CN105305855B

CN105305855B - 三相隔离型双向ac-dc变换器及其控制方法

Info

Publication number: CN105305855B
Application number: CN201510746894.3A
Authority: CN
Inventors: 金科; 李忠阳; 顾玲
Original assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Current assignee: Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date: 2015-11-05
Filing date: 2015-11-05
Publication date: 2018-10-12
Anticipated expiration: 2035-11-05
Also published as: CN105305855A

Abstract

本发明公开了三相隔离型双向AC‑DC变换器及其控制方法，属于电力电子变换器的技术领域。变换器包括：交流侧滤波器、三相整流/逆变桥、交流侧开关电路、高频隔离变压器单元、有源磁复位电路、直流侧开关电路、直流侧滤波器，变换器中的高频变压器的工作状态与正激类似，采用有源磁复位的方式降低了直流侧开关管的电压应力。控制方法采用改进的电流型SVPWM方法使得交流侧开关低频工作，减小了交流侧开关损耗。该双向变换器具有输出电压范围宽，无需直流母线以及实现电气隔离的特点，适用于作为电网和蓄电池之间的接口变换器。

Description

三相隔离型双向AC-DC变换器及其控制方法

技术领域

本发明公开了三相隔离型双向AC-DC变换器及其控制方法，尤其是适用于作为交流微网与蓄电池之间接口变换器的隔离型双向AC-DC变换器及其改进电流型SVPWM(SpaceVector Pulse Width Modulation，空间矢量脉宽调制)方法，属于电力电子变换器的技术领域。

背景技术

在交流微网系统中，光伏、风电等新能源发电受自然条件的影响呈现出较大的波动性，而电网本身并不具备存储能量的功能，因此需要储能装置来维持系统的功率平衡及稳定，蓄电池由于其存储能量大，安装方便以及成本优势在微网系统中得到了广泛的应用。蓄电池通过一个接口变换器直接与微网相连，在用电峰期，蓄电池放电，为负载提供能量；在用电谷期，蓄电池充电，存储富余的能量，因此连接蓄电池与电网的接口变换器必须能够实现能量的双向流动。近年来，随着微网及电动汽车技术的发展，双向AC-DC变换器得到了广泛的关注。

目前比较流行的双向AC-DC变换器为PWM整流器，分为电压型PWM整流器和电流型PWM整流器两种,其中后者实现能量双向流动的一个重要条件是其直流侧电压可以反向。电压型PWM整流器的优势是网侧输入功率因数高，应用成熟，劣势是输出电压高，电压调节范围小；电流型PWM整流器优势是输出电压可降压，电压调节范围大，劣势是存在LC震荡问题，网侧功率因素相对较低。考虑到直流侧和交流侧的电压匹配和安全隔离，加入隔离变压器是十分必要的。传统的方式是在交流侧加入工频变压器，然而工频变压器体积、重量、噪声和损耗都较大，不利于提高效率和功率密度。另一种方式是采用两级式结构，即前级的PWM整流器加上后级的隔离型双向DC/DC变换器。但是两级式结构对能量进行了两次变换，导致效率下降，且较大的耦合电容降低了功率密度和寿命。此外还有一种方式是采用无需直流母线的单级式结构，如矩阵变换器，具有无需耦合电容，控制灵活，可以升降压的优点，但是其双向开关管数量多，控制复杂。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是针对上述背景技术中的一些不足，提供了一种三相隔离型双向AC-DC变换器及其控制方法，使得交流侧三相整流/逆变桥和双向开关电路的开关管工作于低频模式，降低了交流侧开关管的开关损耗，变压器的磁复位方式为有源磁复位以降低直流侧开关管的电压应力，解决了的两级式变换器两次能量变换以及传统空间矢量控制交流侧开关管高频工作不利于效率提升的技术问题。

本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：

三相隔离型双向AC-DC变换器，包括：交流侧滤波器、三相整流/逆变桥、包含三路双向开关、第一MOSFET、第二MOSFET的交流侧开关电路、包含第一高频变压器和第二高频变压器的高频变压器单元、包含第三MOSFET、第四MOSFET、第一复位电容、第二复位电容的有源磁复位电路、包含第五MOSFET、第六MOSFET、第七MOSFET、第八MOSFET的直流侧开关电路、直流侧滤波器，

其中，所述交流侧滤波器输入端接三相交流电，三相整流/逆变桥的桥臂中点接交流侧滤波器输出端，三路双向开关的一端分别与三相整流/逆变桥的桥臂中点连接，第一MOSFET的漏极与三相整流/逆变桥的上桥臂公共端连接，第一MOSFET的源极与第一高频变压器原边绕组的一端连接，第二MOSFET的源极与三相整流/逆变桥的下桥臂公共端连接，第二MOSFET的漏极与第二高频变压器原边绕组的一端连接，第一高频变压器原边绕组的另一端、三路双向开关的另一端、第二高频变压器原边绕组的另一端并接在一起，第一复位电容的一极与第一高频变压器副边绕组的一端连接，第一复位电容的另一极与第三MOSFET的漏极连接，第三MOSFET的源极、第二复位电容的一极、第一高频变压器副边绕组的另一端、第二高频变压器副边绕组的一端并接在一起，第二复位电容的另一极与第四MOSFET的漏极连接，第四MOSFET的源极与第二高频变压器副边绕组的另一端连接，第一高频变压器原边绕组与第一MOSFET源极连接的一端、第一高频变压器副边绕组与第一复位电容连接的一端互为同名端，第二高频变压器原边绕组与三路双向开关以及第一高频变压器原边绕组并接的一端、第二高频变压器副边绕组与第一高频变压器副边绕组、第三MOSFET、第二复位电容并接的一端互为同名端，第六MOSFET的源极与第一复位电容和第一高频变压器副边绕组连接的一极相连，第八MOSFET的漏极与第四MOSFET的源极连接，第五MOSFET与第七MOSFET串接的支路并接在第六MOSFET漏极和第八MOSFET源极之间，第五MOSFET源极和第七MOSFET漏极的连接点与第三MOSFET的源极连接直流侧滤波器并接在第五MOSFET与第七MOSFET组成的串接支路的两端。

进一步的，所述三相隔离型双向AC-DC变换器的交流侧滤波器包括：三相滤波电感以及三相滤波电容，三相滤波电感的一端接三相交流进线，三相滤波电容的一极分别与三相滤波电感的另一端、三相整流/逆变桥的桥臂中点连接，三相滤波电容的另一极并接。

进一步的，所述三相隔离型双向AC-DC变换器的直流侧滤波器包括：第一滤波电感、第二滤波电感、直流侧滤波电容，第一滤波电感的一端接第六MOSFET的漏极，第一滤波电感的另一端接直流侧滤波电容的正极，第二滤波电感的一端接直流侧滤波电容的负极，第二滤波电感的另一端接第七MOSFET的源极。

进一步的，所述三相隔离型双向AC-DC变换器的控制方法，

定义开关模态：S＝([S_a S_b S_c],[S₁S₂])，S_a、S_b、S_c为a相、b相、c相双向开关的状态，S₁、S₂为第五MOSFET Q_s1、第七MOSFET Q_s3的状态，S_a+S_b+S_c＝0，当Q_j1导通时S_j＝+1，当Q_j4导通时S_j＝-1，当Q_j2和Q_j3导通时S_j＝0，Q_j1、Q_j4为三相整流/逆变桥j相桥臂的上桥臂开关管和下桥臂开关管，Q_j2和Q_j3为j相双向开关中的共射级连接的两个开关管，S_j为j相双向开关的状态，j＝a,b,c，当Q_s1导通时S₁＝1，当Q_s1关断时S₁＝0，当Q_s3导通时S₂＝1，当Q_s3关断时S₂＝0；

控制第五MOSFET Q_s1和第六MOSFET Q_s2互补导通且不同时关断、第七MOSFET Q_s3和第八MOSFET Q_s4互补导通且不同时关断；

采用基于电流空间矢量的控制方法，将不同开关模态构成的基本非零电流矢量所围成的6扇区划分为12扇区，选择离期望电流空间矢量所在扇区最近的两个非零矢量以及合适的零矢量作为合成矢量，在合成矢量对应的开关模态中选择三相整流/逆变桥中各开关以及三路双向开关的开关通断状态相同的开关模态，第k个基本非零电流矢量I_k为：i_jt＝σ_j·I_dc，σ_j为交流侧j相电流的三值逻辑函数。

本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：

(1)本发明涉及的变换器中，高频变压器的工作状态与正激类似采用有源磁复位，变压器工作于第一、三象限，利用率较高，且可以减小直流侧开关管的电压应力；

(2)本发明涉及的变换器为Buck型结构，具有输出电压范围宽，无需直流母线即可实现电气隔离的特点，适用于降压场合，适用于作为电网和蓄电池之间的接口变换器；

(3)本发明涉及的变换器采用改进的电流型SVPWM的控制方式，将传统的6个扇区进一步划分为12个扇区，选择三相整流/逆变桥中各开关以及交流侧开关电路中的双向开关的开关通断状态相同的开关模态进行组合，使得交流侧三相整流/逆变桥和三次谐波注入电路的开关管工作于低频模式，有效降低了交流侧开关管的开关损耗；

(4)本发明涉及是变换器相对于多级变换器不需要大容量耦合电容且变换效率高，开关数量相比于矩阵变换器较少简化控制。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，这些将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

图1是本发明三相隔离型双向AC-DC的结构示意图。

图2至图4是电流矢量I₁对应的3种不同开关模态下的电路图。

图5是电流矢量与扇区划分的示意图。

图6(a)、图6(b)分别是扇区12和扇区13的矢量合成示意图。

图7是扇区12和扇区13主要开关管的驱动信号波形图。

图8(a)、图8(b)分别是谐振磁复位下开关管Q_s2电压应力、有源磁复位下开关管Q_s2电压应力波形图。

图中标号说明：1为交流侧滤波器；2为三相整流/逆变桥；3为交流侧开关电路；4为高频隔离变压器单元；5为有源磁复位电路；6为直流侧开关电路；7为直流侧滤波器；e_a、e_b、e_c为电网电压；L_a、L_b、L_c为输入滤波电感；C_a、C_b、C_c为输入滤波电容；Q_a1、Q_a4、Q_b1、Q_b4、Q_c1、Q_c4为三相整流/逆变桥开关管；Q_a2、Q_a3、Q_b2、Q_b3、Q_c2、Q_c3：三次谐波注入电路开关管；Q_P、Q_N：交流侧主开关管；C_sa1、C_sa2为第一、第二复位电容；T_r1、T_r2为第一、第二高频变压器；Q_s1、Q_s2、Q_s3、Q_s4为直流侧主开关管；Q_sa1、Q_sa2为辅助开关管；L_f1、L_f2为输出滤波电感；C_f为输出滤波容；V_dc为直流电压；I_dc为直流电流；I₁、I₂、I₃、I₄、I₅、I₆为基本的非零电流矢量。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施方式，下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

本领域的技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有本发明所属技术领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。

本发明涉及的三相隔离型双向AC-DC变换器如图1所示，包括：交流侧滤波器1、三相整流/逆变桥2、交流侧开关电路3、高频隔离变压器单元4、有源磁复位电路5、直流侧开关电路6、直流侧滤波器7。交流侧滤波器1包括：输入滤波电感L_a、L_b、L_c(即为权利要求书中的三相滤波电感)以及星型连接的输入滤波电容C_a、C_b、C_c(即为权利要求书中的三相滤波电容)，电网电压e_a、e_b、e_c分别接到输入滤波电感L_a、L_b、L_c的一端，输入滤波电感L_a、L_b、L_c的另一端又分别与输入滤波电容C_a、C_b、C_c的一极连接。三相整流/逆变桥2中，Q_a1、Q_a4组成a相桥臂，Q_b1、Q_b4组成b相桥臂，Q_c1、Q_c4组成c相桥臂，输入滤波电容C_a、C_b、C_c的非公共端分别接到三个桥臂的中点。交流侧开关电路3包括：交流侧主开关管Q_P、Q_N(即为权利要求书中的第一、第二MOSFET)以及星型连接的三路双向开关，三路双向开关由三次谐波注入电路开关管Q_a2、Q_a3、Q_b2、Q_b3、Q_c2、Q_c3组成。高频隔离变压器单元4包括：第一、第二高频变压器T_r1、T_r2。有源磁复位电路5包括：第一、第二复位电容C_sa1、C_sa2以及辅助开关管Q_sa1、Q_sa2(即为权利要求书中的第三、第四MOSFET)。直流侧开关电路6包括直流侧主开关管Q_s1、Q_s2、Q_s3、Q_s4(即为权利要求书中的第六、第五、第七、第八MOSFET)。直流侧滤波器7包括：输出滤波电感L_f1、L_f2(即为权利要求书中的第一、第二滤波电感)；C_f为输出滤波容(即为权利要求书中的直流侧滤波电容)。交流侧主开关管Q_P漏极与三相桥臂上桥臂的公共端连接，交流侧主开关管Q_P源极接到第一高频变压器T_r1原边绕组第一端子；交流侧主开关管Q_N源极与三相桥臂下桥臂的公共端连接，交流侧主开关管Q_N漏极接到第二高频变压器T_r2原边绕组第二端子。每路双向开关中两个开关管的源极共接以共用一路驱动信号，各路双向开关的非公共端则分别接到三个桥臂的中点，各路双向开关的公共端则与第一高频变压器T_r1原边绕组第二端子、第二高频变压器T_r2原边绕组第一端子相连。两个高频变压器原边绕组、副边绕组均为串联结构，第一高频变压器T_r1原边绕组第一端子与第一高频变压器T_r1副边绕组第一端子为同名端，第二高频变压器T_r2原边绕组第一端子与第二高频变压器T_r2副边绕组第一端子为同名端。第一高频变压器T_r1副边绕组第一端子与第一复位电容C_sa1的一极连接，第一复位电容C_sa1的另一极接到辅助开关管Q_sa1漏极，辅助开关管Q_sa1源极则连接着第一高频变压器T_r1副边绕组第二端子，第二高频变压器副边第一端子和第二复位电容C_sa2的一级、辅助开关管Q_sa1源极相连接。第二复位电容C_sa2的另一极与辅助开关管Q_sa2的漏极连接，辅助开关管Q_sa2的源极则连接着第二高频变压器T_r2副边绕组第二端子。直流侧主开关管Q_s2的源极接到第一高频变压器T_r1副边绕组第一端子，直流侧主开关管Q_s2漏极则与直流侧主开关管Q_s1的漏极以及输出滤波电感L_f1的一端相连。直流侧主开关管Q_s1的源极接到第一高频变压器T_r1副边绕组第二端子。直流侧主开关管Q_s3的漏极接到第二高频变压器T_r2副边绕组第一端子，直流侧主开关管Q_s3的源极则与直流侧主开关管Q_s4的源极以及输出滤波电感L_f2的一端相连接。直流侧主开关管Q_s4的漏极接到第二高频变压器T_r2副边绕组第二端子。输出滤波容C_f正极接输出滤波电感L_f1的另一端，输出滤波容C_f负极接输出滤波电感L_f2的另一端。本发明中的开关管也可以选用IGBT。

该变换器有整流和逆变两种工作方式。整流模式时，交流侧开关管Q_P、Q_N以及直流侧开关管Q_s1、Q_s2、Q_s3、Q_s4工作于高频状态，三相整流/逆变桥的开关管Q_i1、Q_i4(i＝a,b,c)可以不控；逆变模式时，只有直流侧开关管Q_s1、Q_s2、Q_s3和Q_s4为高频开关，并且，除了交流侧开关管Q_P和Q_N外的所有开关管都应受控制，因此逆变模式的控制相对复杂。与两级式结构的双向变换器相比，该变换器无需大的耦合电容，且整流/逆变桥与三次谐波注入电路的开关管为低频工作，开关损耗可以有效减小。

首先定义交流侧各相电流的三值逻辑函数σ_j：

式(1)中，j＝(a,b,c)。

电流空间矢量I_k:

其中，i_jt、σ_j及I_dc之间的关系满足：i_jt＝σ_j·I_dc

为简化分析，定义开关模态：S＝([S_a S_b S_c],[S₁S₂])。当Q_j1导通时，S_j＝+1；当Q_j4导通时，S_j＝-1；当Q_j2和Q_j3导通时，S_j＝0(其中，j＝a,b,c)。当Q_s1导通时，S₁＝1，否则S₁＝0；当Q_s3导通时,S₂＝1，否则S₂＝0。其中，Q_s1和Q_s2，Q_s3和Q_s4是互补导通的，且Q_s1和Q_s2(Q_s3和Q_s4)不能同时处于关断状态，在实际应用中其驱动信号会有一个交叠时间。开关函数中的S_a、S_b和S_c满足：S_a+S_b+S_c＝0。

以电流矢量I₁为例，通过对各个模态分析可以得到，I₁对应的开关模态有三种：([+1-10],[01])、([0+1-1],[10])和([+10-1],[00])，分别对应于附图2、图3、图4。类似的，可以推导出每一个基本的非零电流矢量都对应着3种不同的开关模态，如附表1所示。当开关管Q_s1和Q_s3同时导通时则对应着零矢量，零矢量不会受到交流侧开关管开关状态的影响。

I_k	模态1	模态2	模态3
				I₁	([+1-10],[01])	([0+1-1],[10])	([+10-1],[00])
I₂	([-1+10],[01])	([+10-1],[10])	([0+1-1],[00])
				I₃	([0+1-1],[01])	([-10+1],[10])	([-1+10],[00])
I₄	([0-1+1],[01])	([-1+10],[10])	([-10+1],[00])
				I₅	([-10+1],[01])	([+1-10],[10])	([0-1+1],[00])
I₆	([+10-1],[01])	([0-1+1],[10])	([+1-10],[00])

表1每个非零电流矢量对应的三种不同开关模态

通常，开关模态的选择应遵循以下原则：(1)每个开关周期开关管的切换次数应最小；(2)每次切换时，切换的开关管数目应最少。仅仅采用6个扇区的方法无法满足以上原则，从附表1中可以看出，矢量I₁的模态3、矢量I₂的模态2及矢量I₆的模态1的交流侧开关管的开关状态相同；矢量I₁的模态1、矢量I₅的模态2及矢量I₆的模态3的交流侧开关管的开关状态相同。因此选取合适的模态可以使得交流侧开关管工作于低频模式，为此将扇区进一步划分为12个扇区，电流矢量和扇区的划分见附图5。

基于以上的分析，以扇区12和扇区13为例，其对应的矢量合成示意图见附图6(a)、图6(b)。开关模态的选择和切换顺序分别为：

([+1-10],[11])→([+1-10],[01])→([+1-10],[00])→([+1-10],[01])→([+1-10],[11]) (3)

([+10-1],[11])→([+10-1],[01])→([+10-1],[00])→([+10-1],[01])→([+10-1],[11]) (4)

式(3)、(4)所对应的各主要开关管的驱动信号如附图7所示，其中交流侧只给出了进行开关动作的开关管的驱动信号。

本发明的一个具体实例如下：输入三相交流电压：V_m＝220V；输出直流电压：V_o＝48V；输出功率：P_o＝2000W；第一、第二变压器T_r1、T_r2原副边变比：5:1；励磁电感：L_m1＝L_m2＝200uH；磁复位电容：C_sa1＝C_sa2＝1uF；输出滤波电感：L_f1＝L_f2＝100uH输出滤波电容：C_f＝1000uF×2；开关频率：f_s＝30kHz。

附图8(a)、图8(b)给出了在仿真中分别采用谐振磁复位与有源磁复位时交流侧开关管Q_s2电压应力的比较,可以看出采用有源磁复位可以减小开关管Q_s2的电压应力。

综上所述，本发明具有以下有益效果：

Claims

1.三相隔离型双向AC-DC变换器的控制方法，其特征在于，

其中，所述交流侧滤波器输入端接三相交流电，三相整流/逆变桥的桥臂中点接交流侧滤波器输出端，三路双向开关的一端分别与三相整流/逆变桥的桥臂中点连接，第一MOSFET的漏极与三相整流/逆变桥的上桥臂公共端连接，第一MOSFET的源极与第一高频变压器原边绕组的一端连接，第二MOSFET的源极与三相整流/逆变桥的下桥臂公共端连接，第二MOSFET的漏极与第二高频变压器原边绕组的一端连接，第一高频变压器原边绕组的另一端、三路双向开关的另一端、第二高频变压器原边绕组的另一端并接在一起，第一复位电容的一极与第一高频变压器副边绕组的一端连接，第一复位电容的另一极与第三MOSFET的漏极连接，第三MOSFET的源极、第二复位电容的一极、第一高频变压器副边绕组的另一端、第二高频变压器副边绕组的一端并接在一起，第二复位电容的另一极与第四MOSFET的漏极连接，第四MOSFET的源极与第二高频变压器副边绕组的另一端连接，第一高频变压器原边绕组与第一MOSFET源极连接的一端、第一高频变压器副边绕组与第一复位电容连接的一端互为同名端，第二高频变压器原边绕组与三路双向开关以及第一高频变压器原边绕组并接的一端、第二高频变压器副边绕组与第一高频变压器副边绕组、第三MOSFET、第二复位电容并接的一端互为同名端，第六MOSFET的源极与第一复位电容和第一高频变压器副边绕组连接的一极相连，第八MOSFET的漏极与第四MOSFET的源极连接，第五MOSFET与第七MOSFET串接的支路并接在第六MOSFET漏极和第八MOSFET源极之间，第五MOSFET源极和第七MOSFET漏极的连接点与第三MOSFET的源极连接，直流侧滤波器并接在第五MOSFET与第七MOSFET组成的串接支路的两端；

控制方法具体为：

定义开关模态：S＝([S_a S_b S_c],[S₁S₂])，S_a、S_b、S_c为a相、b相、c相双向开关的状态，S₁、S₂为第五MOSFET Q_s1、第七MOSFET Q_s3的状态，S_a+S_b+S_c＝0，当Q_j1导通时S_j＝+1，当Q_j4导通时S_j＝-1，当Q_j2和Q_j3导通时S_j＝0，Q_j1、Q_j4为三相整流/逆变桥j相桥臂的上桥臂开关管和下桥臂开关管，Q_j2和Q_j3为j相双向开关中的共射极连接的两个开关管，S_j为j相双向开关的状态，j＝a,b,c，当Q_s1导通时S₁＝1，当Q_s1关断时S₁＝0，当Q_s3导通时S₂＝1，当Q_s3关断时S₂＝0，

控制第五MOSFET Q_s1和第六MOSFET Q_s2互补导通且不同时关断、第七MOSFET Q_s3和第八MOSFET Q_s4互补导通且不同时关断，

采用基于电流空间矢量的控制方法，将不同开关模态构成的基本非零电流矢量所围成的6扇区划分为12扇区，选择离期望电流空间矢量所在扇区最近的两个非零矢量以及合适的零矢量作为合成矢量，在合成矢量对应的开关模态中选择三相整流/逆变桥中各开关以及三路双向开关的开关通断状态相同的开关模态，第k个基本非零电流矢量I_k为：i_jt＝σ_j·I_dc，σ_j为交流侧j相电流的三值逻辑函数，i_at、i_bt、i_ct分别为t时刻的a相电流、b相电流、c相电流，I_dc为直流电流。

2.根据权利要求1所述三相隔离型双向AC-DC变换器的控制方法，其特征在于，所述交流侧滤波器包括：三相滤波电感以及三相滤波电容，三相滤波电感的一端接三相交流进线，三相滤波电容的一极分别与三相滤波电感的另一端、三相整流/逆变桥的桥臂中点连接，三相滤波电容的另一极并接。

3.根据权利要求1所述三相隔离型双向AC-DC变换器的控制方法，其特征在于，所述直流侧滤波器包括：第一滤波电感、第二滤波电感、直流侧滤波电容，第一滤波电感的一端接第六MOSFET的漏极，第一滤波电感的另一端接直流侧滤波电容的正极，第二滤波电感的一端接直流侧滤波电容的负极，第二滤波电感的另一端接第七MOSFET的源极。