CN108988674B - 一种隔离与变换模块、电压变换与功率传输电路和sst - Google Patents

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Abstract

本申请公开了一种隔离与变换模块，包括：变压器、上桥臂可控电压源和下桥臂可控电压源，上桥臂可控电压源和下桥臂可控电压源分别连接于变压器的两端，由于该隔离与变换模块复合利用变压器，变压器的励磁电感还可作为扼流电感，将扼流电感与变压器集成，使得本申请的器件数量及成本大大降低；又由于电力电子变换电路采用子模块串联构成的可控电压源，子模块可均分高电压，减小了子模块所需承受的电压；同时通过控制可控电压源吸收的有功功率为零，使得电力电子变换电路本身保持电压稳定，可更简洁实现直流或交流电压到高频电压的变换以及功率传输。相应地，本申请还提供了一种包括该隔离与变换模块的电压变换与功率传输电路和SST。

Description

一种隔离与变换模块、电压变换与功率传输电路和SST
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种隔离与变换模块、电压变换与功率传输电路和SST。
背景技术
电力电子变压器(SST)，先通过电力电子变换将工频电压变换为高频电压，再利用体积较小的中高频变压器实现电气隔离与电压匹配，最后再利用电力电子变换为将高频电压变为所需电压形式，其基本结构如图1所示。
电力电子变换电路可采用若干种变换模式，其目的是将输入端口输入的低频电压变换为高频变压，或将高频感应电压变换为低频电压。参考图1，以SST两端均为工频交流电压为例，SST的一次侧或二次侧的电力电子变换可采用单级AC/AC变换，也可采用二级变换，即先进行AC/DC变换，再进行DC/AC变换。
由于SST的变压器工作于中高频，其工作频率远高于50Hz，变压器的体积较小，又由于两端采用了可控的电力电子电路，还可实现端口的电能质量控制，具有广阔的应用前景。图2显示了现有的SST几种具体实现方式。
图2(a)中的SST将多个单级AC/AC环节进行了串联，以承受更高电压，但每个变换电路均需连接一个隔离变压器，需使用大量的隔离变压器，此外，每个单级AC/AC环节中需使用背靠背开关，因此器件数量也较多。
图2(b)中的SST采用了模块化的AC/AC环节以承受高电压，且只需使用一个隔离变压器，但变换电路中的每个子模块必须使用全桥子模块(FB)，因此器件数量并未减少，且每个桥臂还需增加两个扼流电感，电感数量增加。
图2(c)是目前得到广泛采用的SST结构，每一组变换电路均可实现低压到低压的变换，依次为AC/DC变换，DC/AC变换，中高频变压器，AC/DC变换、DC/AC变换，共五级。中高频变压器一次侧各模块串联以承受高电压，二次侧各模块并联以耐受大电流。该设计易于设计与扩容，但五级变换所需器件多，变换过程功率损耗大。
图2(d)中的SST也为五级结构SST，不同之处在于一次侧采用了由半桥子模块(HB)构成的模块化的AC/DC单元以承受高电压，并产生较高直流电压供后续变换环节使用，但其每个桥臂上需要两个扼流电感，器件数量与损耗增加，且需使用大量的变压器。
发明内容
本申请提供一种隔离与变换模块以及包括该模块的电力电子变换电路和电力电子变压器，简化SST的变换过程，打破变换环节之间的相互约束，提高器件利用率与电路集成度。
根据本申请第一方面，本申请提供一种隔离与变换模块，包括：变压器、上桥臂可控电压源和下桥臂可控电压源；
所述变压器一次侧设置有第一绕组和第二绕组，其二次侧设置有第三绕组；第一绕组的异名端和第二绕组的同名端相连接，并将连接点作为所述隔离与变换模块的端口c，所述第三绕组的两端作为所述隔离与变换模块的端口d、e，第一绕组的同名端与上桥臂可控电压源的一端相连接，上桥臂可控电压源的另一端作为所述隔离与变换模块的端口a，第二绕组的异名端与下桥臂可控电压源的一端相连接，下桥臂可控电压源的另一端作为所述隔离与变换模块的端口b；所述端口a、b、c用于作为外部电压输入端，所述端口d、e用于作为输出高频感应交流电压的输出端；
上、下桥臂可控电压源均包括储能元件，可分别输出可变电压vup、vdown，vup、vdown至少包括两种不同频率的主导电压，使得所述上、下桥臂可控电压源的平均有功功率保持为零。
在一些实施例中，vup和vdown在稳态时包含三种不同频率主导电压v1、v2、v3，满足：
其中，V1、V2、V3分别表示v1、v2、v3对应的幅值，I1、I2、I3分别表示由v1、v2、v3与端口a、b、c输入的外部电压互相激励而产生的电流在一次侧对应的电流分量i1、i2、i3的幅值；Is表示端口d、e产生的高频感应电流is的幅值，K表示变压器变比，表示v1、v2、v3与i1、i2、i3对应的相位差。
在一些实施例中，v1、v2、v3的频率分别可表示为ω1、ω2、ω3，其中，ω1与端口a、b输入的外部电压频率相同，ω2与端口c输入的外部电压频率相同，ω3为高频。
在一些实施例中，上、下桥臂可控电压源包括至少两个串联的子模块，所述子模块包括：桥式电路和储能元件，所述桥式电路与储能元件并联，所述子模块设置有与外部控制模块相连接的控制端口，该控制端口用于接收控制信号，储能元件用于缓存能量，桥式电路根据控制信号改变子模块的工作状态，使得储能元件充电或放电。
在一些实施例中，所述第一绕组和第二绕组的线圈匝数相同。
根据本申请第二方面，本申请提供一种电力电子变压器，包括：
隔离与变换电路，所述隔离与变换电路包括一个或至少两个并联的如上述本申请第一方面任一项中所述隔离与变换模块；
控制模块，所述控制模块与隔离与变换电路连接，用于输出控制信号，控制隔离与变换模块的上、下桥臂可控电压源分别输出可变电压vup、vdown，保持上、下桥臂可控电压源平均有功功率为零；
整流器，所述整流器连接于所述隔离与变换电路的端口d、e，将端口d、e输出的高频感应交流电压转变为直流电压。
在一些实施例中，所述电力电子变压器还包括：DC/AC，所述DC/AC连接于整流器之后，用于将整流器输出的直流电压转变为低频交流电压。
根据本申请第三方面，本申请提供一种电压变换与功率传输电路，包括：
如本申请第二方面任一项中所述的电力电子变压器；
电源，所述电源与隔离与变换电路的外部电压输入端相连，使得在隔离与变换电路的变压器、上桥臂可控电压源和下桥臂可控电压源中形成电流回路。
在一些实施例中，电源是单相交流电源，隔离与变换电路为两个并联的隔离与变换模块，两个隔离与变换模块的c端口分别连接所述电源两端，同时，两个隔离与变换模块的端口a1、a2互连，端口b1、b2互连；或者，电源是m相交流电源，m≥2，隔离与变换电路为m个并联的隔离与变换模块，m相交流电每一相的一端分别连接m个模块的端口c1、c2、……cm，另一端互相连接，m个模块的端口a1、a2、……am互连，端口b1、b2、……bm互连；或者，电源是m相交流电源和直流电源，m≥2，隔离与变换电路为m个并联的隔离与变换模块，m相交流电每一相的一端分别连接m个模块的端口c1、c2、……cm，另一端互相连接，直流电源的两端分别连接端口a1、a2、……am和端口b1、b2、……bm，m个模块的端口a1、a2、……am互连，端口b1、b2、……bm互连。
在一些实施例中，电源是单相交流电源，隔离与变换电路为一个隔离与变换模块，电压变换与功率传输电路还包括电容C1和电容C2，单向交流电源一端连接隔离与变换模块10的端口c，另一端分别通过电容C1、C2和隔离与变换模块10的端口a、b相连接；或者，电源包括直流电源或交流电源，隔离与变换电路为一个隔离与变换模块，隔离与变换模块的a、b端口分别与电源的两端相连接。
本申请将电力电子变换电路与变压器融合构成隔离与变换模块，由于该隔离与变换模块复合利用变压器，变压器的励磁电感还可作为扼流电感，将扼流电感与变压器集成，使得本申请的器件数量及成本大大降低；又由于电力电子变换电路采用子模块串联构成的可控电压源，子模块可均分高电压，减小了子模块所需承受的电压；同时通过控制可控电压源吸收的有功功率为零，使得电力电子变换电路本身保持电压稳定，可更简洁实现直流或交流电压到高频电压的变换以及功率传输。
附图说明
图1为现有的电力电子变换电路及SST示意图；
图2为现有的SST几种具体实现方式示意图；
图3为本申请提供的一种隔离与变换模块示意图；
图4为本申请提供的一种隔离与变换模块等效电路示意图；
图5为本申请提供的一种SST结构示意图；
图6为本申请提供的一种模块化的隔离与变换模块示意图；
图7为一种实施例的隔离与变换模块的子模块示意图；
图8为一种实施例的子模块理论时序图；
图9为一种实施例的子模块实际时序图；
图10为第一种电压变换与功率传输电路的示意图；
图11为第二种电压变换与功率传输电路的示意图；
图12为第三种电压变换与功率传输电路的示意图；
图13为第四种电压变换与功率传输电路的示意图；
图14为第五种电压变换与功率传输电路的示意图；
图15为本申请的一个实施例与现有的一些SST电路结构比较图。
具体实施方式
下面通过具体实施方式结合附图对本发明作进一步详细说明。其中不同实施方式中类似元件采用了相关联的类似的元件标号。在以下的实施方式中，很多细节描述是为了使得本申请能被更好的理解。然而，本领域技术人员可以毫不费力的认识到，其中部分特征在不同情况下是可以省略的，或者可以由其他元件、材料、方法所替代。在某些情况下，本申请相关的一些操作并没有在说明书中显示或者描述，这是为了避免本申请的核心部分被过多的描述所淹没，而对于本领域技术人员而言，详细描述这些相关操作并不是必要的，他们根据说明书中的描述以及本领域的一般技术知识即可完整了解相关操作。
另外，说明书中所描述的特点、操作或者特征可以以任意适当的方式结合形成各种实施方式。同时，方法描述中的各步骤或者动作也可以按照本领域技术人员所能显而易见的方式进行顺序调换或调整。因此，说明书和附图中的各种顺序只是为了清楚描述某一个实施例，并不意味着是必须的顺序，除非另有说明其中某个顺序是必须遵循的。本文中为部件所编序号本身，例如“第一”、“第二”等，仅用于区分所描述的对象，不具有任何顺序或技术含义。
由于现有的电力电子变压器(SST)大多采用多个变换环节依次级联，所需要的元器件数量较多，各变换环节功能上完全独立但又互相连接，使得运行条件互相制约，常需要实施复杂的均压与均流控制。为了简化SST的变换过程，打破变换环节之间的相互约束，提高器件利用率与电路集成度，发明人在构思本申请时，将SST的电力电子变换电路与变压器融合构成隔离与变换电路，由于该隔离与变换电路复合利用变压器，可实现电气隔离和电压变换；同时，电力电子变换电路采用子模块串联构成的可控电压源，每个子模块可均分高电压，减小了子模块所需承受的电压；同时通过控制可控电压源吸收的有功功率为零，保持电力电子变换电路本身的电压稳定，可使得本申请可更简洁实现直流或交流电压到高频电压的变换以及功率传输，降低器件数量及成本。
实施例一：
请参考图3，为本申请提供的一种隔离与变换模块10。该隔离与变换模块10包括：变压器13、上桥臂可控电压源11和下桥臂可控电压源12。
变压器13一次侧设置有第一绕组131和第二绕组132，变压器13二次侧设置有第三绕组133。第一绕组131和第二绕组132的线圈匝数相同，第一绕组131或第二绕组132线圈匝数与第三绕组133线圈匝数的比值为K，即变压器13变比为K。每个绕组均有一个同名端与一个异名端，在图3、4中以“*”标注同名端。
第一绕组131的异名端和第二绕组132的同名端相连接并且连接点作为模隔离与变换模块10的端口c；第三绕组133的两端作为模隔离与变换模块10的端口d、e。第一绕组131的同名端与上桥臂可控电压源11的一端相连接，上桥臂可控电压源11的另一端作为模隔离与变换模块10的端口a，第二绕组132的异名端与下桥臂可控电压源12的一端相连接，下桥臂可控电压源12的另一端作为模隔离与变换模块10的端口b。端口a、b、c用于输入外部低频电压，所述端口d、e用于输出高频感应交流电压。
由此可见，上桥臂可控电压源11和下桥臂可控电压源12分别连接于变压器13的两端，上、下桥臂可控电压源之间串联有第一绕组131和第二绕组132，每个绕组在磁芯里可建立磁场，形成励磁电感，从而使得变压器13可充当扼流电感，从而将现有技术中的扼流电感与变压器集成，减少了本申请的元器件。
上、下桥臂可控电压源均包括储能单元120，可分别输出可变电压vup、vdown，vup、vdown包括两种以上不同频率的主导电压，这些主导电压将与端口a、b、c输入的外部低频电压以及变压器13互相作用，通过合理控制vup、vdown电压各成分的频率和电压值，可使得上、下桥臂可控电压源的平均有功功率保持为零，从而保持储能单元120中储能元件的电压稳定以及隔离与变换电路1的稳定工作。
在一种具体实施例中，vup和vdown在稳态时包含三种不同频率的主导电压v1、v2、v3，其频率分别为ω1、ω2、ω3，其幅值分别为V1、V2、V3，则vup、vdown可表示为：
其中，m是具体实施例中的隔离与变换电路的个数，j是具体实施例中的第j个隔离与变换电路。
下面对第j个隔离与变换电路1的原理进行进一步说明。
如图4所示，为隔离与变换电路1的等效电路，上、下桥臂可控电压源分别等效为可控电压源vup、vdown.，端口a、b输入电压为vab，d、e端口接入负载。为说明基本原理，电路中的电阻忽略不计，作用在变压器13第一、第二绕组的电压vp可表示为：
vp＝vab-vup-vdown (2)
令vup与vdown中的第一主导电压v1＝vab/2，则式(2)变为
vp＝2V3cos(ω3t) (3)
由此可见，上述控制使得作用在变压器13一次侧绕组上的电压仅为高频分量，该高频率分量v3作用在变压器一次侧绕组131和132的励磁电感上，仅产生较小的与vp正交的电流成分i3，其中，i3＝ISsin(ω3t)。同时，变压器13二次侧感应的高频交流电压频率为ω3，幅值为Vs＝Vp/K，K为变压器13变比，从而实现了电压的变换；进一步，d、e端口的负载上将产生频率亦为ω3的感应电流is，其中，从而实现了功率隔离传输。此时流经上、下桥臂的电流iup、idown可其由下式表示：
其中，i1表示由电压分量v1与经端口a、b输入的、频率为ω1的输入电压源互相激励而产生的电流在一次侧的分量，i2是由电压分量v2与连接在端口c的频率为ω2的电压源互相激励而产生的电流在一次侧的分量，is/K是二次侧电流is在一次侧的映射分量的幅值；表示v1、v2、v3与其频率成分相同的电流之间的相位差。
为使上、下桥臂可控电压源的储能单元120电压保持稳定，需保证等效电压源vupj、vdownj吸收的平均有功功率为零。亦即：
其中，Pupj表示等效电压源vdownj吸收的平均有功功率，Pdownj表示等效电压源vdownj吸收的平均有功功率，T表示v1、v2、v3周期的最小公倍数。
依正交原理，仅同频率、同相位的电压与电流可产生有功功率，因此式(5)中储能单元120的平衡条件可表示为：
其中，cosφ1、cosφ2、cosφ3功率因数。
由于上述约束条件(式(6))有多项组成，因此有多种运行条件可满足式(6)，将随后的实施例中作进一步说明。
综上所述，通过保证vup、vdown的主导电压满足式(6)，可实现上桥臂可控电压源11和下桥臂可控电压源12平均有功功率为零，使得储能单元120电容电压保持稳定；从而通过隔离与变换模块10的端口a、b、c和端口d、e，实现不同频率的电压变换和功率交换。
本申请提供一种隔离与变换电路1，根据不同的需要，该隔离与变换电路1可包括一个或至少两个并联的如图3所示的隔离与变换模块10。
相应地，基于上述隔离与变换电路1，本申请还提供一种电力电子变压器(SST)。请参考图5，该SST包括：隔离与变换电路1、整流器2和控制模块4，在一些实施例中，还包括逆变器3，下面详细说明。
隔离与变换电路1包括一个或至少两个并联的如图4所示的隔离与变换模块10，用于将输入低频电压(直流或交流)转换为高频交流电压。在一些实施例中，输入的低频电压为工频电压，例如50Hz，220V或380V的电压。
控制模块4与隔离与变换电路1连接，用于输出控制信号，控制隔离与变换模块10的上、下桥臂可控电压源分别输出可变电压vup、vdown，保持上、下桥臂可控电压源平均有功功率为零，即储能单元120电压保持稳定或等效电压源vup、vdown吸收的平均有功功率为零。
整流器2连接于隔离与变换电路1输出端，将高频感应交流电压转变为直流电压，同时产生高频电流。整流器2包括半桥式整流器或全桥式整流器。
在一些实施例中，整流器2之后可连接直流负载，为直流负载供电，整流器2之后也可连接DC/AC3。整流器2之后连接DC/AC3时，整流器2输出的直流电压经逆变器3转换后，可转变为所需要的交流电压。
实施例二：
参考图6，与现有的模块化多电平变换器(MMC)的模块化设计思路类似，本申请隔离与变换模块的上、下桥臂可控电压源采用了多个串联的子模块110，上、下桥臂可控电压源包括至少两个串联的子模块110。
如图7所示，为子模块110示意图，子模块110包括：桥式电路111和储能元件112，桥式电路111与储能元件112并联，子模块110设置有与控制模块4相连接的控制端口(未示出)，该控制端口用于接收控制模块4的控制信号Q。储能元件112用于缓存能量，桥式电路111根据控制信号Q改变子模块110的工作状态，使得储能元件112充电或放电，子模块110的工作状态包括：充电模态、放电模态或旁路模态。
由于采用了可充放电的储能元件112代替独立电源，使得子模块110以及上、下桥臂可控电压源输出的电压实现了向多电平拓展；而串联式的模块化设计，又可使得拓展更容易，同时也降低了各开关元件所承受的应力。
另外，本申请的子模块110还设置有电压输出端口s1、s2，所述端口s1、s2还可作为子模块之间串联的连接点。
在具体实施例中，储能元件112为电容，桥式电路111包括半桥式电路或全桥式电路，相应地，子模块110也包括半桥子模块(如图7(a)所示)或全桥子模块(如图7(b)所示)。
如图7(a)所示，桥式电路111为半桥式电路，包括两个分别反并联了二极管的晶体管，储能元件112为电容。具体地，晶体管P1反并联二极管T1，晶体管P2反并联二极管T2，晶体管P1的第二电极与晶体管P2的第一电极相连接实现串联并且连接点作为所述端口s1，两个晶体管串联后再与电容C并联并且选择其中一个晶体管与电容的连接点作为所述端口s2，晶体管P1、P2的控制极均与子模块110的控制端口(未示出)相连接，从而接收控制模块4输出的控制信号Q。
当子模块110控制信号Q为高电平(本文中简称为1)时，晶体管P1导通，晶体管P2断开，电容C两端与端口s1、s2相连，子模块110输出的电压为Vc，Vc为每个子模块电容的额定电压；当子模块110控制信号Q为低电平(0)时，晶体管P2导通，晶体管P1断开，电容与端口s1断开，端口s1与端口s2经晶体管P2接通，子模块110输出电压为零。
如图7(b)所示，桥式电路111为全桥式电路，包括四个分别反并联了二极管的晶体管，储能元件112为电容。具体地，晶体管P11反并联二极管T11，晶体管P12反并联二极管T12，晶体管P13反并联二极管T13，晶体管P14反并联二极管T14；晶体管P11的第二电极与晶体管P12的第一电极相连接实现串联并且连接点作为所述端口s1，晶体管P13的第二电极与晶体管P14的第一电极相连接实现串联并且连接点作为所述端口s2，晶体管两两串联之后再分别于电容C并联，晶体管P11、P12、P13、P14的控制极均与子模块的控制端口相连接，从而接收控制模块4输出的控制信号Q。
当子模块110控制信号Q为1时，晶体管P11、P14导通，晶体管P12、P13断开，电容C两端与端口s1、s2相连，子模块110输出电压为Vc；当子模块110控制信号Q为0时，晶体管P11、P12断开，晶体管P13、P14导通，端口s1与端口s2经晶体管P13、P14接通，子模块110输出电压为零，或晶体管P13、P14断开，晶体管P11、P12导通，端口s1与端口s2经晶体管P11、P12接通，子模块110输出电压亦为零；当该子模块110控制信号Q为-1时，晶体管P12、P13导通，晶体管P11、P14断开，电容C两端与s1，s2反向相连，子模块110输出电压为-Vc。
由此可见，通过控制模块4改变各模块110的控制信号Q，可改变各子模块的状态；进而，由于上、下桥臂可控电压源均由多个子模块串联而成，通过适当选择输出电压的子模块数量，可使得上、下桥臂可控电压源可产生不同频率成分的电压。
对于上、下桥臂可控电压源的具体控制方法，下面以半桥子模块为例，依如图8和图9所示的时序图进一步说明。
假设上、下桥臂均有N个子模块，第i个子模块的控制信号为Qi。则，Qi＝1时，第i个子模块输出电压为Vc；Qi＝0时，第i个子模块输出为零。
将m个子模块的控制信号设为1，其余的子模块的控制信号设为0，即可令桥臂的输出电压为Vc的m倍。在N个子模块中合理选择m个子模块的控制信号为1，还可实现子模块均压，使得所有子模块的电容电压相等。
通过对上、下桥臂的各子模块的适当控制，合理选择Q1～QN的值，可产生所需的多电平波形。在本例中，图8(a)-(c)为vup和vdown中包含的三种频率成分电压v1、v2、v3的示意图，其中ω1＝0，因此v1为直流频率成分电压，将三种频率成分的电压按式(1)叠加，得到的上、下桥臂电压vup、vdown如图8(d)所示。
vup和vdown需要用多个子模块产生的多电平电压来逼近，因此需对各个子模块的控制信号Q实施有效控制，如图9(a)所示为控制信号Q电平变化示意图，经各个子模块的Qi作用后，在上、下桥臂上产生的电压vup、vdown如图9(b)所示，为多电平波形。
对比图8(d)和图9(b)可知，图9(b)中的多电平电压亦包含了三种频率成分。需说明的是，在图9(b)中，其他的更高频率成分在电路中的影响很小，因此可忽略。
本申请实施例中使用的晶体管可以是任何结构的晶体管，如双极型晶体(BJT)、场效应晶体管(FET)或绝缘栅双极型晶体管(IGBT)。当晶体管为BJT时，控制极指基极B，第一电极指集电极C，第二电极指发射极E。当晶体管为FET时，控制极指栅极G，第一电极指漏极D，第二电极指源极S；当晶体管为IGBT时，控制极指门极G，第一电极指集电极C，第二电极指发射极E。当晶体管作为开关使用时，其漏极和源极可以根据实际使用的晶体管类型(例如P型或N型)进行互换。
实施例三：
请参考图10，为单相交流电利用本申请的SST进行电压变换与功率传输电路的示意图。
一些实施例中，SST的隔离与变换电路1为两个并联的隔离与变换模块，如图10所示，两个隔离与变换模块的c端口(c1和c2)分别连接单相交流端口的两端，同时，两个隔离与变换模块的端口a1、a2互连，端口b1、b2互连。
假设vup和vdown包含三种不同频率(如，ω1、ω2、ω3)的主导电压成分v1、v2、v3，令所有桥臂电压的第一电压分量均为直流，即v1＝V1＝NVc/2，Vc为每个子模块电容的额定电压。由于两个模块的直流分量相同，因此无电压差，i1为零。
对于第一隔离与变换模块(简称第一模块)，有：
对于第二隔离与变换模块(简称第二模块)，有：
令ω2与交流端口的单相交流电频率一致，令ω3为高频。在一实施例中，单相交流电为工频交流电，例如50HZ、220V的电压，则v2的频率也为工频。
各桥臂中的v2分量将与交流端口(通过端口c1、c2连接)的工频交流电源电互相作用产生工频电流i2。i2通过第一模块的c1端口流入，经第一模块的第一绕组、上桥臂后进入第二模块的上桥臂可控电压源、第一绕组，再经第二模块化隔离与变换模块的c2端流回工频交流电源，即i2依次经过交流端口—>c1—>a1—>a2—>c2—>交流端口。同时，i2还可通过第一模块的c1端口流入，经第一模块的第二绕组、下桥臂可控电压源后进入第二模块的下桥臂可控电压源、第二绕组，再经第二模块的c2端流回工频交流电源,即i2依次经过交流端口—>c1—>b1—>b2—>c2—>交流端口。
各桥臂中的v3分量互相作用，在变压器13一次侧产生高频电流I3，在变压器13二次侧产生高频电流is。i3将在两个模块的上下桥臂、变压器的一次侧形成的闭合回路中流动，即i3依次经过端口a1—>b1—>b2—>a2—>a1；is在变压器13二次侧产生相应的高频感应交流电压vs，实现了AC/AC变换。
两个模块的端口d、e分别对应连接两个整流器2，其中第一模块化的端口d1连接第一整流器的端口f1，端口e1连接第一整流器的端口g1；第二模块化的端口d2连接第一整流器的端口f2，端口e2连接第一整流器的端口g2。第一整流器的端口p1、第一整流器的端口q2分别连接直流负载的两端，第一整流器的端口q1、第一整流器的端口p2互连。经过整流器2的整流作用，该高频感应交流电压转变为直流电压，可供直流负载使用，整流器2包括半桥式整流器或全桥式整流器。由于i1为零，在该电路中，条件(6)可改写为：
本实施例的隔离与变换电路1既保证了各子模块电容电压的稳定，即子模块平均功率为零，又实现将c1、c2端口送入的交流功率转化为二次侧交流有功功率，进而再通过整流器的作用，实现交流端口与高频直流端口的功率传输与电气隔离。
在另一些实施例中，如图11所示，SST的隔离与变换电路10也可采用一个隔离与变换模块10。不同之处在于，交流端口输入的单向交流电源一端连接隔离与变换模块10的端口c，另一端分别通过电容C1、C2和隔离与变换模块10的端口a、b相连接。
假设vup和vdown包含三种不同频率(如，ω1、ω2、ω3)的主导电压成分v1、v2、v3，令所有桥臂电压的第一电压分量均为直流，即v1＝V1＝NVc/2，Vc为每个子模块电容的额定电压。由于C1、C2容值较大，因此每个电容上的电压在稳态时稳定为NVc/2，电容电压与v1分量亦无电压差，i1为零。
对于隔离与变换模块，有：
令ω2与交流端口的单相交流电频率一致，令ω3为高频。在一实施例中，单相交流电为工频交流电，例如50Hz、220V的电压，则v2的频率也为工频。
各桥臂中的v2分量将与交流端口(通过端口c及电容C1、C2连接)的工频交流电源电互相作用产生工频电流i2。i2从隔离与变换模块的c端口流入，经第一绕组、上桥臂后进入C1流回工频交流电源，即i2依次经过交流端口—>c—>a—>C1—>交流端口。同时，i2还可通过隔离与变换模块的c端口流入，经第二绕组、下桥臂后进行C2后流回工频交流电源，即i2依次经过交流端口—>c—>b—>C2—>交流端口。
各桥臂中的v3分量互相作用，在变压器13一次侧产生高频电流i3，在变压器13二次侧产生高频电流is。i3将在模块的上下桥臂、变压器的一次侧与电容C1、C2间形成的闭合回路中流动，即i3依次经过端口a—>b—C2—>C1—>a；is在变压器13二次侧产生相应的高频感应交流电压vs，实现了AC/AC变换。
两个模块的端口d、e连接整流器2，其中端口d连接整流器2的端口f，端口e连接整流器2的端口g；整流器的端口p、q分别连接直流负载的两端。经过整流器2的整流作用，该高频感应交流电压转变为直流电压，可供直流负载使用，整流器2包括半桥式整理器或全桥式整流器。由于i1为零，在该电路中，条件(6)可改写为：
本实施例的隔离与变换电路1既保证了各子模块电容电压的稳定，即子模块平均功率为零，又实现将c端口送入的交流功率转化为二次侧交流有功功率，进而再通过整流器的作用，实现交流端口与高频直流端口的功率传输与电气隔离。
实施例三：
请参考图12，为三相交流电利用本申请的SST进行电压变换与功率传输电路的示意图。
在一些实施例中，SST的隔离与变换电路1为三个并联的隔离与变换模块，如图12所示，三相交流电分别连接三个隔离与变换模块的端口c1、c2、c3，三个隔离与变换模块的端口a1、a2、a3互连，端口b1、b2、b3互连。
与实施例二相同，假设vup和vdown包含三种不同频率(如，ω1、ω2、ω3)的主导电压成分v1、v2、v3。
令所有桥臂电压的直流分量幅值均为V1＝NVc/2，Vc为每个子模块电容的额定电压。由于两个隔离与变换模块的直流分量相同，因此无电压差，i1为零。
对于第一隔离与变换模块(简称第一模块)、第二隔离与变换模块(简称第二模块)和第三隔离与变换模块(简称第三模块)，应有：
再令ω2与交流端口的三相交流电频率一致，电压v3为高频。在一实施例中，三相交流电为工频交流电，例如，50HZ、380V的电压，则V2的频率也为工频。
各桥臂中的v2分量将与交流端口(通过端口c1、c2、c3连接)的工频交流电源电互相作用产生工频电流i2，i2在三个模块的上桥臂和第一绕组或三个模块的下桥臂和第二绕组与对应的三相交流电源形成的闭合回路中流动，并对上、下桥臂中的储能单元进行充电。各桥臂中的v3分量互相作用，在变压器一次侧产生高频电流i3，在变压器二次侧产生高频电流is。其中，i2、i3、is均满足三相(a、b、c三相)电流之和瞬时值为零，即ia2+ib2+ic2＝0，ia3+ib3+ic3＝0，isa+isb+isc＝0。
由于上、下桥臂的充放电作用以及高频电流i3的存在，每个模块的变压器的二次侧均会产生相应的高频感应交流电压vs，实现了三相AC/AC变换。
与实施例二相似，三个模块的d、e端口分别与三个整流器2的f、g端口对应连接，三个整流器2的p端口互连后连接直流负载的一端，三个整流器2的q端口互连后连接直流负载的另一端。Vs经过整流器2的整流作用，转变为直流电压，供直流负载使用。整流器2包括半桥式整理器或全桥式整流器。
由此可见，隔离与变换电路1既保证了各子模块电容电压的稳定，又实现了三相交流端口与高频直流端口的功率传输与电气隔离。
实施例四：
请参考图13，为多相交流电利用本申请的SST进行电压变换与功率传输电路的示意图。
在一些实施例中，SST的隔离与变换电路1为m个并联的隔离与变换模块，如图13所示，m相交流电每一相的一端分别连接m个模块的端口c1、c2、……cm，另一端互相连接，m个模块的端口a1、a2、……am互连，端口b1、b2、……bm互连。m个模块的d、e端口分别与m个整流器2的f、g端口对应连接，m个整流器2的p端口互连后连接直流负载的一端，m个整流器2的q端口互连后连接直流负载的另一端。
与实施例三中相似，令V1＝NVc/2，V2的频率成分与m相交流电频率一致，V3为高频，则高频感应电流Vs经过整流器2的整流作用，转变为直流电压，供直流负载使用。
由此可见，隔离与变换电路1既保证了各子模块电容电压的稳定，又实现了多相交流端口与高频直流端口的功率传输与电气隔离。
在一个实施例中，还可在端口a1、a2、……am与端口b1、b2、……bm之间连接一个直流电源，从而实现低频直流端口、多相交流端口与高频直流端口的之间的功率传输与电气隔离。此时需通过控制令i1不为零，在该电路中，条件(6)可改写为：
实施例五
请参考图14，其为利用本申请的SST进行电压变换与功率传输电路的示意图。
SST的隔离与变换电路10为一个隔离与变换模块10，隔离与变换模块10的a、b端口分别与电源vab两端相连接，电源vab包括直流电源或交流电源。
若vab为直流电源，则电路中的子模块可选用半桥结构，若vab为交流电源，则电路中的子模块应选用全桥模块。
令电压v1＝vab/2，即令V1为vab幅值的一半，ω1与vab的频率相同，v2＝0，v3为高频电压，则，电压v1在一次侧与vab互相激励产生电流i1，i1由端口正极经a端流入上桥臂、第一绕组、第二绕组、下桥臂后经b端口流回端口负极，即i1经过直流端口正极—>a—>c—>b—>端口负极；v3分量在变压器13二次侧产生高频电流is，is在变压器13二次侧产生高频感应交流电压vs。
隔离与变换模块10的端口d连接整流器2的端口f，隔离与变换模块10的端口e连接整流器2的端口g。桥式电路的端口p、q分别连接直流负载的两端。经过整流器2的整流作用，该高频感应交流电压vs转变为直流电压，供直流负载使用。在一些实施例中，整流器2后再连接一个DC/AC3，则可接入交流负载。
通过控制上、下桥臂的电压，式(6)可简化为
由此可见，隔离与变换电路1可保证各子模块电容电压可保持稳定，也可实现将a、b端口送入的功率vabi1转化为二次侧交流有功功率，实现直流功率到高频交流的功率传输，以及从低频到高频交流的变换及电气隔离。
表1将本申请的一个实施例与现有的一些SST的一次侧进行了比较。参考图15，为具体方案示意图。
其中，图15(a)中是本申请的方案，图15(b)、(c)则为现有技术。所有方案的子模块中均采用半桥结构，输入条件相同，处理功率相同，每个子模块的额定电压相同。
表1若干模块化多电平SST的一次侧设计参数对比
由表1可见，本申请的方案所需子模块数量较方案二减少6％，较方案三减少25％。本申请方案中变压器一次侧电压可灵活设计以降低绝缘要求。本申请的方案仅需使用3个磁芯元件，而方案二需使用6个分立电感和8个中高频变压器，方案三需使用10个分立电感和1个中高频变压器，本申请的方案大大降低了器件数量。尽管本申请方案的子模块需同时处理多种频率成分的电流，单个子模块的电流应力较其它方案中单个子模块电流应力有所增加，但晶体管、二极管和电容可选额定电流值众多，电流容量得到满足。
以上应用了具体个例对本发明进行阐述，只是用于帮助理解本发明，并不用以限制本发明。对于本发明所属技术领域的技术人员，依据本发明的思想，还可以做出若干简单推演、变形或替换。

Claims (10)

1.一种隔离与变换模块，其特征在于包括：变压器、上桥臂可控电压源和下桥臂可控电压源；
所述变压器一次侧设置有第一绕组和第二绕组，其二次侧设置有第三绕组；第一绕组的异名端和第二绕组的同名端相连接，并将连接点作为所述隔离与变换模块的端口c，所述第三绕组的两端作为所述隔离与变换模块的端口d、e，第一绕组的同名端与上桥臂可控电压源的一端相连接，上桥臂可控电压源的另一端作为所述隔离与变换模块的端口a，第二绕组的异名端与下桥臂可控电压源的一端相连接，下桥臂可控电压源的另一端作为所述隔离与变换模块的端口b；所述端口a、b、c用于作为外部电压输入端，所述端口d、e用于作为输出高频感应交流电压的输出端；
上、下桥臂可控电压源均包括储能元件，可分别输出可变电压vup、vdown，vup、vdown至少包括两种不同频率的主导电压，使得所述上、下桥臂可控电压源的平均有功功率保持为零。
2.如权利要求1所述的隔离与变换模块，其特征在于，vup和vdown在稳态时包含三种不同频率主导电压v1、v2、v3，满足：
其中，V1、V2、V3分别表示v1、v2、v3对应的幅值，I1、I2、I3分别表示由v1、v2、v3与端口a、b、c输入的外部电压互相激励而产生的电流在一次侧对应的电流分量i1、i2、i3的幅值；Is表示端口d、e产生的高频感应电流is的幅值，K表示变压器变比，表示v1、v2、v3与i1、i2、i3对应的相位差。
3.如权利要求2所述的隔离与变换模块，其特征在于，v1、v2、v3的频率分别可表示为ω1、ω2、ω3，其中，ω1与端口a、b输入的外部电压频率相同，ω2与端口c输入的外部电压频率相同，ω3为高频。
4.如权利要求1所述的隔离与变换模块，其特征在于，上、下桥臂可控电压源包括至少两个串联的子模块，所述子模块包括：桥式电路和储能元件，所述桥式电路与储能元件并联，所述子模块设置有与外部控制模块相连接的控制端口，该控制端口用于接收控制信号，储能元件用于缓存能量，桥式电路根据控制信号改变子模块的工作状态，使得储能元件充电或放电。
5.如权利要求1-4任一项所述的隔离与变换模块，其特征在于，所述第一绕组和第二绕组的线圈匝数相同。
6.一种电力电子变压器，其特征在于包括：
隔离与变换电路，所述隔离与变换电路包括一个或至少两个并联的如上述权利要求1-5的任一项中所述隔离与变换模块；
控制模块，所述控制模块与隔离与变换电路连接，用于输出控制信号，控制隔离与变换模块的上、下桥臂可控电压源分别输出可变电压vup、vdown，保持上、下桥臂可控电压源平均有功功率为零；
整流器，所述整流器连接于所述隔离与变换电路的端口d、e，将端口d、e输出的高频感应交流电压转变为直流电压。
7.如权利要求6所述的电力电子变压器，其特征在于，还包括DC/AC，所述DC/AC连接于整流器之后，用于将整流器输出的直流电压转变为低频交流电压。
8.一种电压变换与功率传输电路，其特征在于包括：
如权利要求6或7所述的电力电子变压器；
电源，所述电源与隔离与变换电路的外部电压输入端相连，
使得在隔离与变换电路的变压器、上桥臂可控电压源和下桥臂可控电压源中形成电流回路，或者，在隔离与变换电路的变压器和上桥臂可控电压源中形成电流回路和/或在隔离与变换电路的变压器和下桥臂可控电压源中形成电流回路。
9.如权利要求8所述的电路，其特征在于，电源是单相交流电源，隔离与变换电路为两个并联的隔离与变换模块，两个隔离与变换模块的c端口分别连接所述电源两端，同时，两个隔离与变换模块的端口a1、a2互连，端口b1、b2互连；或者，电源是m相交流电源，m≥2，隔离与变换电路为m个并联的隔离与变换模块，m相交流电每一相的一端分别连接m个模块的端口c1、c2、……cm，另一端互相连接，m个模块的端口a1、a2、……am互连，端口b1、b2、……bm互连；或者，电源是m相交流电源和直流电源，m≥2，隔离与变换电路为m个并联的隔离与变换模块，m相交流电每一相的一端分别连接m个模块的端口c1、c2、……cm，另一端互相连接，直流电源的两端分别连接端口a1、a2、……am和端口b1、b2、……bm，m个模块的端口a1、a2、……am互连，端口b1、b2、……bm互连。
10.如权利要求8所述的电路，其特征在于，电源是单相交流电源，隔离与变换电路为一个隔离与变换模块，电压变换与功率传输电路还包括电容C1和电容C2，单向交流电源一端连接隔离与变换模块10的端口c，另一端分别通过电容C1、C2和隔离与变换模块10的端口a、b相连接；或者，电源包括直流电源或交流电源，隔离与变换电路为一个隔离与变换模块，隔离与变换模块的a、b端口分别与电源的两端相连接。
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