得清楚：在特定时刻处交叉的M和S相位电压的概念远非现实。电源相位电压的改变速率如此慢，使得对于许多高频开关周期，M和S相位电压实际上相等。更有甚者，当考虑诸如噪声之类的真实世界影响时，还可以意识到，变换器实际上可以在不正确的M和S定义下在多个高频开关周期内操作。例如，称为S的相位上的电压实际上大于（以非常小的量）称为M的相位上的电压。M和S相位的定义中的这种误差导致错误的晶体管开关序列，这进而导致从M至S电源相位（或者，取决于相对电压极性的S至M电源相位）流动的相当大的电流。通过改变当循环变流器在电源电压量值交叉点附近操作时使用的高频开关序列，可以避免该问题。

因此，对于在每个电源量值交叉之前开始几度并在电源量值交叉之后扩展至几度的时间段，循环变流器可以操作于交错模式。该模式被称作“量值交叉模式”，并且在该模式期间，高频开关序列仅为L、M、L、S、L、M、L、S、……，其中，M和S晶体管交替地在每次L晶体管接通时之间接通。在该“量值交叉模式”期间，L、M和S晶体管的晶体管接通时间均相等。

因此，循环变流器使用三个不同高频开关序列：  “零交叉模式”——在电源相位零交叉附近使用；  “三相模式”——大多数时间使用的正常模式；  “量值交叉模式”——在电源相位量值交叉附近使用。

图3示出了这里描述的类型的循环变流器的串联谐振LLC传递函数。x轴示出了循环变流器的开关频率，并且y轴示出了循环变流器的输出电压。示出了三个特性，其中循环变流器不具有负载、具有半负载和具有满负载。如上所说明的，在该实施例中，循环变流器操作于100 kHz的开关频率处。从传递函数可见，通过提高开关频率至高于100kHz，输出电压下降，而通过降低开关频率，输出电压提高。

参照图4a和4b，提供对单个开关频率时段的L、M和S开关时段的表示。

图4a示出了未调整的开关频率时段的L、M和S的原始三个开关时段。第一开关时段L确定将切换最大量值输入相位电压信号的循环变流器中的晶体管的接通时间。即，形成三相电压电源输入的三个输入相位电压信号Va、Vb和Vc由如图1所示的各个晶体管对取决于其量值来切换。开关时段L指示正在切换最大量值输入相位电压信号，开关时段M指示正在切换中等量值输入相位电压信号，并且开关时段S指示正在切换最小量值输入相位电压信号。

从图4A和4B中可见，在50%的时间内接通L，而M和S共享剩余的50%。即，在50%的开关时段内将最大量值输入相位电压信号接通至LLC电路，而在剩余50%的开关时段内将中等和小量值输入相位电压信号接通至LLC电路。

由此可见，通过基于对循环变流器的供给电压的差异对三相谐振循环变流器的L开关时段（L接通时间）进行调整，提供了对输出电压的粗略控制。即，调整L开关时段调整了循环变流器的开关频率，并由此调整了输出电压。

可以将前馈项应用于控制电路以辅助对开关频率的总体控制。前馈项可以用于在确定的电源状况下调整L开关时段以将输出电压保持恒定。这可以在例如输入电压以较大量波动并且需要调整以快速修改输出电压的情形下是有用的。可替换地，前馈调整将在保持电路被激活时是有用的。

使用被馈送至比例、积分和微分（PID）控制器中的PID控制信号以及前馈项的组合来调整L开关时段。

基于以下算法来产生前馈项：该算法考虑到输入供给电压的改变量以及该改变量与在L开关时段中为了维持恒定电压输出的所需改变之间的关系。即，该算法提供了对应当针对给定输入电压扰动改变多少开关频率以使维持输出电压的估计。可以根据从各种测试情形凭经验确定L开关时段的调整量，在变化的负载条件下放置循环变流器电路，并且记录被产生以在稳态条件期间控制循环变流器的实际L开关时段。即，基于各种负载条件来产生一组L稳态值。

通过分析L开关时间的稳态值，可以生成一组最佳拟合的多项式值。例如，可以基于输入电压信号的改变和循环变流器的开关频率的函数来确定所生成的多项式值。

图5示出了指示控制电路的各个部件的系统框图。

三相电源501经由三个电压相位线503将三相功率提供给循环变流器505。根据该实施例。循环变流器如图1所示，然而，将理解的是，可以以与这里描述的类似方式控制任何其他合适类型的三相谐振循环变流器。

循环变流器输出是正弦电压输出波形，其被馈送至LLC谐振电路，LLC谐振电路包括谐振电感器（Lr）、谐振电容器（Cr）以及输出变压器的初级线圈506。

变压器的次级线圈507馈送也在图1中示出的两个二极管D1和D2。

闭环控制模块509使用在变压器的次级侧的负载上取得的电压输出波形Vout来产生电压误差信号Verror 522。

将理解的是，可以从多个不同点取得循环变流器的电压输出。可以在变压器的次级侧放置的负载上测量到循环变流器的电压输出。可替换地，可以从变压器的初级侧的循环变流器输出来直接测量来自循环变流器的电压信号输出。

闭环控制模块509包括电压信号误差模块511、积分增益模块510、累积模块512和存储模块513，其形成有限脉冲响应（FIR）滤波器的一部分。闭环控制模块509还包括PID控制器517、比例增益模块520和微分增益模块527。

电压信号误差模块511包括电压参考发生器508和电压误差发生器519，其被布置为基于在循环变流器的输出电压515与由电压参考发生器508生成的电压参考值Vref之间的差来产生误差信号Verror。Vref是功率变换器的期望输出电压。

通过积分增益模块510来馈送误差信号Verror，并且然后，针对输出电压波形的相同的对应部分，使用累积模块512将误差信号Verror与来自存储模块513的历史电压信号值相加、组合或累积，其中来自累积模块512的结果用作存储模块513（FIR滤波器）的输入。

因此，存储模块513被布置为存储输出电压波形的具体部分的误差校正后的历史电压信号值。即，针对输出电压波形的相关部分，将误差校正后的历史电压信号值作为新电压信号值存储在存储模块513内。基于历史电压信号值，将存储模块513内的值作为积分电压控制信号521输出。

还将电压误差信号Verror提供给比例增益模块520，以产生比例电压控制信号523。比例电压控制信号523是输出电压Vout的直接比例度量。

可以结合循环变流器的输出，在变压器的次级侧放置的负载上直接取得所测量出的输出电压，即，将从循环变流器的输出处放置的隔离变压器的次级侧产生的电压信号反馈至控制电路。作为替换，可以使用其他技术来测量输出电压。例如，可以在循环变流器的输出处的整流器二极管之后立即测量负载电压。

还使用微分增益模块527来产生微分电压控制信号529。根据该实施例，通过在循环变流器输出变压器的次级侧使用电流传感器直接测量负载电流516来产生“微分电压”信号。在整流器二极管D1和D2的阴极侧感测负载电流。作为替换，可以使用循环变流器输出变压器的初级侧的谐振电流来产生负载电流。即，负载电流产生模块可以使用附着至位于循环变流器输出处的变压器的初级线圈506的电流传感器来感测谐振电流iRes。谐振电流iRes被视为变压器的输出电流的精确表示，这是由于变压器的次级侧的输出电容（形成半桥整流器的一部分）支配该电路（即，负载实际上是电阻性的）。

变压器的输出电流被视为输出电压的微分。因此，使用所测量出的负载电流Iout，通过使所感测出的负载电流经过微分增益模块527来产生微分电压控制信号529。

提供了锁相环（PLL）模块531，锁相环（PLL）模块531通过测量三相输入电压线来产生输入电压信号。所产生的输入电压由保持电路533监视以确定是否应当激活保持电路，如以下更详细说明。还将所产生的输入电压提供给前馈项发生器535。前馈项发生器被布置为基于在当保持电路未被激活时的条件期间对输入电压的突然变化（例如，阶跃变化）来产生前馈项L_FF 537。此外，前馈项发生器被布置为在保持电路被激活时产生前馈项L_FF，并且这导致被馈送至LLC电路的电压由于在AC电源输入与所切换的保持电容器电压之间的变化而变化，反之亦然。前馈项发生器还基于在保持电路激活时保持电路电容器电压中的任何重大改变来产生前馈项L_FF。

将比例、积分、微分和前馈控制信号提供给PID控制器517，PID控制517基于比例、积分、微分和前馈控制信号的组合来产生开关频率控制信号518。该开关频率控制信号518用于通过调整具有最大绝对电压的输入电压波形的相位的开关频率的开关频率时段，来控制循环变流器505的开关频率以实现频率控制。即，对L接通时间进行调整，以改变总体开关频率时段，并由此改变循环变流器的开关频率。

通过将所定义的算法应用于所产生的输入电压信号，确定前馈L接通项（L_FF）。将L_FF项与控制前馈信号相加，以调整循环变流器的开关频率。即，在各种不同情形下，L_FF可以由控制电路使用以修改L开关时段，这将通过调整循环变流器的总体开关时段来调整输出电压。

在该实施例中，通过应用使用多项式值的算法来生成L_FF。多项式值基于在输入电压的改变与输出电压的后续所需改变之间的关系。

然而，将理解的是，作为替换，还可以使用查找表来生成L_FF值。

根据该实施例，始终将前馈项L_FF与反馈控制电路的控制输出相加。然而，如果在输入电压电源中存在足够的阶跃变化，则L_FF项将仅影响控制输出。总的来说，将L_FF前馈项与积分项相加。当已存在阶跃输入变化时，L_FF项有效地“重置”积分项，即，删除积分历史。

通过将输入电压信号馈送至锁相环（PLL）电路来不断监视输入电压信号，锁相环（PLL）电路被布置为产生表示用于将功率馈送至循环变流器的三个输入相位电压线上的电压的输入电压信号。

输入电压的任何改变将根据所使用的算法来生成L_FF输出。然后，将该L_FF前馈项馈送至控制电路中的PID控制器以调整L接通时段。

根据该实施例，所使用的算法在输入电压的百分比改变与所需输出电压的百分比改变之间具有直接关系。即，如果输入电压下降x%，则控制电路被布置为提供将L开关时段调整为足以产生输出电压的x%升高的前馈L_FF项。将理解的是，作为替换，可以使用在输入和输出电压之间的其他直接关系。还将理解的是，输入电压与输出电压之间的关系可以是线性或非线性关系。

如上所述，存在以下各种不同情形：其中，具有可调整L开关时段并由此调整循环变流器的开关频率的前馈L_FF项将是有益的。

例如，根据第一情形，前馈L_FF项可以用于在所监视的输入电压在较短时间段中实质上已变化的情形下（例如如上所述的阶跃变化）调整开关频率。

根据第二情形，可以在由于输入功率的损耗而已激活保持电路时使用前馈L_FF项。

保持电路提供了用于在发生实用故障时支持负载电压10mS或更多的机制。这在临界数据中心应用中特别有用。

例如，当存在功率损耗时，激活保持电路并使用L_FF项来在由AC电源的损耗导致的输入电压的变化、对保持电路电压的应用以及返回至使用AC电源期间控制开关频率。

现在作为背景，提供保持电路的描述。

图6示出了电路图，在其中包括以降压（buck）变换器的形式的辅助变换器616（在虚线框内），以在输入功率的损耗期间将保持提供给循环变流器。

图6示出了全波辅助变换器616，其输出在对循环变流器的正常输入功率供给期间与循环变流器和输出变压器615隔离。变压器617与输出变压器615并联连接，并且可以选择变压器617的匝数618与匝数619的匝数比以对电容器623和624进行充电，如将描述的。不是利用分离的变压器，而是可以将绕组619过紧地卷在变压器615上。经由与经由电容器620以及二极管621和622的辅助变换器616的输出路径无关的充电路径来对电容器623和624进行充电。经由与输出路径无关的充电路径控制充电防止了向623和624的过度涌入电流，否则过度涌入电流可以在启动时压制主变换器输出。电容器620可以是任何阻抗，并对电容器623和624的充电率进行控制。如果用电阻器来替代电容器620，则将引来电阻损耗。频率相关阻抗具有以下优势：更低的损耗，以及充电率可以随循环变流器开关频率而变化。尽管电感将具有最期望的频率相关性，但是这将引来附加电感性元件的成本和大小。电容器具有低损耗、小尺寸和低成本的优势。还可以利用复合阻抗。阻抗（在这种情况下为电容器620）的大小被设置为使得在可接受的时段内对电容器623和624进行充电并且未在循环变流器上放置过度的负载。

优选地，变压器617的绕组618和619的匝数比被设置为使得将电容器623和624充电至完全高于对变压器615供给的循环变流器正常输出电压的电平。这样，辅助变换器616可以更好地利用电容器623和624中存储的电荷。

FET 625和626的阻流二极管与二极管627和628相对，使得在FET625和626关断时，电容器623和624与循环变流器和输出变压器615隔离。在对电源线1至3的输入功率供给存在不连续的情况下，可以经由FET625和626以及二极管627和628将电容器623和624中存储的电荷供给至输出变压器615，以维持来自功率变换器的输出供给。根据该实施例，保持控制电路629通过从PLL 531接收输出来监视输入功率供给。当检测到供给中的不连续时，保持控制电路629控制FET 625和626的切换，从而使用电容器623和624中存储的电荷来维持输出供给。保持控制电路629在辅助变换器的操作期间以相对较高的频率（约100kHz）切换FET 625和626，以将高频AC输出电压提供给输出变压器615。二极管627和628被选择为具有相对于FET 625和626的开关速度较慢的开关速度，使得在FET 625或626已导通之后，当另一FET接通时，关联的二极管627或628保持接通，以实现零电压开关（ZVS）。例如，如果FET 625初始接通，则二极管627变为导通，并且将来自电容器623的电荷供给至输出变压器615。当FET 625关断时，二极管627缓慢关断并在FET 626接通时保持导通，使得导通路径保持经由二极管627以及FET 625的阻流二极管，使得可以执行ZVS开关。这样，可以在正常操作期间隔离辅助变换器的输出，但是在辅助变换器的操作期间，二极管627和628实质上是导体以允许ZVS开关。该布置还具有使用相对便宜的慢开关二极管627和628的优势。

根据该实施例，输入相位上的电压由PLL监视，以确定何时存在输入电压的任何损耗或显著降低。保持控制电路629使用所监视的输入电压信息来对何时将功率从AC转换至保持电路做出决定。此外，前馈项发生器535监视保持电容器电压，以确定在保持电路被激活的情况下将如何改变开关频率。

因此，如果输入电压降至低于预定最小电压，则确定电源输入电压不足，并且PLL向保持电路发送信号以指示保持电路从AC输入切换至保持电路的保持电容器。

保持电容器上的电压由前馈项发生器监视，使得当控制电路已切换至保持电路时，发生器内的前馈算法具有来自保持电容器的电压信息，以确定需要开关频率的什么改变，并由此产生所需的L_FF项以提供所需的开关频率改变。

即，向前馈项发生器的前馈算法馈送两个输入——电源电压和保持电容器电压。基于这两个电压输入，该算法进行以下计算。

如果保持控制电路确定了循环变流器的供给要从电源输入切换至保持电路，则首先确定需要将开关频率改变多少。该计算持续改变，并且在大多数时间内，将进行该计算而后不使用该计算。然而，当保持控制电路确定变换器应当切换至保持电路时，则将使用由前馈项发生器产生的前馈算法结果L_FF，通过调整L开关时间来创建必要的阶跃变化。

因此，如果控制电路应当决定从电源切换至保持电路，则前馈算法可以用于对将开关频率改变多少进行预测，以及补偿任何突然的电源输入电压改变，这不需要激活保持电路。即，两个情形包括电源输入电压的突然改变以及由于控制电路已决定从电源输入切换至保持电路而引起的突然改变，反之亦然。

在以上情形中，必须快速作用于循环变流器的输入电压的突然改变，以提供确保持续输出恒定电压的调整。使用标准反馈控制环不提供足够快的响应时间，并将导致输出处的电压漂移。

一般地，在控制电路内使用L_FF来“重置”当前使用的L值，以将开关频率调整为可由反馈控制环更容易地调整的值。将前馈项（L_FF）与电压控制环输出相加，以修改L开关时段（L接通时间）并最小化任何“积分器饱和（wind-up）”。即，PID环中的I项是误差积分器。已知，当积分器经历输入电压中的阶跃变化（例如，突然改变）时，其输出将“饱和”，即，输出将耗费一些时间来安置到新操作点。

通过利用前馈L接通时间，避免了该影响。前馈L接通项提供了新的合适操作点处的“更好的猜想”。这种更好的猜想提供了改进的结果，当已发生阶跃变化时，该改进结果减小了积分“饱和”的量。因此，这减少了PID控制环将耗费以响应任何阶跃变化的时间。

将理解的是，这里描述的本发明的实施例仅作为示例，并且在不脱离本发明的范围的前提下，可以进行各种改变和修改。

Claims (25)

1.一种三相谐振循环变流器，该循环变流器包括：

前馈控制模块，所述前馈控制模块被布置为产生用于取决于被布置为向所述循环变流器提供功率的电源的状况对所述循环变流器的开关频率进行控制的前馈信号；

锁相环模块，被布置为基于三相输入电压，产生输入电压信号；

其中，所述前馈控制模块被布置为基于所产生的输入电压信号，产生所述前馈信号，以及

开关信号发生器，被布置为产生对所述循环变流器的开关频率进行控制的开关信号，并且还被布置为基于所产生的前馈信号，修改所述开关信号。

2.根据权利要求1所述的三相谐振循环变流器，其中，修改后的开关信号基于所确定的高压开关序列。

3.根据权利要求1所述的三相谐振循环变流器，其中，所述前馈控制模块被布置为应用在所产生的输入电压与期望的输出电压之间的直接关系来产生所述前馈信号。

4.根据权利要求1所述的三相谐振循环变流器，其中所述前馈控制模块被布置为将预定多项式值应用于输入电压信号以产生所述前馈信号，其中所述多项式值基于输入电压信号的改变和所述循环变流器的开关频率的函数。

5.根据权利要求1所述的三相谐振循环变流器，还包括存储模块，所述存储模块被布置为存储查找表，其中所述前馈控制模块被布置为基于所述输入电压信号来应用所述查找表中的值以产生所述前馈信号，其中所述查找表中的值基于输入电压信号的改变和所述循环变流器的开关频率的函数。

6.根据权利要求1所述的三相谐振循环变流器，还包括PID控制器，其中所述前馈控制模块将所产生的前馈信号提供给所述PID控制器以生成修改后的开关信号。

7.根据权利要求1所述的三相谐振循环变流器，其中所述前馈控制模块被布置为基于所产生的输入电压信号，检测所述循环变流器的电源中的不连续。

8.根据权利要求1所述的三相谐振循环变流器，其中所述前馈控制模块被布置为基于所产生的输入电压信号，检测来自所述电源的电压输出的突然变化，其中所述变化高于预定义阈值。

9.根据权利要求1所述的三相谐振循环变流器，其中所述前馈控制模块被布置为检测与所述电源中的不连续相关的事件。

10.根据权利要求9所述的三相谐振循环变流器，其中所述前馈控制模块还被布置为监视保持电路模块，以检测所述保持电路模块是否已被激活。

11.根据权利要求10所述的三相谐振循环变流器，其中所述前馈控制模块还被布置为监视由所述保持电路模块生成的保持电压以产生所述前馈信号。

12.根据权利要求1所述的三相谐振循环变流器，其中所述循环变流器是半桥循环变流器。

13.根据权利要求1所述的三相谐振循环变流器，其中所述循环变流器是全桥循环变流器。

14.根据权利要求1所述的三相谐振循环变流器，其中所述循环变流器是高频循环变流器。

15.一种控制三相谐振循环变流器的方法，所述方法包括以下步骤：产生用于取决于被布置为向所述循环变流器提供功率的电源的状况来控制所述循环变流器的开关频率的前馈信号；

基于三相输入电压，产生输入电压信号；

基于所产生的输入电压信号，产生所述前馈信号；

产生对所述循环变流器的开关频率进行控制的开关信号；以及

基于所产生的前馈信号，修改所述开关信号。

16.根据权利要求15所述的方法，其中修改后的开关信号基于所确定的高压开关序列。

17.根据权利要求15所述的方法，还包括以下步骤：应用在所产生的输入电压与期望的输出电压之间的直接关系，以产生所述前馈信号。

18.根据权利要求15所述的方法，还包括以下步骤：将预定的多项式值应用于输入电压信号以产生所述前馈信号，其中所述多项式值基于输入电压信号的变化和所述循环变流器的开关频率的函数。

19.根据权利要求15所述的方法，还包括以下步骤：存储查找表；以及基于所述输入电压信号来应用所述查找表中的值以产生所述前馈信号，其中所述查找表中的值基于输入电压信号的变化和所述循环变流器的开关频率的函数。

20.根据权利要求15所述的方法，还包括以下步骤：将所产生的前馈信号提供给PID控制器，以生成修改后的开关信号。

21.根据权利要求15所述的方法，还包括以下步骤：基于所产生的输入电压信号，检测所述循环变流器的电源中的不连续。

22.根据权利要求15所述的方法，还包括以下步骤：基于所产生的输入电压信号，检测来自所述电源的电压输出的突然变化，其中所述变化高于预定义阈值。

23.根据权利要求15所述的方法，还包括以下步骤：检测与所述电源中的不连续相关的事件。

24.根据权利要求23所述的方法，还包括以下步骤：监视保持电路，以检测所述保持电路是否已被激活。

25.根据权利要求24所述的方法，还包括以下步骤：监视由所述保持电路生成的保持电压以产生所述前馈信号。