CN110492754A - 隔离型谐振变换器 - Google Patents

隔离型谐振变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN110492754A
CN110492754A CN201910863444.0A CN201910863444A CN110492754A CN 110492754 A CN110492754 A CN 110492754A CN 201910863444 A CN201910863444 A CN 201910863444A CN 110492754 A CN110492754 A CN 110492754A
Authority
CN
China
Prior art keywords
winding
resonant converter
slot
isolated form
side winding
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201910863444.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN110492754B (zh
Inventor
卢增艺
杨海军
刘诗威
章进法
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Delta Electronics Shanghai Co Ltd
Original Assignee
Delta Electronics Shanghai Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Delta Electronics Shanghai Co Ltd filed Critical Delta Electronics Shanghai Co Ltd
Priority to CN201910863444.0A priority Critical patent/CN110492754B/zh
Publication of CN110492754A publication Critical patent/CN110492754A/zh
Priority to US17/015,015 priority patent/US11482938B2/en
Priority to EP20195689.3A priority patent/EP3792942A1/en
Application granted granted Critical
Publication of CN110492754B publication Critical patent/CN110492754B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/24—Magnetic cores
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/28—Coils; Windings; Conductive connections
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/28—Coils; Windings; Conductive connections
    • H01F27/32—Insulating of coils, windings, or parts thereof
    • H01F27/324—Insulation between coil and core, between different winding sections, around the coil; Other insulation structures
    • H01F27/325—Coil bobbins
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/34—Special means for preventing or reducing unwanted electric or magnetic effects, e.g. no-load losses, reactive currents, harmonics, oscillations, leakage fields
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F38/00—Adaptations of transformers or inductances for specific applications or functions
    • H01F38/08—High-leakage transformers or inductances
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F5/00—Coils
    • H01F5/02—Coils wound on non-magnetic supports, e.g. formers
    • H01F2005/022—Coils wound on non-magnetic supports, e.g. formers wound on formers with several winding chambers separated by flanges, e.g. for high voltage applications
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/70—Energy storage systems for electromobility, e.g. batteries
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/7072—Electromobility specific charging systems or methods for batteries, ultracapacitors, supercapacitors or double-layer capacitors

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明提供一种隔离型谐振变换器，包括第一侧电路、第二侧电路和谐振腔电路，所述谐振腔电路电性耦接于所述第一侧电路与所述第二侧电路之间，所述谐振腔电路包括第一谐振电容、集成磁性元件和第二谐振电容，所述集成磁性元件包括第一侧绕组与第二侧绕组，所述第一谐振电容与所述第一侧绕组串联连接，所述第二谐振电容与所述第二侧绕组串联连接，其中，所述第一侧绕组与所述第二侧绕组之间设置间隔槽，所述间隔槽储存一定的漏感能量，以形成所述隔离型谐振变换器需要的至少部分谐振电感量。本发明的隔离型谐振变换器减少了磁性元件的数量和/或体积和变压器的铁芯损耗，提高了功率密度和电源效率。

Description

隔离型谐振变换器
技术领域
本发明涉及电源技术领域，特别涉及一种隔离型谐振变换器。
背景技术
随着开关电源技术的不断发展和各种新能源发电、用电设备的不断开发，传统的单向功率流电路已不能很好的满足应用需求。如在新能源汽车车载充电机(OBCM：on BoardCharger Modular)的应用中，不但希望可以通过电网对车载高压电池进行充电，同时还期望车载电池可以逆变发电以满足具体的用电需求或回馈电网。此外，在太阳能等分布式发电中，也期望正常时由太阳能变换器向电网发电，夜晚时可以从电网通过逆变器把电网能量储存在电池或超级电容等储能设备中，并且期望这两个功能合在一个变换器中实现。
因此，出于对双向功率流的要求和对高效率的持续追求，双向隔离型谐振变换器将是一个关键环节，也是电力电子发展的一个重要方向。
目前在汽车电源系统中，LLC和Boost LC是比较常用的电路拓扑。在这两种电路中，都包含有谐振电感和变压器两种功能的磁性元件，现有技术中最常用的是分离结构的谐振电感和变压器，互相之间没有磁的任何关联作用。出于对主功率电路的简单化要求，通常只在一侧加谐振腔，如在输入侧用电感Lr、电容Cr和电感Lm(可集成于变压器TX)构成谐振腔电路。在一侧加谐振腔时，LLC电路只能单向功率流动，可在LLC的基础上通过改造成为CLLLC电路以实现双向功率流，但是CLLLC电路需要设置三颗磁性元件，即Lr1,TX(Lm),Lr2。Boost LC可以双向功率流动，Boost LC电路仅需要LC谐振，当仅把谐振腔放置在输入侧(定义为情况1)，而功率反向流动时，加在变压器上的伏秒会很大，这样的结构使得磁件尤其是变压器的铁芯损耗很大且热量集中，散热困难。当然也可以对此Boost LC电路架构进行调整改造，即在两边各挂一个谐振腔(电感Lr1,电容Cr2和电感Lr2,电容Cr2)或在一边挂一个谐振腔(电感Lr1,电容Cr1)而在另一边仅挂一个谐振电感Lr2(定义为情况2)，如此虽然有效的减小了在情况1下的变压器伏秒大的问题，但磁元件的数量增加到3颗，即电感Lr1,变压器TX(Lm)和电感Lr2，磁元件数量多且结构复杂。
发明内容
本发明的目的在于提供一种隔离型谐振变换器，减少了磁性元件的数量和变压器的铁芯损耗，提高了功率密度和电源效率。
本发明的其它特性和优点将通过下面的详细描述变得显然，或部分地通过本发明的实践而习得。
根据本发明的第一个方面，提供一种双向隔离型谐振变换器，包括第一侧电路、第二侧电路和谐振腔电路，所述谐振腔电路电性耦接于所述第一侧电路与所述第二侧电路之间，
所述谐振腔电路包括第一谐振电容、集成磁性元件和第二谐振电容，所述集成磁性元件包括第一侧绕组与第二侧绕组，所述第一谐振电容与所述第一侧绕组串联连接，所述第二谐振电容与所述第二侧绕组串联连接，其中，所述第一侧绕组与所述第二侧绕组之间设置间隔槽，所述间隔槽储存一定的漏感能量，以形成所述谐振变换器所需要的至少部分谐振电感量。
可选地，所述第一侧电路为全桥电路，包括第一桥臂及第二桥臂，所述第一侧绕组的一端通过所述第一谐振电容电连接到所述第一桥臂的中点，所述第一侧绕组的另一端电连接到所述第二桥臂的中点。
可选地，所述第二侧电路为全桥电路，包括第三桥臂及第四桥臂，所述第二侧绕组的一端电连接到所述第三桥臂的中点，所述第二侧绕组的另一端通过所述第二谐振电容电连接到所述第四桥臂的中点。
可选地，所述集成磁性元件包括：
一绕线架，包括一柱体，所述柱体上设置有至少两个绕线槽，相邻的所述绕线槽之间设置有所述间隔槽，所述绕线槽包括第一绕线槽和第二绕线槽，所述第一绕线槽和所述第二绕线槽中分别缠绕有所述第一侧绕组和所述第二侧绕组；以及
磁芯，包括一中柱，所述中柱位于所述绕线架的柱体中。
可选地，所述第一绕线槽、所述间隔槽及所述第二绕线槽在所述柱体的轴向上依次排列。
可选地，当所述第一侧绕组或所述第二侧绕组中流过电流时，所述集成磁性元件中的磁通包括漏感磁通和主磁通，且所述漏感磁通的方向与所述主磁通的方向相同。
可选地，所述谐振变换器的输入电压为Vin，所述谐振变换器的输出电压为Vo，所述第一侧绕组与所述第二侧绕组匝比为n：1，当所述谐振变换器工作于Boost LC模式时，即Vo＞Vin/n，所述主磁通的变化滞后于所述漏感磁通的变化，滞后的相位在90度到180度之间。
可选地，在所述主磁通与所述漏感磁通共用磁芯部分，所述主磁通与所述漏感磁通矢量相加后的总磁通幅值，小于所述主磁通与所述漏感磁通矢量相减后的总磁通幅值。
可选地，所述间隔槽中储存的漏感能量与所述间隔槽的尺寸成正比，通过调整所述间隔槽的尺寸，调节和控制所述集成磁性元件的漏感。
可选地，所述第一侧电路的谐振电感Lr1满足以下公式：
Lr1＝j·Lk
所述第二侧电路的谐振电感Lr2满足以下公式：
其中，Lk表示所述集成磁性元件的漏感；n表示第一侧绕组和第二侧绕组的匝比，j为预设系数，且0≤j≤1。
可选地，所述预设系数j的值为0.4～0.6。
可选地，所述预设系数j的值为0或1。
可选地，所述间隔槽的尺寸为3mm～10mm。
可选地，所述绕线槽包括两个第一绕线槽和一个第二绕线槽，所述第二绕线槽位于所述两个第一绕线槽之间；或
所述绕线槽包括两个第一绕线槽和两个第二绕线槽，所述两个第二绕线槽位于所述两个第一绕线槽之间。
可选地，一个所述绕线槽中还设置有辅助绕组。
可选地，所述谐振变换器包括N条支路，每一所述支路包括所述谐振腔电路；所述N条支路彼此并联且交错运行，且所述N条支路之间的相位依次交错360°/N，其中N为大于等于2的整数。
可选地，所述谐振变换器包括3条支路，每一所述支路包括所述谐振腔电路，所述3条支路彼此并联且交错运行，且所述3条支路之间的相位依次交错120°。
与现有技术相比，本发明提供了一种应用新型磁集成技术形成的隔离型谐振变换器，可以有效地实现功率的单向或双向流动，减少了变换器中的磁性元件数量，降低了磁性元件损耗，并且提高电源的功率密度，同时简化主电路结构。另外，因为变压器的第一侧绕组和第二侧绕组之间具有一定的间隔距离，可减小与电磁干扰(EMI)相关的耦合电容。
为使能更进一步了解本发明的特征及技术内容，请参阅以下有关本发明的详细说明与附图，但是这里的详细说明以及附图仅是用来说明本发明，而非对本发明的权利要求范围作任何的限制。
附图说明
通过参照附图详细描述其示例实施方式，本发明的上述和其它特征及优点将变得更加明显。
图1为一种双向谐振变换器的电路原理图；
图2为本发明一实施例的谐振变换器集成电感和变压器后的电路架构图；
图3为本发明一实施例的谐振变换器的变压器磁通和漏感磁通在一个周期内的变化示意图；
图4为本发明第一实施例的集成磁性元件的组配图；
图5为本发明第一实施例的集成磁性元件的铁芯与线包的爆炸图；
图6为本发明第一实施例的集成磁性元件的铁芯与绕线架的爆炸图；
图7为本发明第二实施例的集成磁性元件的组配图；
图8为本发明第二实施例的集成磁性元件的铁芯与线包的爆炸图；
图9为本发明第二实施例的集成磁性元件的铁芯与绕线架的爆炸图；
图10为本发明第二实施例的集成磁性元件的铁芯部分的示意图；
图11为本发明第二实施例中集成磁性元件中任一位置的磁场强度；
图12为本发明第二实施例中集成磁性元件内部的磁通走向；
图13为本发明第三实施例的集成磁性元件的组配图；
图14为本发明第三实施例的集成磁性元件的铁芯与线包的爆炸图；
图15为本发明第三实施例的集成磁性元件的铁芯与绕线架的爆炸图；
图16为本发明第四实施例的集成磁性元件的组配图；
图17为本发明第四实施例的集成磁性元件的铁芯与线包的爆炸图；
图18为一种三相双向谐振变换器的电路原理图。
具体实施方式
现在将参考附图更全面地描述示例实施方式。然而，示例实施方式能够以多种形式实施，且不应被理解为限于在此阐述的实施方式；相反，提供这些实施方式使得本发明将全面和完整，并将示例实施方式的构思全面地传达给本领域的技术人员。在图中相同的附图标记表示相同或类似的组件，因而将省略它们的详细描述。
此外，所描述的特征、组件或特性可以以任何合适的方式结合在一个或更多实施例中。在下面的描述中，提供许多具体细节从而给出对本发明的实施例的充分理解。然而，本领域技术人员将意识到，可以实践本发明的技术方案而没有所述特定细节中的一个或更多，或者可以采用其它的组件、部件、步骤、方法等。在其它情况下，不详细示出或描述公知组件、部件或者操作以避免模糊本发明的各方面。
为了解决现有技术中的问题，并且适应电源对双向功率流的需求，如汽车电子双向充电机(OBCM)和太阳能逆变/整流变换器等，本发明提供了一种应用新型磁集成技术形成的隔离型谐振变换器，所述隔离型谐振变换器可以实现双向功率流动。所述变换器包括第一侧电路、第二侧电路和谐振腔电路，所述谐振腔电路电性耦接于所述第一侧电路与所述第二侧电路之间，所述谐振腔电路包括第一谐振电容、集成磁性元件和第二谐振电容，所述集成磁性元件包括第一侧绕组和第二侧绕组，所述第一谐振电容与所述第一侧绕组串联连接，所述第二谐振电容与所述第二侧绕组串联连接。其中，所述第一侧绕组与所述第二侧绕组之间设置间隔槽，所述间隔槽储存一定的漏感能量，以形成所述隔离型谐振变换器所需的至少部分谐振电感量。由此，本发明中的隔离型谐振变换器可以有效地实现功率的双向流动，并且通过设置集成磁性元件来减少变换器中的磁性元件数量，同时降低磁性元件损耗及提高电源的功率密度。在一些实施例中，所述间隔槽仅为物理间隔。
在一些实施例中，谐振变换器所需的谐振电感量中的一部分由集成磁性元件的漏感形成，另一部分由外设的谐振电感提供，其中集成磁性元件的大部分漏感能量储存在间隔槽中。在另一些实施例中，谐振变换器所需的谐振电感量全部由集成磁性元件的漏感形成，无需设置独立的谐振电感，其中集成磁性元件的大部分漏感能量储存在间隔槽中。
图1为双向隔离型谐振变换器的电路原理图。如图1所示，主电路拓扑包括第一侧电路、第二侧电路和谐振腔电路。谐振腔电路包括三个部分：第一谐振腔(Lr1,Cr1)、隔离变压器Tx和第二谐振腔(Lr2,Cr2)。在其他可替代的实施方式中，谐振腔电路也可以包括第一谐振腔(Lr1,Cr1)、隔离变压器Tx和第二谐振电感Lr2，或者谐振腔电路也可以包括第一谐振电感Lr1、隔离变压器Tx和第二谐振腔(Lr2,Cr2)。需要说明的是，以上仅为示例说明，谐振腔电路并不以此为限。一般而言，双向隔离型谐振变换器的谐振腔电路至少包括一谐振电容、变压器和挂在变压器两侧的谐振电感。
本发明采用大漏感集成的方式，将两颗谐振电感Lr1、Lr2和变压器Tx通过一个集成磁性元件T实现，集成磁性元件T的漏感实现谐振电感的功能，代替现有做法中两颗独立外挂的谐振电感Lr1、Lr2。根据本发明的实际结构，图2为图1的谐振变换器中变压器Tx和谐振电感Lr1、Lr2集成后的电路架构图，其中集成磁性元件T的漏感形成谐振腔电路需要的谐振电感，集成磁性元件T的一次侧绕组和二次侧绕组进行变压，变比为n:1。
具体地，如图2所示，谐振腔电路M3包括谐振电容Cr1、Cr2以及集成磁性元件T。谐振腔电路M3的一端与第一侧电路M1电性耦接，另一端与第二侧电路M2电性耦接。第一侧电路M1为全桥电路，包括第一桥臂M11及第二桥臂M12，第一侧绕组N1的一端通过第一谐振电容Cr1电连接到第一桥臂M11的中点M13，第一侧绕组N1的另一端电连接到第二桥臂M12的中点M14。第二侧电路M2为全桥电路，包括第三桥臂M21及第四桥臂M22，第二侧绕组N2的一端电连接到第三桥臂M21的中点M23，第二侧绕组N2的另一端通过第二谐振电容Cr2电连接到第四桥臂M22的中点M24。
其中，第一桥臂M11、第二桥臂M12、第三桥臂M21及第四桥臂M22均包括串联连接的两个开关管组，中点均位于两个开关管组之间。在本实施例中，每一开关管组分别至少包括一个开关管，如图2所示第一桥臂M11包括串联连接的开关管Sp1与开关管Sp2；第二桥臂M12包括串联连接的开关管Sp3与开关管Sp4；第三桥臂M21包括串联连接的开关管Ss1与开关管Ss2；第四桥臂M22包括串联连接的开关管Ss3与开关管Ss4。本发明并不以此为限，在其他实施例中，每一开关管组还可包括并联/串联或混联连接的多个开关管，以及与开关管反并联连接的二极管。同时，第一侧电路与第二侧电路也不限于全桥架构，还可以是半桥电路，只要能够实现需要的功率转换功能即可。
再进一步地，隔离型谐振变换器的输入电压为Vin，输出电压为Vo，集成磁性元件T的原副边匝比为n:1，即第一侧绕组N1与第二侧绕组N2的匝比为n:1。当谐振变换器工作在Boost LC模式时，Vo>Vin/n，则集成磁性元件主磁通的变化滞后于集成磁性元件漏感磁通的变化，滞后的相位间于90度到180度。因此，集成磁性元件T的主磁通与集成磁性元件漏感磁通在公共磁芯部上至少部分抵消，进而减小变换器的磁芯损耗。
图3为图2中的集成磁性元件T稳态时在一个周期中各阶段的磁通变化示意图，此时变换器工作于Boost LC模式。图3中K1表示集成磁性元件的主磁通ΦTx，K2表示集成磁性元件的漏感磁通ΦLr，K3表示集成磁性元件的主磁通ΦTx与漏感磁通ΦLr之和，K 4表示集成磁性元件的主磁通ΦTx与漏感磁通ΦLr之差。请参照图3，在开关周期Ts的大部分时段内，磁性元件的主磁通ΦTx与漏感磁通ΦLr相加后的幅值小于主磁通ΦTx与漏感磁通ΦLr相减后的幅值。本发明的磁性元件在Boost LC升压工作下完美地契合了K3的条件。
将集成磁性元件T的第一侧绕组N1用作原边绕组，第二侧绕组N2用作副边绕组；相应地，第一侧电路M1用作原边电路，第二侧电路M2用作副边电路；能量从第一侧电路M1经谐振腔电路M3传递到第二侧电路M2。结合图2和图3具体说明本实施例中隔离型谐振变换器处于Boost LC模式时的工作过程。
在第一阶段tα，开关管Sp1和开关管Sp4导通，开关管Sp2和开关管Sp3断开；开关管Ss2和开关管Ss4导通，开关管Ss1和开关管Ss3断开，集成磁性元件T的副边绕组N2通过Cr2短路；Vin给谐振电感充电。原边电路M1的电流沿Vin→Sp1→Cr1→N1→Sp4→Vin流动，输入电压Vin加在谐振电路上，谐振电感产生的磁通从0近似线性增大，即集成磁性元件T产生的漏感磁通ΦLr从0近似线性增大。副边电路M2的电流沿N2→Cr2→Ss4→Ss2(Ds2)→N2流动，M23和M24两点间的电压等于0，副边绕组N2通过Cr2被短接，集成磁性元件T产生的主磁通ΦTx维持负方向上的最大值且近似不变。
在第二阶段tβ，开关管Ss2和开关管Ss3导通，开关管Ss1和开关管Ss4断开，原边电路M1的开关管状态不变，电压Vin与谐振电感联合向副边电路传递能量。具体地，副边电路M2的电流沿N2→Cr2→Ss3→Vo→Ss2→N2流动，M23和M24两点间的电压等于Vo。其中，集成磁性元件T产生的主磁通ΦTx由负方向的最大线性变化到正方向的最大；谐振电感产生的磁通以正弦变化方式变化，即集成磁性元件T产生的漏感磁通ΦLr以正弦方式变化。
在第三阶段tγ，开关管Sp2和开关管Sp3导通，开关管Sp1和开关管Sp4断开，副边电路M2的开关管状态不变，电压-Vin与原边电路谐振电感联合向副边电路M2传递能量。具体地，原边电路M1的电流沿Vin→Sp2→Cr1→N1→Sp3→Vin流动，M13和M14两点间的电压等于-Vin，集成磁性元件T向副边传递能量。其中，变压器T产生的主磁通ΦTx近似保持不变；谐振电感产生的磁通从正方向逐步减小至零，即集成磁性元件T产生的漏感磁通ΦLr从正方向逐步减小。
下半周期的三个阶段分别与第一阶段tα，第二阶段tβ和第三阶段tγ相同，此处不再赘述。变换器在一个周期内的工作状态包括上述六个阶段，图示中的第六阶段与下一周期的第一阶段tα相衔接。
如图3所示，谐振变换器处于Boost LC模式，集成磁性元件T的主磁通ΦTx变化滞后于漏感磁通ΦLr变化，滞后的时间为tα+(tβ+tγ)/2,折算成相位为π/2<π(tα+(tβ+tγ)/2)/(tα+tβ+tγ)<π，即滞后的相位间于90度～180度。从而使得在主磁通与漏感磁通共用磁芯部分，主磁通与漏感磁通相加的幅值小于主磁通与漏感磁通相减的幅值，从而降低变换器的磁芯损耗。
值得说明的是，上述实施例中，将集成磁性元件T的第一侧绕组N1用作原边绕组，第二侧绕组N2用作副边绕组；相应地，第一侧电路M1用作原边电路，第二侧电路M2用作副边电路；能量从第一侧电路M1经谐振腔电路M3传递到第二侧电路M2。但这只是本公开中隔离型谐振变换器的一种工作模式，在另一种工作模式下，可将集成磁性元件T的第二侧绕组N2用作原边绕组，第一侧绕组N1用作副边绕组；相应地，第二侧电路M2用作原边电路，第一侧电路M1用作副边电路；能量从第二侧电路M2经谐振腔电路M3传递到第一侧电路M1。例如，在一种工作模式下，变换器将输入的市电用于给车载高压电池充电；在另一种工作模式下，变换器将从车载高压电池中取得的直流电逆变后供给一些车载交流设备应用或回馈给电网。
本发明将隔离谐振变换器需要的两颗谐振电感和主变压器，采用一个集成磁性元件实现，其中集成磁性元件的漏感形成谐振变换器需要的谐振电感。隔离谐振变换器中谐振电感所占的体积通常较大，将谐振电感和主变压器集成后，变换器中磁性元件的体积可明显减小，从而大大降低了变换器的整体体积，提高变换器的功率密度。
本发明的另一种方案为将隔离谐振变换器需要的部分谐振电感量和主变压器，采用一个集成磁性元件实现，其中集成磁性元件的漏感形成谐振变换器需要的部分谐振电感，另一部分谐振电感通过小感量的外设电感提供，外设电感的感量减小，体积也相应减小，将部分谐振电感和主变压器集成后，变换器中磁性元件的体积可明显减小。
上述实施例中的谐振变换器为双向隔离型谐振变换器，实现功率的双向流动。本发明还可应用于单向隔离谐振变换器，实现能量的单向流动。单向隔离谐振变换器与双向隔离型谐振变换器的区别在于：谐振腔电路包括第一谐振腔(Lr,Cr)和隔离变压器Tx，第一谐振腔耦接第一侧电路或耦接第二侧电路。谐振电感Lr和主变压器Tx，采用一个集成磁性元件实现，其中该集成磁性元件的漏感形成需要的谐振电感Lr。
集成磁性元件至少包括第一侧绕组和第二侧绕组，其中第一侧绕组与第二侧绕组之间间隔一定的距离，即设置有间隔槽。第一侧绕组与第二侧绕组之间设置间隔槽，不仅可以形成集成磁性元件的漏感量，而且同步带来下述优点：变换器的原边电路和副边电路之间实现安规隔离；变换器的原边侧绕组和副边侧绕组之间的寄生电容很小，有利于减小电磁干扰即EMI；第一侧绕组与第二侧绕组之间的空隙可以用作风冷的散热通道或填充散热胶、导热陶瓷等材料，以减小磁性元件的散热热阻，提高磁性元件的散热能力。
如图4～6所示，为本发明第一实施例的集成磁性元件的结构示意图，其中，图4为第一实施例中集成磁性元件的组配图，图5为第一实施例中集成磁性元件的铁芯与线包的爆炸图，图6为第一实施例中集成磁性元件的铁芯与绕线架的爆炸图。上述图2中的谐振腔电路M2包括如图4示出的集成磁性元件及挂于其两侧的谐振电容(集成磁性元件的两侧可以均设置有谐振电容，也可以只在一侧设置谐振电容)。所述集成磁性元件包括绕线架6和磁芯，所述绕线架6包括柱体63，所述磁芯包括中柱61，中柱61位于柱体63中。柱体63上设置有三个槽，从左到右分别为第一槽11，第二槽12和第三槽13。第一侧绕组P(与第一侧电路M1连接的绕组，下同)设置于第一槽11，第二侧绕组S(与第二侧电路M2连接的绕组，下同)设置于第三槽13。
第一槽11即为第一绕线槽，第三槽13即为第二绕线槽。第二槽12为第一绕线槽11与第二绕线槽13之间的间隔槽，或者说第二槽12为第一侧绕组P和第二侧绕组S之间的间隔槽。第一绕线槽11、间隔槽12和第二绕线槽13在绕线架柱体的轴向方向上依次排列。间隔槽12的作用主要有：
(1)间隔槽12中可以储存一定的漏感能量，以形成隔离型谐振变换器所需要的谐振电感量，即集成磁性元件的漏感实现图1中谐振电感Lr1和Lr2的功能，从而省掉了独立的谐振电感Lr1和Lr2；
(2)通过间隔作用可使得第一侧绕组P和第二侧绕组S之间满足安规所需的距离要求；
(3)可有效减小第一侧绕组P和第二侧绕组S之间的等效寄生电容，减小EMI(Electromagnetic Interference，电磁干扰)；
(4)还可以形成风冷散热通道或通过在间隔槽12中增设散热胶或导热陶瓷形成液冷散热通道，以增强集成磁性元件的散热效果。
如图7～9所示，是本发明第二实施例的集成磁性元件的结构示意图，其中，图7为集成磁性元件的组配图，图8为集成磁性元件中铁芯与线包的爆炸图，图9为集成磁性元件中铁芯与绕线架的爆炸图。该实施例与第一实施例的区别在于：集成磁性元件包括两个第一侧绕组P1和P2以及一个第二侧绕组S，柱体63上设置有五个槽，从左到右分别为第一槽21，第二槽22，第三槽23，第四槽24和第五槽25，第一侧绕组P1，P2分别设置于第一槽21和第五槽25，第二侧绕组S设置于第三槽23。
第一槽21和第五槽25即为第一绕线槽，第三槽23即为第二绕线槽。第二槽22为第一绕线槽21与第二绕线槽23之间的间隔槽，或者说第二槽22为第一侧绕组P1与第二侧绕组S之间的间隔槽。第四槽24为第二绕线槽23与第一绕线槽25之间的间隔槽，或者说第四槽24为第一侧绕组P2和第二侧绕组S之间的间隔槽。第一绕线槽21，间隔槽22，第二绕线槽23，间隔槽24，和第一绕线槽25在绕线架柱体的轴向方向上依次排列。间隔槽22,24的作用与第一实施例中的间隔槽12类似，具体请参考上述描述。
通过设置间隔槽，在间隔槽中储存一定的漏感能量，以形成谐振变换器所需的谐振电感量，省掉了独立的谐振电感。
图10为图7中集成磁性元件铁芯部分的左视图。其中，d为铁芯中柱直径，D为通过中柱圆心的两边柱之间的尺寸，G为中柱到边柱的尺寸。由此，在所述绕线架6的端面处，所述绕线架的边柱62和中柱61之间的区域面积为：
图11示出图7中集成磁性元件各个位置的磁场强度。如图11所示，上方为图7中集成磁性元件的正视图断面，下方为磁场强度H’(纵轴)与位置d’(横轴)的对应关系，P1和P2分别为两个第一侧绕组，S为第二侧绕组，X，Y，Z分别为各槽的尺寸。X对应于第一槽21和第五槽25的尺寸，即第一绕线槽的尺寸，Y对应于第二槽22和第四槽24的尺寸(含槽壁尺寸)，即两个间隔槽的尺寸，Z对应于第三槽23的一半尺寸，即第二绕线槽的一半尺寸。
第一槽中任一位置的磁场强度如公式(1)所示，其中x表示对应在横轴上该位置与点O的距离。第二槽中任一位置的磁场强度如公式(2)所示，其中y表示对应在横轴上该位置与点A的距离。第三槽被等分为左侧和右侧，左侧部分任一位置的磁场强度如公式(3)所示，其中z表示对应在横轴上该位置与点C的距离。其中，第三槽右侧中任一位置磁场强度的计算公式与公式(3)类同，第四槽中任一位置磁场强度的计算公式与公式(2)类同，第五槽中任一位置磁场强度的计算公式与公式(1)类同。
H′(y)＝H (2)
其中，H＝IN/G，IN为集成磁性元件中的电流安匝值，安匝值就是线圈所产生磁动势的工程计量单位，等于线圈匝数与线圈中通过的电流的乘积。与各个磁场强度相对应的，可以计算得到各个槽中的漏感能量，第一槽中的漏感能量Ex如公式(4)所示，第二槽中的漏感能量Ey如公式(5)所示，第三槽中的漏感能量Ez如公式(6)所示。其中，第四槽中的漏感能量的计算公式与公式(5)相同，第五槽中的漏感能量的计算公式与公式(4)相同。
Etotal＝2Ex+2Ey+Ez (7)
则每一个间隔槽中储存的漏感能量为：E1＝Ey，绕线槽中储存的漏感能量为：E2＝2Ex+Ez。
通常E1大于E2；Y表示所述间隔槽的宽度尺寸，H为所述集成磁性元件中间隔槽中的磁场强度，μ0为磁导率，Ae为在绕线架的端面处边柱和中柱之间的区域面积。
由此可以看出，所述间隔槽中储存的漏感能量与所述间隔槽的尺寸成正比，可以调整d，D，G及尺寸Y，以获得所需要的电感量，通常通过调整所述间隔槽的宽度尺寸Y，来调节和控制集成磁性元件的漏感，以提供隔离型谐振腔电路所需要的谐振电感。可选地，每一个间隔槽的宽度为3mm～10mm。
集成磁性元件的漏感Lk可以由以下公式得到：
Lk＝2·Etotal/I2
第一侧电路的谐振电感Lr1满足以下公式：
Lr1＝j·Lk
第二侧电路的谐振电感Lr2满足以下公式：
其中，j为预设系数，且0≤j≤1。对于一般的CLLLC电路来说，预设系数j的值可以为0.4～0.6。对于Boost LC电路来说，预设系数j的值则可以为0.4～0.6，当然也可以为其他数值，例如0或1。
从图12的磁通分布图可以看出，当所述第一侧绕组或第二侧绕组中通过电流时，所述集成磁性元件中的磁通包括漏感磁通51和主磁通52，且漏感磁通51的方向与主磁通52的方向相同，即集成磁性元件的总磁通幅值为漏感磁通51与主磁通52矢量相加后的磁通幅值。当所述谐振变换器工作在Boost LC模式下，所述主磁通52的变化滞后于所述漏感磁通51的变化，滞后的相位在90度到180度之间。结合图3所示，基于该特性，所述主磁通52与所述漏感磁通51矢量相加后的总磁通幅值小于矢量相减的总磁通幅值。在图12中，共用磁芯部分主磁通52与漏感磁通51同向，故共用磁心部分呈现的磁通为主磁通与漏感磁通矢量相加后的磁通，可有效降低磁性元件的磁通和铁芯损耗。
如图13～15所示，为本发明第三实施例的集成磁性元件的结构示意图。该实施例与第一实施例的区别在于，此集成磁性元件有两部分第一侧绕组P1、P2和两部分第二侧绕组S1、S2。绕线架的柱体63上设置有七个槽：第一槽31和第七槽37作为第一绕线槽，其上分别缠绕第一侧绕组P1和P2，第二槽32、第四槽34和第六槽36作为间隔槽，第三槽33和第五槽35作为第二绕线槽，其上分别缠绕第二侧绕组S1和S2。其余结构及磁场分析不赘述，具体可参照第二实施例的描述。
如图16和图17所示，为本发明第四实施例的集成磁性元件的结构示意图。该实施例与第三实施例类似，集成磁性元件同样有两部分第一侧绕组P1、P2和两部分第二侧绕组S1、S2。绕线架的柱体63上设置有七个槽：第一槽41和第七槽47作为第一绕线槽，其上分别缠绕第一侧绕组P1和P2，第二槽42、第四槽44和第六槽46作为间隔槽，第三槽43和第五槽45作为第二绕线槽，其上分别缠绕第二侧绕组S1和S2。该实施例与第三实施例的区别在于：第四槽44中缠绕有辅助绕组F，可以实现更多的功能。
此外，在其他可选的实施方式中，第四槽44也可以省去，即在两个第二侧绕组S1、S2之间不设置间隔槽，两个第二侧绕组S1、S2所对应的第三槽43和第五槽45相邻设置，且辅助绕组可以绕制在S1和/或S2所在的槽中。为进一步简化结构，可在图8所示集成磁性元件的第三槽23中绕制辅助绕组。需要说明的是，辅助绕组可以灵活设置，并不局限于上述方式。
在上面的四个实施例中，仅示出了本发明几种示例的集成磁性元件的结构和原理图。该集成磁性元件不仅可以应用于如图1和图2所示的单相隔离型谐振变换器，也可以应用于多相隔离型谐振变换器。如图18所示，为一个三相双向隔离型谐振变换器的电路原理图。其中，该变换器包括三个谐振腔，分别是第一谐振腔(Cr11,Lr11,Tx1,Lr12,Cr12)、第二谐振腔(Cr21,Lr21,Tx2,Lr22,Cr22)和第三谐振腔(Cr31,Lr31,Tx3,Lr32,Cr32)。在此情况下，可以在第一侧电路和第二侧电路之间设置三个独立的集成磁性元件，即第一谐振腔中的谐振电感和变压器集成为一个集成磁性元件，第二谐振腔中的谐振电感和变压器集成为一个集成磁性元件，第三谐振腔中的谐振电感和变压器集成为一个集成磁性元件。
在一些实施例中，图18中的三相双向隔离型谐振变换器的每一相彼此交错运行，且每一相之间依次交错120°。
在一些实施例中，本发明的谐振变换器包括N条支路，每一所述支路包括一个谐振腔电路。所述N条支路彼此并联且交错运行，所述N条支路之间的相位依次交错360°/N。
在一些实施例中，本发明的谐振变换器包括3条支路，每一所述支路包括一个谐振腔电路。所述3条支路彼此并联且交错运行，所述3条支路之间的相位依次交错120°。
本发明中的磁性元件还可以进一步分更多的槽，以满足更大功率的需求，较优的为原边副边交错设置的结构，如原-副-…原，但不以此为限。铁芯形状也不限于上述各个实施例中的PQ型，也可以是EE型，ER型，EFD型等，不做具体限制。
在本发明的另一方面，提供了一种应用新型磁集成技术形成的隔离型谐振变换器，所述隔离型谐振变换器包括第一侧电路、第二侧电路和谐振腔电路，所述谐振腔电路包括一集成磁性元件，所述集成磁性元件包括：一绕线架，包括一柱体，所述柱体上设置有至少两个绕线槽，相邻的所述绕线槽之间设置有一间隔槽，所述至少两个绕线槽包括第一绕线槽和第二绕线槽，所述第一绕线槽和第二绕线槽中分别缠绕有第一侧绕组和第二侧绕组；以及磁芯，包括一中柱，所述中柱位于所述绕线架的柱体中；其中，所述间隔槽中储存一定的漏感能量，以形成所述隔离型谐振变换器所需的至少部分谐振电感量。
所述第一绕线槽、所述间隔槽及所述第二绕线槽在所述柱体的轴向上依次排列。优选地，当所述第一侧绕组或所述第二侧绕组中流过电流时，所述集成磁性元件中的磁通包括漏感磁通和主磁通，且所述漏感磁通的方向与所述主磁通的方向相同。当所述谐振变换器工作在Boost LC模式时，所述主磁通的变化滞后于所述漏感磁通的变化，滞后的相位在90度到180度之间。基于该特性，所述主磁通与所述漏感磁通矢量相加后的总磁通幅值小于矢量相减后的总磁通幅值。在所述主磁通与所述漏感磁通共用磁芯部分，可有效减小磁性元件的磁通幅值和铁芯损耗，进一步凸显集成磁性元件的优势。
所述间隔槽中储存的漏感能量与所述间隔槽的尺寸成正比，通过调整所述间隔槽的尺寸，控制所述集成磁性元件的漏感，以提供所述隔离型谐振腔电路所需要的谐振电感。
综上所述，与现有技术相比，本发明提供一种隔离型谐振变换器，采用大漏感集成的方式将谐振电感和主变压器通过一个集成磁性元件实现，集成磁性元件采用分槽结构，通过调整每个槽的尺寸，控制集成磁性元件的漏感，以提供谐振变换器所需的至少部分谐振电感量，减少变换器中的磁性元件数量和体积，降低磁性元件损耗，提高电源的功率密度和效率。
本发明已由上述相关实施例加以描述，然而上述实施例仅为实施本发明的范例。必需指出的是，已揭露的实施例并未限制本发明的范围。相反地，在不脱离本发明的精神和范围内所作的更动与润饰，均属本发明的专利保护范围。

Claims (17)

1.一种隔离型谐振变换器，其特征在于，包括第一侧电路、第二侧电路和谐振腔电路，所述谐振腔电路电性耦接于所述第一侧电路与所述第二侧电路之间，
所述谐振腔电路包括第一谐振电容、集成磁性元件和第二谐振电容，所述集成磁性元件包括第一侧绕组与第二侧绕组，所述第一谐振电容与所述第一侧绕组串联连接，所述第二谐振电容与所述第二侧绕组串联连接，
其中，所述第一侧绕组与所述第二侧绕组之间设置间隔槽，所述间隔槽中储存一定的漏感能量，以形成所述谐振变换器所需的至少部分谐振电感量。
2.根据权利要求1所述的隔离型谐振变换器，其特征在于，所述第一侧电路为全桥电路，包括第一桥臂及第二桥臂，所述第一侧绕组的一端通过所述第一谐振电容电连接到所述第一桥臂的中点，所述第一侧绕组的另一端电连接到所述第二桥臂的中点。
3.根据权利要求2所述的隔离型谐振变换器，其特征在于，所述第二侧电路为全桥电路，包括第三桥臂及第四桥臂，所述第二侧绕组的一端电连接到所述第三桥臂的中点，所述第二侧绕组的另一端通过所述第二谐振电容电连接到所述第四桥臂的中点。
4.根据权利要求1所述的隔离型谐振变换器，其特征在于，所述集成磁性元件包括：
一绕线架，包括一柱体，所述柱体上设置有至少两个绕线槽，相邻的所述绕线槽之间设置有所述间隔槽，所述绕线槽包括第一绕线槽和第二绕线槽，所述第一绕线槽和所述第二绕线槽中分别缠绕有所述第一侧绕组和所述第二侧绕组；以及
磁芯，包括一中柱，所述中柱位于所述绕线架的柱体中。
5.根据权利要求4所述的隔离型谐振变换器，其特征在于，所述第一绕线槽、所述间隔槽及所述第二绕线槽在所述柱体的轴向上依次排列。
6.根据权利要求1-4任一项所述的隔离型谐振变换器，其特征在于，当所述第一侧绕组或所述第二侧绕组中流过电流时，所述集成磁性元件中的磁通包括漏感磁通和主磁通，且所述漏感磁通的方向与所述主磁通的方向相同。
7.根据权利要求6所述的隔离型谐振变换器，其特征在于，所述谐振变换器的输入电压为Vin，所述谐振变换器的输出电压为Vo，所述第一侧绕组与所述第二侧绕组匝比为n:1，当所述谐振变换器工作于Boost LC模式时，即Vo>Vin/n，所述主磁通的变化滞后于所述漏感磁通的变化，滞后的相位在90度到180度之间。
8.根据权利要求7所述的隔离型谐振变换器，其特征在于，在所述主磁通与所述漏感磁通共用磁芯部分，所述主磁通与所述漏感磁通矢量相加后的总磁通幅值，小于所述主磁通与所述漏感磁通矢量相减后的总磁通幅值。
9.根据权利要求1-4任一项所述的隔离型谐振变换器，其特征在于，所述间隔槽中储存的漏感能量与所述间隔槽的尺寸成正比，通过调整所述间隔槽的尺寸，调节和控制所述集成磁性元件的漏感。
10.根据权利要求1-4任一项所述的隔离型谐振变换器，其特征在于，所述谐振变换器第一侧的谐振电感量满足以下公式：
Lr1＝j.Lk
所述第二侧电路的谐振电感Lr2满足以下公式：
其中，Lk表示所述集成磁性元件的漏感；n表示第一侧绕组和第二侧绕组的匝比，j为预设系数，且0≤j≤1。
11.根据权利要求10所述的隔离型谐振变换器，其特征在于，所述预设系数j的值为0.4～0.6。
12.根据权利要求10所述的隔离型谐振变换器，其特征在于，所述预设系数j的值为0或1。
13.根据权利要求9所述的隔离型谐振变换器，其特征在于，所述间隔槽的尺寸为3mm～10mm。
14.根据权利要求4所述的隔离型谐振变换器，其特征在于，所述绕线槽包括两个第一绕线槽和一个第二绕线槽，所述第二绕线槽位于所述两个第一绕线槽之间；或
所述绕线槽包括两个第一绕线槽和两个第二绕线槽，所述两个第二绕线槽位于所述两个第一绕线槽之间。
15.根据权利要求4或14所述的隔离型谐振变换器，其特征在于，一个所述绕线槽中还设置有辅助绕组。
16.根据权利要求1-4中任一项所述的隔离型谐振变换器，其特征在于，所述谐振变换器包括N条支路，每一所述支路包括所述谐振腔电路；所述N条支路彼此并联且交错运行，且所述N条支路之间的相位依次交错360°/N，其中N为大于等于2的整数。
17.根据权利要求1-4中任一项所述的隔离型谐振变换器，其特征在于，所述谐振变换器包括3条支路，每一所述支路包括所述谐振腔电路，所述3条支路彼此并联且交错运行，且所述3条支路之间的相位依次交错120o。
CN201910863444.0A 2019-09-12 2019-09-12 隔离型谐振变换器 Active CN110492754B (zh)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910863444.0A CN110492754B (zh) 2019-09-12 2019-09-12 隔离型谐振变换器
US17/015,015 US11482938B2 (en) 2019-09-12 2020-09-08 Isolated resonant converter
EP20195689.3A EP3792942A1 (en) 2019-09-12 2020-09-11 Isolated resonant converter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910863444.0A CN110492754B (zh) 2019-09-12 2019-09-12 隔离型谐振变换器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110492754A true CN110492754A (zh) 2019-11-22
CN110492754B CN110492754B (zh) 2020-10-13

Family

ID=68557879

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910863444.0A Active CN110492754B (zh) 2019-09-12 2019-09-12 隔离型谐振变换器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US11482938B2 (zh)
EP (1) EP3792942A1 (zh)
CN (1) CN110492754B (zh)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111446857A (zh) * 2020-04-13 2020-07-24 威睿电动汽车技术(宁波)有限公司 Cllc双向直流-直流变换器以及控制方法
US20210083589A1 (en) * 2019-09-12 2021-03-18 Delta Electronics (Shanghai) Co.,Ltd. Bidirectional isolated resonant converter
CN112600415A (zh) * 2020-12-01 2021-04-02 上海交通大学 双向谐振网络、双向直流变换器及其参数设计方法
CN114496531A (zh) * 2020-12-24 2022-05-13 台达电子企业管理（上海）有限公司 集成电感和电源模块
US11870359B2 (en) 2020-12-04 2024-01-09 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Transformer and bidirectional isolated resonant converter
CN117594333A (zh) * 2023-12-12 2024-02-23 山东艾诺智能仪器有限公司 一种大功率磁集成llc高频电感变压器及三相双向llc电路

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11088625B1 (en) * 2020-05-26 2021-08-10 Institute Of Electrical Engineering, Chinese Academy Of Sciences Three-phase CLLC bidirectional DC-DC converter and a method for controlling the same
JP7491080B2 (ja) * 2020-06-22 2024-05-28 富士電機株式会社 電力変換装置
US11404966B2 (en) * 2020-07-02 2022-08-02 Delta Electronics, Inc. Isolated multi-phase DC/DC converter with reduced quantity of blocking capacitors
US11842835B2 (en) * 2021-12-08 2023-12-12 Rompower Technology Holdings, Llc High density magnetic structure
US11901828B2 (en) * 2022-02-16 2024-02-13 Zhejiang University Bidirectional CLLC resonant circuit with coupled inductor
CN114629361B (zh) * 2022-05-13 2022-08-09 浙江日风电气股份有限公司 一种变换器
CN115001285B (zh) * 2022-08-01 2022-11-04 银河航天(西安)科技有限公司 一种功率转换电路及功率转换系统
US20240055996A1 (en) * 2022-08-12 2024-02-15 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Electronic transformer for current sharing and load-independent voltage gain

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101404454A (zh) * 2008-11-24 2009-04-08 北京新雷能有限责任公司 集成磁元件的有源钳位正反激变换器
CN102611315A (zh) * 2012-03-22 2012-07-25 华为技术有限公司 一种谐振转换电路
CN205249031U (zh) * 2015-12-08 2016-05-18 英飞特电子（杭州）股份有限公司 一种变换器及其磁集成装置
CN106057433A (zh) * 2016-06-28 2016-10-26 华为技术有限公司 磁集成器件、n相llc谐振转换电路和电源转换装置
US20170054378A1 (en) * 2015-08-18 2017-02-23 Det International Holding Limited Integrated magnetic component
CN108736734A (zh) * 2018-07-10 2018-11-02 珠海英搏尔电气股份有限公司 一种谐振变换器

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI401709B (zh) 2009-04-01 2013-07-11 Delta Electronics Inc 具漏感之變壓器結構
KR20120025161A (ko) 2010-09-07 2012-03-15 삼성전자주식회사 컨버터용 트랜스포머
CN103929064B (zh) 2014-03-24 2016-09-28 江苏固德威电源科技股份有限公司 一种隔离双向dc/dc变换器及其控制方法
US10003275B2 (en) * 2016-11-11 2018-06-19 Texas Instruments Incorporated LLC resonant converter with integrated magnetics
CN106602882A (zh) 2017-01-23 2017-04-26 中南大学 基于dc‑dc变换器的电力电子变压器及其控制方法
EP3518257A1 (en) 2018-01-26 2019-07-31 FRIWO Gerätebau GmbH Transformer unit for a resonant converter

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101404454A (zh) * 2008-11-24 2009-04-08 北京新雷能有限责任公司 集成磁元件的有源钳位正反激变换器
CN102611315A (zh) * 2012-03-22 2012-07-25 华为技术有限公司 一种谐振转换电路
US20170054378A1 (en) * 2015-08-18 2017-02-23 Det International Holding Limited Integrated magnetic component
CN205249031U (zh) * 2015-12-08 2016-05-18 英飞特电子（杭州）股份有限公司 一种变换器及其磁集成装置
CN106057433A (zh) * 2016-06-28 2016-10-26 华为技术有限公司 磁集成器件、n相llc谐振转换电路和电源转换装置
CN108736734A (zh) * 2018-07-10 2018-11-02 珠海英搏尔电气股份有限公司 一种谐振变换器

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20210083589A1 (en) * 2019-09-12 2021-03-18 Delta Electronics (Shanghai) Co.,Ltd. Bidirectional isolated resonant converter
US11626806B2 (en) * 2019-09-12 2023-04-11 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Bidirectional isolated resonant converter with integrated resonant inductor and isolated transformer
CN111446857A (zh) * 2020-04-13 2020-07-24 威睿电动汽车技术(宁波)有限公司 Cllc双向直流-直流变换器以及控制方法
CN112600415A (zh) * 2020-12-01 2021-04-02 上海交通大学 双向谐振网络、双向直流变换器及其参数设计方法
US11870359B2 (en) 2020-12-04 2024-01-09 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Transformer and bidirectional isolated resonant converter
CN114496531A (zh) * 2020-12-24 2022-05-13 台达电子企业管理（上海）有限公司 集成电感和电源模块
CN114496531B (zh) * 2020-12-24 2024-04-05 台达电子企业管理（上海）有限公司 集成电感和电源模块
CN117594333A (zh) * 2023-12-12 2024-02-23 山东艾诺智能仪器有限公司 一种大功率磁集成llc高频电感变压器及三相双向llc电路

Also Published As

Publication number Publication date
US20210083590A1 (en) 2021-03-18
EP3792942A1 (en) 2021-03-17
CN110492754B (zh) 2020-10-13
US11482938B2 (en) 2022-10-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110492754A (zh) 隔离型谐振变换器
CN102377324B (zh) 适合于高压应用的变流桥臂及其应用系统
CN101069338B (zh) 三相谐波线路滤波器及操作方法
CN108702104B (zh) 五电平逆变器拓扑电路及三相五电平逆变器拓扑电路
CN110460242B (zh) 双向隔离型谐振变换器
CN204316337U (zh) 变压装置
CN105932883B (zh) 基于能量注入式直接ac-ac变换器的电力电子变压器
CN106817029A (zh) 用于提供不同输出电压的可更改的dc‑dc功率变换器
CN204119041U (zh) 变压器
CN110535137A (zh) 一种基于电力电子变压器的智慧能源系统
CN100530923C (zh) 单相和三相阻抗源升降压交/交变换器
CN109193965B (zh) 一种隔直型并联谐振无线充电发射端
CN110311473A (zh) 一种具有高抗偏移特性的无线电能传输系统
CN107154740B (zh) 输入串联组合型直流变换器的功率回流优化方法
Won et al. Auxiliary power supply for medium-voltage power electronics systems
CN103026434B (zh) 多相变压器整流器单元
CN108023484B (zh) 一种多模态高频谐振充电电路
CN115037162A (zh) 一种单级隔离型拓扑电路及控制方法
CN108988674B (zh) 一种隔离与变换模块、电压变换与功率传输电路和sst
CN203118745U (zh) 一种用于24脉波整流的圆形移相变压器
CN209313531U (zh) 一种电感-电容混合式无线充电pcb线圈结构
Lian et al. A High-Performance Double-Sided LC Compensated CPT System with Load-Independent Constant Current Output
Seitz et al. A scaled model for investigations of three-phase contactless energy transfer systems
Li et al. Key Technologies and New Developments of Stationary/Dynamic Wireless Power Transfer
Yao et al. Analytical design of an S/SP compensated IPT system to minimize output voltage fluctuation under predetermined coupling coefficient range

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant