CN108023484A - 一种多模态高频谐振充电电路 - Google Patents

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Abstract

本发明属于电力电子谐振变换器领域，提供了一种多模态高频谐振充电电路，包括：依次连接的直流源，多桥臂并联的逆变桥，多路谐振槽，多绕组变压器，高频整流桥和滤波电容；多桥臂并联的逆变桥由N对桥臂并联而成；多路谐振槽至少包括N个等效谐振元件；多绕组变压器为多磁路并联结构，至少具有N个分支磁路，多绕组变压器的原边绕组至少有N‑1个，分别与桥臂中点电气连接；多绕组变压器的副边绕组至少1个，与高频整流桥电气连接。本发明中，由于开关桥臂的复用，谐振元件的减少，变压器的集成，变换器电路的体积大大减小，功率密度增加，开关利用率增加。

Description

一种多模态高频谐振充电电路
技术领域
本发明属于电力电子谐振变换器领域，更具体地，涉及一种多模态高频谐振充电电路。
背景技术
在高压脉冲电容负载充电储能过程中，开始阶段电容负载近乎短路，属于重负载；到充电末期电容负载近于开路，属于轻载或空载。充电过程负载变化范围很大，这就要求充电电源能适应宽范围变化的电容负载。为提高电池组充电效率，循环使用寿命，恒流-恒压充电法、脉冲充电法、正弦波充电法、多段恒流充电法等多种充电策略均有相关研究。
谐振变换器具有开关损耗小的优点；串联型谐振变换器具有充电时无直流分量，轻载下器件导通损耗低，具有天然抗短路性能的优点；并联型谐振变换器具有充电电流恒定，轻载效率高，输出电压易调节，具有天然抗负载开路性能等优点。因此谐振类变换器被广泛的应用于充电电路之中。高频化、模块化、小型化、高功率密度是其普遍的发展方向，在电容器充电的应用中，快充电速度，高效率，高功率密度，高充电精度等则是主要关注的指标。
就单路谐振变换器的控制策略来说，为实现电容器充电前期充电迅速，中期满功率运行，后期电压纹波小精度高等需求，多采用谐振变换器的不同电流连续断续阶段的特性来实现。如LC串联谐振与LCC串并联谐振的电感电流断续阶段具有恒流源特性，充电电压线性增加，平均充电电流易调，可实现恒流充电；当其电感电流连续阶段，充电平均电流大，功率上升快，适合电容器前期充电。通常利用连续模式来实现电容充电前期的功率快速增加，利用断续模式来维持充电后期的电压稳定。
通常，工程师通过设计谐振槽元件的结构与电气参数，配合控制方法来实现所需的技术指标。然而只通过调节开关状态很难满足一些应用宽工作区间的需求。如X-ray机在诊断人体不同部位时需要不同等级的直流高压，因此输出电压的动态响应要求足够好，不允许有较大的超调，防止过高电压对X-ray发生器的损害，仅用某一谐振参数的充电机对于这一类的应用来说很难同时满足高电压放大倍数与低电压时的效率。又如在电容充电机的应用中，电感电流连续状态下的LCC谐振，通过频率调节的可调范围窄，而断续状态下电流峰值大，纹波大，导通损耗大，所以恒功率模式(常用断续模式)可调节的电流范围小，恒压模式(常用连续模式)充电电流峰值较大。
对于多路谐振变换器来说，通过多套不同谐振参数变换器并联的方式，可以实现不同的充电功率、电压等级、充电速率与电压电流纹波等需求。专利CN101257255A中利用变压器与谐振电感的磁集成，大大减小了变换器的体积；专利CN102611315A提供了一种多项交错并联的谐振变换器，实现了输出电流纹波小，谐振转换电路单元自动均流等特性。其不足之处在于会有多套逆变桥与变压器，体积大，器件多，而且由于不同路的分时运作，导致开关没有满负荷工作，导致了成本高，开关利用率低。
发明内容
针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种多模态高频谐振充电电路，旨在解决现有的多路谐振电路需要多套逆变桥和多套变压器导致体积大，成本高，器件多且开关利用率低的问题。
本发明提供了一种多模态高频谐振充电电路，包括：依次连接的直流源，多桥臂并联的逆变桥，多路谐振槽，多绕组变压器，高频整流桥和滤波电容；多桥臂并联的逆变桥由N对桥臂并联而成；多路谐振槽至少包括N个等效谐振元件；多绕组变压器为多磁路并联结构，至少具有N个分支磁路，多绕组变压器的原边绕组至少有N-1个，分别与桥臂中点电气连接；多绕组变压器的副边绕组至少1个，与所述高频整流桥电气连接；工作时，直流源经过N对桥臂并联的逆变桥产生N-1路交流方波电压，经过多路谐振槽得到N路的交流谐振电流，在N-1路原边绕组的作用下产生了N-1路磁通的变化Δφ1～ΔφN-1，从而引起第N路绕组的变化：从而在副边感应出交流电压整流后对滤波电容和负载充电；其中，N为大于等于3的整数。
本发明利用桥臂与元件的复用，将原本所需的2N-2对桥臂减少为N对，将原本所需的至少2N-2个谐振元件减少为N个；利用变压器的磁集成，将原本所需的N-1个变压器集成为1个；从多个角度减少了元器件，降低了成本，减小了变换器体积。
更进一步地，谐振槽具有N个输入端和N个输出端，每对输入端和输出端之间阻抗均不为零。
更进一步地，多绕组变压器中副边感应电压等于N-1个原边绕线磁路的磁通增量(不考虑漏磁)，且原边N-1个磁路磁通的变化互不影响。
更进一步地，逆变桥可以为IGBT、MOSFET或者其他全控型器件，具有反并联二极管，电流可以反向流通。
更进一步地，多绕组变压器中的副边绕阻在唯一一个副边磁柱上绕线；副边绕阻的磁通等于原边磁柱磁通之和。
更进一步地，多绕组变压器中的副边绕阻在原边N-1个磁柱上绕线，每一个原边磁柱均绕线，并依次串联。
通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，由于开关桥臂的复用，谐振元件的减少，变压器的集成，能够取得变换器电路的体积大大减小，功率密度增加，开关利用率增加的有益效果。
附图说明
图1是新型多模态高频谐振的通用拓扑结构；
图2是一种三磁柱三绕组的情况下两路谐振变换器的具体拓扑结构；
图3是另一种三磁柱四绕组的情况下两路谐振变换器的具体拓扑结构。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明提供了一种新型多模态高频谐振变换器，该变换器将原有电路中的多套逆变桥的一些桥臂进行复用，将多个变压器磁集成为多磁路的单个变压器，并将一些谐振槽中的电感电容进行复用。
如图1所示，本发明实施例提供的多模态高频谐振充电电路的拓扑结构包括：依次连接的直流源1，多桥臂并联的逆变桥2，多路谐振槽3，多绕组变压器4，高频整流桥5和滤波电容6；其中，直流源1可以由工频交流整流得到；多桥臂并联的逆变桥2由N(N≥3)对桥臂并联而成；多路谐振槽3中至少包括总共N个等效谐振元件：谐振电感(或变压器漏感)数+谐振电容数＝N；多绕组变压器4为多磁路并联结构，至少具有N个分支磁路，多绕组变压器4的原边绕组(与桥臂中点电气连接的绕组)至少有N-1个，副边绕组(与高频整流桥电气连接的绕组)至少1个；本发明利用桥臂与元件的复用，将原本所需的2N-2对桥臂减少为N对，将原本所需的至少2N-2个谐振元件减少为N个；利用变压器的磁集成，将原本所需的N-1个变压器集成为1个；从多个角度减少了元器件，降低了成本，减小了变换器体积。
本发明实施例提供的多模态高频谐振充电电路的工作原理为：直流电源1经过N对桥臂并联的逆变桥2，产生了N-1路交流方波电压(每相邻两项构成一路)，经过多路谐振槽3后得到了N路的交流谐振电流，在N-1路原边绕组的作用下，产生了N-1路磁通的变化Δφ1～ΔφN-1，从而引起第N路绕组的变化：从而在副边感应出交流电压整流后对滤波电容6及负载7充电。
其中，N对桥臂并联的逆变桥2可以是IGBT、MOSFET或者由其他全控型器件组成，具有反并联二极管，电流可以反向流通。
其中，谐振槽3有N个输入端，N个输出端，每对对应的端点之间阻抗不为零，即每一个端口至少串联了一个谐振元件。
其中，多绕组变压器4的磁体结构必然是有N个分支磁路的磁体，但其实际结构不仅限于图1所示的等效磁路结构，只要满足各磁路并联的结构均可。
作为本发明的一个实施例，多绕组变压器4的绕线方式不仅限于图1，任何满足副边感应电压等于N-1个原边绕线磁路的磁通增量的线性组合的绕线方式均可，比如副边在原边的N-1个磁柱上绕线后串联连接，第N个磁柱不绕线，如图3所示的情况。
通过设计N-1个原副边绕组比，可以实现如X-ray等需要不同充电电压等级的应用，根据具体的工作需求与开关管的耐压耐流限制，选择合适的绕组比，满足输出侧电压的满足应用的不同等级，输入侧电流满足开关管的耐流限制。
由于开关管不能上下直通，每个桥臂有两种开关状态，即上管导通或下管导通，N对桥臂，N个磁路的情况下，减去上管全部导通或者下管全部导通的情况，则有种开关状态组合。不同的开关状态组合下，则对应着不同的谐振等效阻抗、谐振频率与变压器等效变比，从而影响着充电电流(充电电流等于母线电压*变压器等效变比/等效阻抗)。
该变换器在空载时(用于电容器充电)的特点为：充电前期为了使充电电流大，可以通过变换开关状态使拓扑充电的变压器等效变比大，或选择拓扑使充电的等效阻抗小，或使充电的充电谐振频率高，；充电中期为了使充电功率最高，可以通过变换拓扑改变变压器等效变比与开关频率，使得充电功率稳定在额定功率；充电后期为了使充电电压稳定，纹波小，可以通过变换拓扑使得充电的变压器等效变比最小，或者通过变换拓扑使得充电的等效阻抗大，或者使得充电谐振频率低，开关频率更低，从而实现小充电电流稳压。在带载时，变换器的工作特点为：在稳定工作点，根据负载电流反馈，选择对应变压器等效变比下额定充电电流最接近负载电流的一种拓扑或者多种拓扑的配合，再通过频率小范围调节实现充电电流与负载电流相等，使得在稳定工作点附近的；在负载突变时，能变换拓扑使得充电电压尽快恢复到额定。
本发明第一实施例提供了一种三磁柱三绕组的情况下两路谐振变换器的具体拓扑结构，如图2所示，直流源1为电压为Vin；并联了三个桥臂Sa、Sb、Sc组成的逆变桥2；从三个桥臂的中点a、b、c，连接至谐振槽3，串联型谐振槽3由3个元器件La，Cb，Lc组成，每一路上各串联一个；变压器4由3个磁路组成，磁通分别为：φ1、φ2、φ3，φ1φ2分别对应原边ab相，bc相的绕组，副边绕组绕在φ3对应的磁柱上，满足φ1+φ2＝φ3；副边绕组依次连接由二极管组成的不控的高频整流桥5、滤波电容6、负载7；
根据电路结构，图2所示的电路有3种充电模式：
(1)Sap/Dap、Sbn/Dbn、Scp/Dcp导通(关断)，San/Dan、Sbp/Dbp、Scn/Dcn关断(导通)，且变压器等效变比为原边：n3时，则等效充电电流为：其中n1，n2分别为两个原边绕组的匝数，n3为副边的绕组匝数，Um为母线电压。
(2)Sap/Dap、Sbn/Dbn、Scn/Dcn导通(关断)，San/Dan、Sbp/Dbp、Scp/Dcp关断(导通)，且变压器等效变比为原边：副边＝n1：n3时，则等效充电电流为：
(3)Sap/Dap、Sbp/Dbp、Scn/Dcn导通(关断)，San/Dan、Sbn/Dbn、Scp/Dcp关断(导通)，且变压器等效变比为原边：副边＝n2：n3时，则等效充电电流为：由于电路结构的变化，变压器等效变比发生了变化，对应着3种不同充电电流，提供以更多的充电方式，本实例选用的谐振槽的串联谐振形式的等效阻抗与谐振频率未发生变化。
本发明第二实施例提供了一种三磁柱四绕组的情况下两路谐振变换器的具体拓扑结构，如图3所示，除了副边绕组的绕线方式有所变化，从中间磁柱的单绕组变为两侧磁柱的双绕组再串联，其他均一致；这一种绕线方式，等效上来看并没有改变磁路的磁通关系，效果上来看，原副边的耦合程度更高，漏感更小，变比配置更灵活，更能充分利用窗口面积。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种多模态高频谐振充电电路，其特征在于，包括：依次连接的直流源(1)，多桥臂并联的逆变桥(2)，多路谐振槽(3)，多绕组变压器(4)，高频整流桥(5)和滤波电容(6)；
多桥臂并联的逆变桥(2)由N对桥臂并联而成；
多路谐振槽(3)至少包括N个等效谐振元件；
多绕组变压器(4)为多磁路并联结构，至少具有N个分支磁路，多绕组变压器(4)的原边绕组至少有N-1个，分别与桥臂中点电气连接；多绕组变压器(4)的副边绕组至少1个，与所述高频整流桥(5)电气连接。
2.如权利要求1所述的多模态高频谐振充电电路，其特征在于，工作时，直流源(1)经过N对桥臂并联的逆变桥(2)产生N-1路交流方波电压，经过多路谐振槽(3)得到N路的交流谐振电流，在N-1路原边绕组的作用下产生了N-1路磁通的变化Δφ1～ΔφN-1，从而引起第N路绕组的磁通变化：从而在副边感应出交流电压整流后对滤波电容(6)和负载(7)充电；
其中，N为大于等于3的整数，Δφ1为在第1路原边绕组的作用下产生的第1路磁通的变化，ΔφN-1为在第N-1路原边绕组的作用下产生的第N-1路磁通的变化，i表示第i个磁柱，Δφi为第i个磁柱的磁通变化量，n为副边绕组匝数，φ为磁通，t为时间。
3.如权利要求1或2所述的多模态高频谐振充电电路，其特征在于，所述谐振槽(3)具有N个输入端和N个输出端，每对输入端和输出端之间阻抗均不为零。
4.如权利要求1-3任一项所述的多模态高频谐振充电电路，其特征在于，所述多绕组变压器(4)中副边感应电压的磁通变化等于N-1个原边绕线磁路的磁通增量，且原边N-1个磁路磁通的变化互不影响。
5.如权利要求1-4任一项所述的多模态高频谐振充电电路，其特征在于，所述逆变桥(2)为IGBT、MOSFET或者其他全控型器件，具有反并联二极管，电流可以反向流通。
6.如权利要求1-5任一项所述的多模态高频谐振充电电路，其特征在于，所述多绕组变压器(4)中的副边绕阻在唯一一个副边磁柱上绕线；副边绕阻的磁通等于原边磁柱磁通之和。
7.如权利要求1-5任一项所述的多模态高频谐振充电电路，其特征在于，所述多绕组变压器(4)中的副边绕阻在原边N-1个磁柱上绕线，每一个原边磁柱均绕线，并依次串联。
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