CN106549597A - 一种基于有源箝位磁复位的双向ac‑dc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于有源箝位磁复位的双向AC‑DC变换器，属于功率变换技术领域。该变换器由交流侧滤波单元、三相整流/逆变桥臂、交流侧开关电路、高频隔离变压器、有源箝位磁复位电路、直流侧开关电路和直流侧滤波单元组成。该变换器的优点是：直流侧开关管的电压应力低；交流侧开关管低频工作，开关损耗小；能量可以双向流动；实现高频电气隔离，适用于作为电网和蓄电池之间的接口变换器。

Description

一种基于有源箝位磁复位的双向AC-DC变换器

技术领域

本发明涉及一种基于有源箝位磁复位的双向AC-DC变换器，属于功率变换技术领域。

背景技术

在交流微网系统中，光伏、风电等新能源发电受自然条件的影响呈现出较大的波动性，而电网本身并不具备存储能量的功能，因此需要储能装置来维持系统的功率平衡及稳定，蓄电池由于其存储能量大，安装方便以及成本优势在微网系统中得到了广泛的应用。蓄电池通过一个接口变换器直接与微网相连，在用电峰期，蓄电池放电，为负载提供能量；在用电谷期，蓄电池充电，存储富余的能量，因此连接蓄电池与电网的接口变换器必须能够实现能量的双向流动。近年来，随着微网及电动汽车技术的发展，双向AC-DC变换器得到了广泛的关注。

目前比较流行的双向AC-DC变换器为PWM整流器，分为电压型PWM(脉冲宽度调制)整流器和电流型PWM整流器两种,其中后者实现能量双向流动的一个重要条件是其直流侧电压可以反向。电压型PWM整流器的优势是网侧输入功率因数高，应用成熟，劣势是输出电压高，电压调节范围小；电流型PWM整流器优势是输出电压可降压，电压调节范围大，劣势是存在LC震荡问题，网侧功率因素相对较低。考虑到直流侧和交流侧的电压匹配和安全隔离，加入隔离变压器是十分必要的。传统的方式是在交流侧加入工频变压器，然而工频变压器体积、重量、噪声和损耗都较大，不利于提高效率和功率密度。另一种方式是采用两级式结构，即前级的PWM整流器加上后级的隔离型双向DC/DC变换器。但是两级式结构对能量进行了两次变换，导致效率下降，且较大的耦合电容降低了功率密度和寿命。此外还有一种方式是采用无需直流母线的单级式结构，如矩阵变换器，具有无需耦合电容，控制灵活，可以升降压的优点，但是其双向开关管数量多，控制复杂。

发明内容

本发明提出了一种基于有源箝位磁复位的双向AC-DC变换器，使得交流侧三相整流/逆变桥和双向开关电路的开关管工作于低频模式，降低了交流侧开关管的开关损耗，变压器的磁复位方式为有源箝位磁复位以降低直流侧开关管的电压应力，解决了的两级式变换器两次能量变换以及传统空间矢量控制交流侧开关管高频工作不利于效率提升的技术问题。

本发明为解决其技术问题采用如下技术方案：

一种基于有源箝位磁复位的双向AC-DC变换器，包括交流侧滤波单元、三相整流/逆变桥臂、交流侧开关电路、高频变压器、有源箝位磁复位电路、直流侧开关电路和直流侧滤波单元；其中，所述交流侧滤波器单元输入端接三相交流电，交流侧滤波器单元输出端与三相整流/逆变桥的桥臂中点连接，交流侧开关电路接在三相整流/逆变桥桥臂中点和高频变压器原边绕组两端，有源箝位磁复位电路并联在高频变压器单元副边绕组两端，直流侧开关电路接在有源箝位磁复位电路和直流侧滤波单元输入端之间；

所述交流侧滤波单元包括：交流侧滤波电感L_a、L_b、L_c以及交流侧滤波电容C_a、C_b、C_c，交流侧滤波电感L_a、L_b、L_c的一端接三相交流进线，交流侧滤波电感L_a、L_b、L_c的另一端与交流侧滤波电容C_a、C_b、C_c的一极、三相整流/逆变桥的桥臂中点连接，交流侧滤波电容C_a、C_b、C_c的另一极相互并联；

所述三相整流/逆变桥臂包括：交流侧开关管Q_a1、Q_a4、Q_b1、Q_b4、Q_c1和Q_c4，交流侧开关管Q_a1、Q_b1、Q_c1的源极分别连接交流侧开关管Q_a4、Q_b4、Q_c4的漏极，交流侧开关管Q_a1、Q_b1、Q_c1的漏极共同连接到交流侧开关管Q_p1的漏极，交流侧开关管Q_a4、Q_b4、Q_c4的源极共同连接到交流侧开关管Q_p2的源极；

所示交流侧开关电路包括:交流侧开关管Q_a2、Q_a3、Q_b2、Q_b3、Q_c2、Q_c3、Q_p1和Q_p2；交流侧开关管Q_a2的源极和交流侧开关管Q_a3的源极连接，交流侧开关管Q_b2的源极和交流侧开关管Q_b3的源极连接，交流侧开关管Q_c2的源极和交流侧开关管Q_c3的源极连接；交流侧开关管Q_a2的漏极连接交流侧开关管Q_a1的源极，交流侧开关管Q_b2的漏极连接交流侧开关管Q_b1的源极，交流侧开关管Q_c2的漏极连接交流侧开关管Q_c1的源极，交流侧开关管Q_a3、Q_b3、Q_c3的漏极共同连接到第一高频变压器T_r1原边绕组的一端；交流侧开关管Q_p1的漏极与交流侧开关管Q_a1的漏极相连；交流侧开关管Q_p2的源极与交流侧开关管Q_c4的源极相连；

所述高频变压器包括:第一高频变压器T_r1、第二高频变压器T_r2；第一高频变压器T_r1原边绕组一端与交流侧开关管Q_p1的源极连接，第一高频变压器T_r1原边绕组另一端连接第二高频变压器T_r2原边绕组的一端，第二高频变压器T_r2原边绕组的另一端连接交流侧开关管Q_p2的漏极；第一高频变压器T_r1副边绕组一端与第二高频变压器T_r2副边绕组的一端连接；

所述有源箝位磁复位电路包括：开关管Q_sc1、开关管Q_sc2、第一复位电容C_c1、第二复位电容C_c2，其中：第一复位电容C_c1的一端与第一高频变压器T_r1副边绕组一端连接，第一复位电容C_c1的另一端与开关管Q_sc1的漏极连接，开关管Q_sc1的源极与第一高频变压器副边绕组的另一端、以及第二复位电容C_c2的一极相连接，第二复位电容C_c2另一极接开关管Q_sc2的漏极；开关管Q_sc2的源极接第二高频变压器副边绕组的另一端；其中第一高频变压器原边绕组中连接交流侧开关管Q_p1源极的一端与第一高频变压器副边绕组中连接第一复位电容C_c1的一端为同名端，第二高频变压器原边绕组中连接第一高频变压器原边绕组的一端与第二高频变压器副边绕组中连接第一高频变压器副边绕组的一端为同名端；

所述直流侧开关电路包括：直流侧开关管Q_s1、Q_s2、Q_s3和Q_s4，直流侧开关管Q_s2的源极与第一复位电容C_c1的一端连接，直流侧开关管Q_s2的漏极接直流侧开关管Q_s1的漏极，直流侧开关管Q_s1的源极、直流侧开关管Q_s3的漏极与直流侧开关管Q_sc1的源极连接在一起，直流侧开关管Q_s3的源极接直流侧开关管Q_s4的源极，直流侧开关管Q_s4的漏极接直流侧开关管Q_sc2的源极；

所述直流侧滤波单元包括：直流侧滤波电感L_f1、直流侧滤波电感L_f2、直流侧滤波电容C_f，直流侧滤波电感L_f1的一端接直流侧开关管Q_s1的漏极，直流侧滤波电感L_f1的另一端接直流侧滤波电容的正极，直流侧滤波电感L_f2的一端接直流侧滤波电容的负极，直流侧滤波电感L_f2的另一端直流侧接开关管Q_s3的源极。

一种基于有源箝位磁复位的双向AC-DC变换器的控制方法，包括如下步骤：

向变换器中各开关施以驱动信号，其中，直流侧开关管Q_s1与直流侧开关管Q_s2互补导通且不同时关断，直流侧开关管Q_s3与直流侧开关管Q_s4互补导通且不同时关断；记录开关模态包含三相/整流逆变桥各开关、三路双向开关；将不同开关模态构成的基本非零电流矢量所围成的6扇区划分为12扇区；选择离期望电流空间矢量所在扇区最近的两个非零矢量以及零矢量作为合成矢量，在合成矢量对应的开关模态中，选择三相整流/逆变桥中各开关以及三路双向开关的开关通断状态相同的开关模态。

本发明具有以下有益效果：

(1)本发明涉及的变换器中，高频变压器的工作状态与正激类似采用有源磁复位，变压器工作于第一、三象限，利用率较高，且可以减小直流侧开关管的电压应力。

(2)本发明涉及的变换器为Buck型结构，具有输出电压范围宽，无需直流母线即可实现电气隔离的特点，适用于降压场合，适用于作为电网和蓄电池之间的接口变换器。

(3)本发明涉及的变换器采用改进的电流型SVPWM(空间矢量脉宽调制)的控制方式，将传统的6个扇区进一步划分为12个扇区，选择三相整流/逆变桥中各开关以及交流侧开关电路中的双向开关的开关通断状态相同的开关模态进行组合，使得交流侧三相整流/逆变桥和三次谐波注入电路的开关管工作于低频模式，有效降低了交流侧开关管的开关损耗。

附图说明

图1是本发明基于有源箝位磁复位的双向AC-DC变换器结构示意图。

图2是电流矢量与扇区划分的示意图。

图3(a)、(b)、(c)分别是电流矢量I₁对应的3种不同开关模态下的电路图。

图4是扇区12和扇区1主要开关管的驱动信号波形图。

图5(a)、(b)、(c)、(d)分别是有源箝位磁复位的工作模态1、2、3、4电路图。

图6是有源箝位磁复位主要波形图。

图7是变压器两端电压及箝位电容波形图。

图8是变压器磁复位波形图。

图中标号说明：e_a、e_b、e_c为电网电压；L_a、L_b、L_c为交流侧滤波电感；C_a、C_b、C_c为交流侧滤波电容；Q_a1、Q_a4、Q_b1、Q_b4、Q_c1、Q_c4、Q_a2、Q_a3、Q_b2、Q_b3、Q_c2、Q_c3、Q_p1、Q_p2为交流侧开关管；C_c1、C_c2为第一、第二复位电容；T_r1、T_r2为第一、第二高频变压器；Q_s1、Q_s2、Q_s3、Q_s4为直流侧开关管；Q_sc1、Q_sc2为开关管；L_f1、L_f2为直流侧滤波电感；C_f为直流侧滤波电容；V_dc为直流电压；I_dc为直流电流；I₁、I₂、I₃、I₄、I₅、I₆为基本的非零电流矢量。

具体实施方式

下面结合附图对本发明创造做进一步详细说明。

本发明涉及的基于有源箝位磁复位的双向AC-DC变换器如图1所示，包括：交流侧滤波单元、三相整流/逆变桥臂、交流侧开关电路、高频隔离变压器、有源箝位磁复位电路、直流侧开关电路、直流侧滤波单元。

相比于整流模式，逆变模式需要控制的开关管更多，考虑到复杂性，我们以逆变模式为例进行分析。

基于交流侧电流的参考方向，定义其的三值逻辑函数σ_j：

式(1)中，i_jt为j相电流；j＝(a,b,c)，a表示a相,b表示b相,c表示c相。

电流空间矢量I_k的定义:

式(2)中，i_jt＝σ_jI_dc/n，j＝(a,b,c)，n为变压器的变比，I_dc为直流电流。

根据式(1)(2)，就可以得到六个基本非零电流矢量I₁～I₆，以三值逻辑组合(σ_aσ_bσ_c)表示分别为：(10-1)、(01-1)、(-110)、(-101)、(0-11)、(1-10)，σ_a为a相逻辑函数；σ_b为b相逻辑函数；σ_c为c相逻辑函数。六个非零电流矢量将空间划分为六个基本扇区，与传统CSR(三相电流型PWM整流器)的SVPWM调制时的扇区划分一致，但由于三相电流方向的影响，我们将整个周期进一步划分成12个扇区，如图2所示。

定义如下开关模态：S＝([S_a,S_b,S_c],[S₁,S₂])，S_a为a相开关管导通关断函数；S_b为b相开关管导通关断函数；S_c为c相开关管导通关断函数；S₁和S₂分别为Q_s2Q_s4导通关断函数；当Q_j1导通时，S_j＝1；当Q_j4＝1导通时，S_j＝-1；当Q_j2和Q_j3导通时，S_j＝-1(j＝a,b,c)。当Q_s2导通时，S₁＝1否则S₁＝0；当Q_s4导通时S₂＝1，否则S₂＝0。Q_s1和Q_s2为互补导通，Q_s3和Q_s4为互补导通，且考虑到直流侧为电流源特性，Q_s1和Q_s2(Q_s3和Q_s4)不能同时处于关断状态，即要设有交叠时间。

以非零电流矢量I₁为例，对应的开关模态有三个：([10-1],[11])，([1-10],[10])和([01-1],[01])，分别如图3(a),图3(b),图3(c)所示。

类似的，每个基本非零电流矢量都有3种不同的开关模态，表中列出了电流矢量I₁～I₆对应的的所有开关模态。当开关管Q_s1和Q_s3同时导通时，交流侧与直流侧之间无能量传递，此时对应着电流零矢量，因此零矢量不受交流侧功率管开关状态的影响。

表1电流矢量与对应的开关模态

根据以上的分析，任一非零电流矢量都对应着3个不同的开关模态，进行矢量合成时，开关模态的选择具有灵活性。通常为减小开关损耗，开关模态的选择应遵循以下两个原则：(1)每个开关周期内开关管的切换次数应最小；(2)每次切换时，进行切换的开关管数目应最少。

分析表中的矢量和开关模态可以看出：矢量I₁的模态1、模态2分别与矢量I₆的模态1、模态2的直流侧开关管的开关状态相同；矢量I₁的模态1与矢量I₆的模态2、矢量的I₁模态2与矢量I₆的模态1的交流侧开关管的开关状态相同。选取合适的模态，可以使交流侧开关管工作于低频状态。以扇区12和扇区1为例分析：可以得到

扇区12开关模态的切换顺序为：

([1-10],[00])→([1-10],[10])→([1-10],[11])→([1-10],[10])→([1-10],[00]) (3)

扇区1开关模态的切换顺序为：

([10-1],[00])→([10-1],[10])→([10-1],[11])→([10-1],[10])→([10-1],[00]) (4)

根据式((3)和((4)可得到扇区12和扇区1主要开关管的驱动波形，如图4所示，图中交流侧只给出了扇区切换时开关状态改变的开关管的驱动波形。可以看出，直流侧开关管Q_s1～Q_s4为高频工作，且Q_s1～Q_s4开关动作时交流侧开关管保持导通或者关断状态。当参考电流矢量从扇区12切换到扇区1时，Q_b2、Q_b3、Q_c4开通，Q_c2、Q_c3、Q_b4关断，开关动作在零矢量的时间区间内进行。

本发明中有源箝位磁复位部分，以扇区1为例，交流侧的开关状态为[1,0,-1]，得到在一个开关周期内电路的各主要模态和波形，图5(a),(b),(c),(d)给出了有源箝位磁复位时电路的主要模态，图6给出了有源箝位磁复位时的主要波形。在扇区1直流侧开关状态的切换顺序为[00]→[10]→[11]→[10]→[00]，从变压器的角度，可以看作是从两个变器共同工作到一个变压器工作再到变压器都不工作的切换过程。为方便分析，将切换改写为[11]→[10]→[00]→[10]。

工作模态1，[t₁-t₂]：图5(a)所示，交流侧开关管Q_a1、Q_b2、Q_b3和Q_c4导通，直流侧开关管Q_s2、Q_s4导通，Q_s1、Q_s3关断。第一高频变压器T_r1和第二高频变压器T_r2串联共同工作，励磁电流i_m1和i_m2线性增加，第一高频变压器T_r1和第二高频变压器T_r2正向磁化。而Q_b2Q_b3并无电流流过，即i_bt＝0。

工作模态2，[t₁-t₂]：图5(b)所示，交流侧开关管Q_a1、Q_c4和Q_b2、Q_b3导通，直流侧开关管Q_s2、Q_s3导通，Q_s1、Q_s4关断。只有第一高频变压器T_r1工作，第二高频变压器T_r2则开始磁复位的过程。励磁电流im1继续线性增加，由于开关管Q_sc2开通，励磁电流i_m2给第二复位电容C_c2充电，i_m2减小。Q_c4虽导通，但Q_p2、Q_s4为关断状态，第二高频变压器T_r2不参与能量传递，故Q_c4不会有电流流过，即i_ct＝0。

工作模态3，[t₂-t₃]：图5(c)所示，直流侧开关管Q_s1、Q_s3导通，第一高频变压器T_r1和第二高频变压器T_r2都不传递能量。此时第二高频变压器T_r2的磁复位并未结束，开关管Q_sc1开通，第一高频变压器T_r1则开始进行磁复位。励磁电流i_m1和i_m2分别给第一复位电容C_c1和第二复位电容C_c2充电，i_m1和i_m2减小到0。之后，第一复位电容电容C_c1和第二复位电容C_c2放电，i_m1和i_m2反向增加。

工作模态4，[t₃-t₄]：图5(d)所示，交流侧开关管Q_a1、Q_c4和Q_b2、Q_b3导通，直流侧开关管Q_s2、Q_s3导通，Q_s1、Q_s4关断。由于t₃时刻开关管Q_sc1关断，第一高频变压器T_r1磁复位结束，第一复位电容C_c1电压保持不变。第一高频变压器T_r1开始传递能量，励磁电流i_m1线性增加。t₄时刻，第二高频变压器T_r2磁复位结束。

本发明的一个具体实例如下：交流侧相电压:U_in＝220V；交流电频率f＝50Hz；直流侧电压:U_o＝48V；输出功率:P_o＝2kW；开关频率:f_s＝30kHz；输入滤波电感:L_a＝L_b＝L_c＝1mH；输入滤波电容:C_a＝C_b＝C_c＝2.2μF；第一、第二复位电容:C_c1＝C_c2＝3.3μF；输出滤波电感:L_f1＝L_f2＝470μH。

图7给出了变压器两端电压及箝位电容波形图。图8给出了展开之后的变压器磁复位波形图。从图中可以看出，第一高频变压器T_r1和第二高频变压器T_r2正向包络近似为三角波，正向最大值为线电压的峰值，负向最大值为箝位电容电压，完成了磁复位功能。

Claims (2)

1.一种基于有源箝位磁复位的双向AC-DC变换器，其特征在于包括交流侧滤波单元、三相整流/逆变桥臂、交流侧开关电路、高频变压器、有源箝位磁复位电路、直流侧开关电路和直流侧滤波单元；其中，所述交流侧滤波器单元输入端接三相交流电，交流侧滤波器单元输出端与三相整流/逆变桥的桥臂中点连接，交流侧开关电路接在三相整流/逆变桥桥臂中点和高频变压器原边绕组两端，有源箝位磁复位电路并联在高频变压器单元副边绕组两端，直流侧开关电路接在有源箝位磁复位电路和直流侧滤波单元输入端之间；

所述交流侧滤波单元包括：交流侧滤波电感L_a、L_b、L_c以及交流侧滤波电容C_a、C_b、C_c，交流侧滤波电感L_a、L_b、L_c的一端接三相交流进线，交流侧滤波电感L_a、L_b、L_c的另一端与交流侧滤波电容C_a、C_b、C_c的一极、三相整流/逆变桥的桥臂中点连接，交流侧滤波电容C_a、C_b、C_c的另一极相互并联；

所述三相整流/逆变桥臂包括：交流侧开关管Q_a1、Q_a4、Q_b1、Q_b4、Q_c1和Q_c4，交流侧开关管Q_a1、Q_b1、Q_c1的源极分别连接交流侧开关管Q_a4、Q_b4、Q_c4的漏极，交流侧开关管Q_a1、Q_b1、Q_c1的漏极共同连接到交流侧开关管Q_p1的漏极，交流侧开关管Q_a4、Q_b4、Q_c4的源极共同连接到交流侧开关管Q_p2的源极；

所示交流侧开关电路包括:交流侧开关管Q_a2、Q_a3、Q_b2、Q_b3、Q_c2、Q_c3、Q_p1和Q_p2；交流侧开关管Q_a2的源极和交流侧开关管Q_a3的源极连接，交流侧开关管Q_b2的源极和交流侧开关管Q_b3的源极连接，交流侧开关管Q_c2的源极和交流侧开关管Q_c3的源极连接；交流侧开关管Q_a2的漏极连接交流侧开关管Q_a1的源极，交流侧开关管Q_b2的漏极连接交流侧开关管Q_b1的源极，交流侧开关管Q_c2的漏极连接交流侧开关管Q_c1的源极，交流侧开关管Q_a3、Q_b3、Q_c3的漏极共同连接到第一高频变压器T_r1原边绕组的一端；交流侧开关管Q_p1的漏极与交流侧开关管Q_a1的漏极相连；交流侧开关管Q_p2的源极与交流侧开关管Q_c4的源极相连；

所述高频变压器包括:第一高频变压器T_r1、第二高频变压器T_r2；第一高频变压器T_r1原边绕组一端与交流侧开关管Q_p1的源极连接，第一高频变压器T_r1原边绕组另一端连接第二高频变压器T_r2原边绕组的一端，第二高频变压器T_r2原边绕组的另一端连接交流侧开关管Q_p2的漏极；第一高频变压器T_r1副边绕组一端与第二高频变压器T_r2副边绕组的一端连接；

所述有源箝位磁复位电路包括：开关管Q_sc1、开关管Q_sc2、第一复位电容C_c1、第二复位电容C_c2，其中：第一复位电容C_c1的一端与第一高频变压器T_r1副边绕组一端连接，第一复位电容C_c1的另一端与开关管Q_sc1的漏极连接，开关管Q_sc1的源极与第一高频变压器副边绕组的另一端、以及第二复位电容C_c2的一极相连接，第二复位电容C_c2另一极接开关管Q_sc2的漏极；开关管Q_sc2的源极接第二高频变压器副边绕组的另一端；其中第一高频变压器原边绕组中连接交流侧开关管Q_p1源极的一端与第一高频变压器副边绕组中连接第一复位电容C_c1的一端为同名端，第二高频变压器原边绕组中连接第一高频变压器原边绕组的一端与第二高频变压器副边绕组中连接第一高频变压器副边绕组的一端为同名端；

所述直流侧开关电路包括：直流侧开关管Q_s1、Q_s2、Q_s3和Q_s4，直流侧开关管Q_s2的源极与第一复位电容C_c1的一端连接，直流侧开关管Q_s2的漏极接直流侧开关管Q_s1的漏极，直流侧开关管Q_s1的源极、直流侧开关管Q_s3的漏极与直流侧开关管Q_sc1的源极连接在一起，直流侧开关管Q_s3的源极接直流侧开关管Q_s4的源极，直流侧开关管Q_s4的漏极接直流侧开关管Q_sc2的源极；

所述直流侧滤波单元包括：直流侧滤波电感L_f1、直流侧滤波电感L_f2、直流侧滤波电容C_f，直流侧滤波电感L_f1的一端接直流侧开关管Q_s1的漏极，直流侧滤波电感L_f1的另一端接直流侧滤波电容的正极，直流侧滤波电感L_f2的一端接直流侧滤波电容的负极，直流侧滤波电感L_f2的另一端直流侧接开关管Q_s3的源极。

2.根据权利要求1所述的一种基于有源箝位磁复位的双向AC-DC变换器的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

向变换器中各开关施以驱动信号，其中，直流侧开关管Q_s1与直流侧开关管Q_s2互补导通且不同时关断，直流侧开关管Q_s3与直流侧开关管Q_s4互补导通且不同时关断；记录开关模态包含三相/整流逆变桥各开关、三路双向开关；将不同开关模态构成的基本非零电流矢量所围成的6扇区划分为12扇区；选择离期望电流空间矢量所在扇区最近的两个非零矢量以及零矢量作为合成矢量，在合成矢量对应的开关模态中，选择三相整流/逆变桥中各开关以及三路双向开关的开关通断状态相同的开关模态。