CN109039115B - 一种高频ac隔离式变换器及其统一空间矢量调制策略 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种高频AC隔离式变换器及其统一空间矢量调制策略，所述高频AC隔离式变换器为一种高频交流隔离式三相交流‑单相交流或三相交流‑直流双向转换的通用型变换器，其三相侧是三相‑单相矩阵变换器，另一侧通过一个循环变换器获得单相交流电压或直流电压，两侧由高频交流隔离变压器连接。所提出的变换器可为单相交流或直流型分布式电源(DGs)提供可调节的电压而不需要笨重的直流环节电容器或更换变换器结构。此外，无论循环变换器侧是单相交流或直流，本发明设计的SVM方法都可较容易地实现对矩阵变换器和循环变换器的控制。

Description

一种高频AC隔离式变换器及其统一空间矢量调制策略
技术领域
本发明涉及电力电子变流技术领域，具体涉及一种高频AC隔离式变换器及其统一空间矢量调制策略。
背景技术
分布式发电的普及率迅速增长，这导致其对能源智能管理的需求越来越大，变压器在其中发挥着至关重要的作用。传统的线频变压器工作在50/60Hz，其体积庞大，价格昂贵，并且易受电力质量问题，如系统中断和过电压的影响。而高频隔离变压器则工作在数千赫兹，于是正受到越来越多的关注。高频隔离变压器也被称为智能变压器，其高工作频率可显著降低变压器尺寸，进而大大减少配电系统的体积和重量。与传统的低频变压器相比，高频隔离变压器的可控性更好，如可提供电压调节，功率因数校正和容错等。
基于双向有源桥式(DAB)变换器的智能变压器，在低压直流环节可以相对容易地并入可再生能源和储能设备。然而，其高压直流环节则需要大型电解电容，这有悖于体积紧凑的需求。有学者研究单相/三相矩阵变换器背靠背连接组成的智能变压器，这种直接交流-交流功率变换的方法不仅能增加寿命，还能节省空间并提高效率，因此具有很大的潜力。但是，由于这种变压器缺乏直流环节，因此它很难与直流电源/负载(如储能电池和光伏电池板)相互连接。有学者针对三相交流、单相交流和直流的分布式电源(DGs)，讨论了一种高频交流配电系统。不同的DGs配备不同的电力电子接口。例如，单相交流负载/电源与改进的循环变换器连接，而直流负载/电源则与单向H桥变换器连接。此外，所有电力电子接口都采用正弦脉宽调制(SPWM)。
有学者针对基于矩阵变换器和H桥变换器的高频隔离式三相AC-DC变换器，研究了其SPWM调制时的软开关技术。也有学者针对基于三相-三相/单相矩阵变换器的智能变压器，提出了空间矢量调制(SVM)和模型预测控制(MPC)。由于原边和副边的耦合作用，高频AC隔离式变换器的控制需要同时考虑原边和副边的运行，例如，电压电流控制、功率流动、电流换向和漏感管理等。SVM方法以占空比的形式控制变换器开关动作，是实现这些控制目标的理想选择。但是，目前由双矩阵变换器隔离组成的智能变压器的SVM方法，其占空比合成较为复杂，不利于在数字控制器中的实现。
发明内容
本发明的目的在于提供一种高频AC隔离式变换器及其统一空间矢量调制策略，用以解决目前通用变换器缺少结构简单且可实现三相交流-单相交流/直流的双向变换的高频AC隔离式变换器的问题。
为实现上述目的，本发明提供了一种高频AC隔离式变换器，所述高频AC隔离式变换器包括：三相-单相矩阵变换器、循环变换器、高频变压器和统一空间矢量调制器，所述三相-单相矩阵变换器位于所述高频AC隔离式变换器的原边侧并与分布式电源的三相交流电源/负载相连接，所述循环变换器位于所述高频AC隔离式变换器的副边侧与分布式电源的单相交流或直流电源/负载相连接，所述三相-单相矩阵变换器和所述循环变换器通过原副边匝数比为n1：n2的所述高频变压器相连，所述高频变压器分别对三相交流侧和单相交流侧或直流侧进行双向调制，所述统一空间矢量调制器分别连接至所述三相-单相矩阵变换器和所述循环变换器。
进一步地，所述三相-单相矩阵变换器带有双向开关Sij，所述双向开关Sij由六个双向开关管Su1、Su2、Sv1、Sv2、Sw1和Sw2组合连接形成，所述双向开关Sij的表达式为：
其中，i∈{u,v,w}，u、v、w分别表示三相，j∈{1,2}，1和2分别表示上、下桥臂。
进一步地，所述统一空间矢量调制器在原边通过对所述三相-单相矩阵变换器输出调制信号将所述三相-单相矩阵变换器等效于一个连接着虚拟有源桥式逆变器的电流源整流器，原边电流源整流器的整流级开关记为S′ij，整流级开关S′ij由六个双向开关管S′u1、S′u2、S′v1、S′v2、S′w1和S′w2组合连接形成，所述整流级开关S′ij的表达式为：
其中，i∈{u,v,w}，u、v、w分别表示三相，j∈{1,2}，1和2分别表示上、下桥臂；
所述双向开关Sij的等效表达式为：
其中，S1、S2、S3和S4为原边虚拟有源桥式逆变器的虚拟双向开关管，虚拟双向开关管S1和S2位于同一相，虚拟双向开关管S3和S4位于另一相，虚拟双向开关管S1和S3位于上桥臂，虚拟双向开关管S2和S4位于下桥臂。
进一步地，所述循环变换器带有双向开关Smj，所述双向开关Smj由四个双向开关管Sa1、Sa2、Sb1和Sb2组合连接形成，所述双向开关Smj的表达式为：
其中，m∈{a,b}，a、b分别表示两相，j∈{1,2}，1和2分别表示上、下桥臂。
进一步地，所述统一空间矢量调制器在副边通过对所述循环变换器输出调制信号将所述循环变换器等效于一个连接着虚拟有源桥式整流器的电压源变换器，副边电压源变换器的逆变级开关记为S′mj，逆变级开关S′mj由四个双向开关管S′a1、S′a2、S′b1和S′b2组合连接形成，所述逆变级开关S′mj的表达式为：
其中，m∈{a,b}，a、b分别表示两相，j∈{1,2}，1和2分别表示上、下桥臂；
所述双向开关Smj的等效表达式为：
其中，S5、S6、S7和S8为副边虚拟有源桥式整流器的虚拟双向开关管，虚拟双向开关管S5和S6位于同一相，虚拟双向开关管S7和S8位于另一相，虚拟双向开关管S5和S7位于上桥臂，虚拟双向开关管S6和S8位于下桥臂。
本发明还提供了一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略，所述统一空间矢量调制策略包括：统一空间矢量调制器统一对原边三相-单相矩阵变换器和副边循环变换器利用统一空间矢量调制策略进行调制；三相-单相矩阵变换器经调制等效于一个连接着虚拟有源桥式逆变器的电流源整流器；三相交流电压和原边虚拟直流电压Vdc1之间经过原边整流级开关S′ij整流实现转化；原边虚拟直流电压Vdc1和原边的高频交流电压vp之间通过原边虚拟有源桥式逆变器的虚拟双向开关管S1、S2、S3和S4实现变换；原边的高频交流电压vp和副边的高频交流电压vs之间通过原副边匝数比为n1：n2的高频变压器实现变换；循环变换器经调制等效于一个连接着虚拟有源桥式整流器的电压源变换器；副边的高频交流电压vs和副边虚拟直流电压Vdc2之间经过副边虚拟有源桥式整流器的虚拟双向开关管S5、S6、S7和S8整流实现转化；副边虚拟直流电压Vdc2和副边单相交流电压或可调直流电压之间通过副边逆变级开关S′mj实现变换；原边的三相交流电源经变换后为副边的单相交流/直流负载供电或者并入副边的单相交流/直流电网；或副边的单相交流/直流电源经变换后为原边的三相交流负载供电或者并入原边的三相交流电网。
进一步地，所述统一空间矢量调制器在原边通过双向开关Sij的等效表达式对三相-单相矩阵变换器进行调制，所述双向开关Sij的等效表达式为：
其中，所述统一空间矢量调制器在原边通过统一空间矢量调制策略使虚拟有源桥式逆变器在原边以恒定的50％占空比进行交替，
所述统一空间矢量调制器通过等效IMC整流级电流空间矢量调制策略对原边整流级开关S′ij进行调制，所述等效IMC整流级电流空间矢量调制策略包括六个有效状态矢量I1～I6和三个零状态矢量I7～I9，六个有效状态矢量I1～I6将空间分成六个扇区I～VI，参考电流矢量Iref落入任一扇区时，参考电流矢量Iref都由所述扇区相邻的两个有效状态矢量Ia和Ib和两个零状态矢量IZ1和IZ2合成，有效状态矢量Ia和Ib分别通过有效状态占空比d11和d12来调制原边整流级开关S′ij的六个双向开关管S′u1、S′u2、S′v1、S′v2、S′w1和S′w2的开关状态，零状态矢量IZ1和IZ2通过零状态占空比d10来调制原边整流级开关S′ij的六个双向开关管S′u1、S′u2、S′v1、S′v2、S′w1和S′w2的开关状态，所述三相-单相矩阵变换器的双向开关Sij的开关状态调制如下表所示：
进一步地，所述有效状态占空比d11和d12的计算公式为：
d11＝M1sin(π/3-θi)
d12＝M1sin(θi)
其中，M1表示等效IMC整流级的调制系数，Ip表示高频变压器原边电流的绝对值，Ism表示三相交流电流的幅值，θi表示参考电流矢量Iref与有效矢量Ia的夹角；
所述零状态占空比d10的计算公式为：
d10＝1-(d11+d12)。
进一步地，所述统一空间矢量调制器在副边通过双向开关Smj的等效表达式对循环变换器进行调制，所述双向开关Smj的等效表达式为：
其中，所述统一空间矢量调制器在副边通过统一空间矢量调制策略使虚拟有源桥式整流器在副边以恒定的50％占空比进行交替，
所述统一空间矢量调制器通过等效IMC逆变级电压空间矢量调制策略对副边逆变级开关S′mj进行调制，所述等效IMC逆变级电压空间矢量调制策略包括两个有效状态矢量V1和V2及两个零状态矢量V3和V4，两个有效状态矢量V1和V2将空间分成两个扇区I和Ⅱ，参考电压矢量Vref落入任一扇区时，参考电压矢量Vref都由一个有效状态矢量Va和两个零状态矢量VZ1和VZ2合成，有效状态矢量Va通过合成后的有效状态占空比d21来调制副边逆变级开关S′mj的四个双向开关管S′a1、S′a2、S′b1和S′b2的开关状态，零状态矢量VZ1和VZ2通过合成后的零状态占空比d20来调制逆变级开关S′mj的四个双向开关管S′a1、S′a2、S′b1和S′b2的开关状态，所述循环变换器的双向开关Smj的开关状态调制如下表所示：
进一步地，所述合成后的有效状态占空比d21和所述合成后的零状态占空比d20的合成公式为：
d21＝d′21·d11+d′21·d12
d20＝d′20·d11+d′20·d12+d10
有效状态占空比d′21和零状态占空比d′20的计算公式为：
d′20＝1-d′21
其中，M2表示等效IMC逆变级的调制系数，Vom为循环变换器的交流输出电压幅值，Vdc2为副边虚拟直流电压；
所述有效状态占空比d11和d12的计算公式为：
d11＝M1sin(π/3-θi)
d12＝M1sin(θi)
其中，M1表示等效IMC整流级的调制系数，Ip表示高频变压器原边电流的绝对值，Ism表示三相交流电流的幅值，θi表示参考电流矢量Iref与有效矢量Ia的夹角；
所述零状态占空比d10的计算公式为：
d10＝1-(d11+d12)。
本发明具有如下优点：
本发明为一种高频交流隔离式三相交流-单相交流或三相交流-直流双向转换的通用型变换器，其三相侧是三相-单相矩阵变换器，另一侧通过一个循环变换器获得单相交流电压或直流电压，两侧由高频交流隔离变压器连接。所提出的变换器可为单相交流或直流型分布式电源(DGs)提供可调节的电压而不需要笨重的直流环节电容器或更换变换器结构。此外，无论循环变换器侧是单相交流或直流，本发明设计的空间矢量调制方法都可较容易地实现对矩阵变换器和循环变换器的控制。
附图说明
图1为本发明公开的一种高频AC隔离式变换器的拓扑图。
图2为本发明公开的一种高频AC隔离式变换器的等效工作电路图。
图3为本发明公开的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略的流程图。
图4为本发明公开的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略的等效IMC整流级电流空间矢量示意图。
图5为本发明公开的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略的等效IMC逆变级电压空间矢量示意图。
图6a为应用本发明公开的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略从三相400V/50Hz交流电网到单相120V/60Hz交流负载仿真结果的原边三相-单相矩阵变换器的三相输入电压与单相交流负载的电压和电流示意图。
图6b为应用本发明公开的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略从三相400V/50Hz交流电网到单相120V/60Hz交流负载仿真结果的高频变压器原边的电压和电流示意图。
图6c为应用本发明公开的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略从三相400V/50Hz交流电网到单相120V/60Hz交流负载仿真结果的高频变压器副边的电压和电流示意图。
图7a为应用本发明公开的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略从三相400V/50Hz交流电网到单相220V/50Hz交流负载仿真结果的原边三相-单相矩阵变换器的三相输入电压与单相交流负载的电压和电流示意图。
图7b为应用本发明公开的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略从三相400V/50Hz交流电网到单相220V/50Hz交流负载仿真结果的高频变压器原边的电压和电流示意图。
图7c为应用本发明公开的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略从三相400V/50Hz交流电网到单相220V/50Hz交流负载仿真结果的高频变压器副边的电压和电流示意图。
图8a为应用本发明公开的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略从三相400V/50Hz交流电网到400V直流负载仿真结果的原边三相-单相矩阵变换器的三相输入电压与单相交流负载的电压和电流示意图。
图8b为应用本发明公开的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略从三相400V/50Hz交流电网到400V直流负载仿真结果的高频变压器原边的电压和电流示意图。
图8c为应用本发明公开的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略从三相400V/50Hz交流电网到400V直流负载仿真结果的高频变压器副边的电压和电流示意图。
具体实施方式
以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。
实施例1
参考图1，本实施例公开的一种高频AC隔离式变换器包括：三相-单相矩阵变换器、循环变换器、高频变压器和统一空间矢量调制器，三相-单相矩阵变换器位于高频AC隔离式变换器的原边侧并与分布式电源的三相交流电源/负载相连接，循环变换器位于所述高频AC隔离式变换器的副边侧与分布式电源的单相交流或直流电源/负载相连接，三相-单相矩阵变换器和循环变换器通过原副边匝数比为n1：n2的高频变压器相连，高频变压器分别对三相交流侧和单相交流侧或直流侧进行双向调制，统一空间矢量调制器分别连接至三相-单相矩阵变换器和循环变换器。
进一步地，三相-单相矩阵变换器带有双向开关Sij，双向开关Sij由六个双向开关管Su1、Su2、Sv1、Sv2、Sw1和Sw2组合连接形成，其中，i∈{u,v,w}，u、v、w分别表示三相，j∈{1,2}，1和2分别表示上、下桥臂。循环变换器也带有双向开关Smj，双向开关Smj由四个双向开关管Sa1、Sa2、Sb1和Sb2组合连接形成，其中，m∈{a,b}，a、b分别表示两相，j∈{1,2}，1和2分别表示上、下桥臂。所述双向开关Smj和双向开关Sij的表达式为：
参考图2，统一空间矢量调制器在原边通过对三相-单相矩阵变换器输出调制信号将三相-单相矩阵变换器等效于一个连接着虚拟有源桥式逆变器的电流源整流器，原边电流源整流器的整流级开关记为S′ij，整流级开关S′ij由六个双向开关管S′u1、S′u2、S′v1、S′v2、S′w1和S′w2组合连接形成，整流级开关S′ij的表达式为：
其中，i∈{u,v,w}，u、v、w分别表示三相，j∈{1,2}，1和2分别表示上、下桥臂；因此，双向开关Sij的等效表达式为：
其中，S1、S2、S3和S4为原边虚拟有源桥式逆变器的虚拟双向开关管，虚拟双向开关管S1和S2位于同一相，虚拟双向开关管S3和S4位于另一相，虚拟双向开关管S1和S3位于上桥臂，虚拟双向开关管S2和S4位于下桥臂。
同时，统一空间矢量调制器在副边通过对循环变换器输出调制信号将循环变换器等效于一个连接着虚拟有源桥式整流器的电压源变换器，原边的虚拟有源桥式逆变器和副边的虚拟有源桥式整流器集成在一起形成虚拟有源桥式变换器(虚拟DAB)，副边电压源变换器的逆变级开关记为S′mj，逆变级开关S′mj由四个双向开关管S′a1、S′a2、S′b1和S′b2组合连接形成，逆变级开关S′mj的表达式为：
其中，m∈{a,b}，a、b分别表示两相，j∈{1,2}，1和2分别表示上、下桥臂；因此，双向开关Smj的等效表达式为：
其中，S5、S6、S7和S8为副边虚拟有源桥式整流器的虚拟双向开关管，虚拟双向开关管S5和S6位于同一相，虚拟双向开关管S7和S8位于另一相，虚拟双向开关管S5和S7位于上桥臂，虚拟双向开关管S6和S8位于下桥臂。
参考图3，本实施例公开的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略包括：统一空间矢量调制器对原边三相-单相矩阵变换器和副边循环变换器利用统一空间矢量调制策略进行调制；三相-单相矩阵变换器经调制等效于一个连接着虚拟有源桥式逆变器的电流源整流器；三相交流电压和原边虚拟直流电压Vdc1之间经过原边整流级开关S′ij整流实现转化；原边虚拟直流电压Vdc1和原边的高频交流电压vp之间通过原边虚拟有源桥式逆变器的虚拟双向开关管S1、S2、S3和S4实现变换；原边的高频交流电压vp和副边的高频交流电压vs之间通过原副边匝数比为n1：n2的高频变压器实现变换；循环变换器经调制等效于一个连接着虚拟有源桥式整流器的电压源变换器；副边的高频交流电压vs和副边虚拟直流电压Vdc2之间经过副边虚拟有源桥式整流器的虚拟双向开关管S5、S6、S7和S8整流实现转化；副边虚拟直流电压Vdc2和副边单相交流电压或可调直流电压之间通过副边逆变级开关S′mj实现变换；原边的三相交流电源经变换后为副边的单相交流/直流负载供电或者并入副边的单相交流/直流电网；或副边的单相交流/直流电源经变换后为原边的三相交流负载供电或者并入原边的三相交流电网。
本实施例中公开的一种高频AC隔离式变换器将三相-单相矩阵变换器和循环变换器通过一个原副边匝数比为n1：n2的高频变压器相连，可分别对三相交流型DGs、单相交流型或直流型DGs进行双向控制。例如，参考图2，三相输入电压uin{u,v,w}经过整流后成为原边虚拟直流电压Vdc1；通过原边虚拟有源桥式逆变器的虚拟双向开关管S1、S2、S3和S4将虚拟直流电压Vdc1变换成高频交流电压vp；通过原副边匝数比为n1：n2的高频变压器，原边的高频交流电压vp变换成副边的高频交流电压vs；虚拟有源桥式变换器通过在副边的虚拟双向开关管S5、S6、S7和S8将高频交流电压vs整流为副边虚拟直流电压Vdc2；通过逆变级开关S′mj将副边虚拟直流电压Vdc2变换为单相交流电压或可调直流电压。反之亦然，副边的单相交流/直流电源经过变换也可以与原边的三相交流负载或三相交流电网连接，此处不再赘述。
从图2中等效工作电路可以看出，去掉虚拟DAB后，电路可视为一个双向间接型矩阵变换器(IMC)，该变换器由整流级开关S′ij和逆变级开关S′mj组成，且从逆变侧看过去的直流母线电压为Vdc2。因此，本实施例中提出的上述一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略为一种用于分布式电源的高频AC隔离式通用变换器的统一的SVM方法，通过传统IMC的SVM方法和DAB变换器的高频斩波实现。所发明的统一的SVM方法可分为两个步骤：1)整流级开关S′ij和逆变级开关S′mj的开关状态的选择以及占空比的计算，其与传统三相IMC的SVM方法一致，仅逆变级开关S′mj为单相交流输出；2)占空比的合成，这一步骤将高频交流电压斩波、电流换向和漏感管理等控制要求与传统IMC的SVM方法得到的占空比相结合，从而得到本通用变换器的开关控制信号。
具体地，参考图2，统一空间矢量调制器在原边通过双向开关Sij的等效表达式对三相-单相矩阵变换器进行调制，所述双向开关Sij的等效表达式为：
其中，统一空间矢量调制器在原边通过统一空间矢量调制策略使虚拟有源桥式逆变器在原边以恒定的50％占空比进行交替，即，
参考图4，统一空间矢量调制器通过等效IMC整流级电流空间矢量调制策略对原边整流级开关S′ij进行调制，等效IMC整流级电流空间矢量调制策略包括六个有效状态矢量I1～I6和三个零状态矢量I7～I9，其中，I1～I9分别具体为I1(100001)、I2(001001)、I3(011000)、I4(010010)、I5(000110)、I6(100100)、I7(110000)、I8(001100)和I9(000011)，I1(100001)表示S′u1＝ON，S′u2＝OFF，S′v1＝OFF，S′v2＝OFF，S′w1＝OFF，S′w2＝ON；I2(001001)表示S′u1＝OFF，S′u2＝OFF，S′v1＝ON，S′v2＝OFF，S′w1＝OFF，S′w2＝ON；I3(011000)表示S′u1＝OFF，S′u2＝ON，S′v1＝ON，S′v2＝OFF，S′w1＝OFF，S′w2＝OFF；I4(010010)表示S′u1＝OFF，S′u2＝ON，S′v1＝OFF，S′v2＝OFF，S′w1＝ON，S′w2＝OFF；I5(000110)表示S′u1＝OFF，S′u2＝OFF，S′v1＝OFF，S′v2＝ON，S′w1＝ON，S′w2＝OFF；I6(100100)表示S′u1＝ON，S′u2＝OFF，S′v1＝OFF，S′v2＝ON，S′w1＝OFF，S′w2＝OFF；I7(110000)表示S′u1＝ON，S′u2＝ON，S′v1＝OFF，S′v2＝OFF，S′w1＝OFF，S′w2＝OFF；I8(001100)表示S′u1＝OFF，S′u2＝OFF，S′v1＝ON，S′v2＝ON，S′w1＝OFF，S′w2＝OFF；I9(000011)表示S′u1＝OFF，S′u2＝OFF，S′v1＝OFF，S′v2＝OFF，S′w1＝ON，S′w2＝ON。六个有效状态矢量I1～I6将空间分成六个扇区I～VI，参考电流矢量Iref落入任一扇区时，参考电流矢量Iref都由所述扇区相邻的两个有效状态矢量Ia和Ib和两个零状态矢量IZ1和IZ2合成，有效状态矢量Ia和Ib分别通过有效状态占空比d11和d12来调制原边整流级开关S′ij的六个双向开关管S′u1、S′u2、S′v1、S′v2、S′w1和S′w2的开关状态，零状态矢量IZ1和IZ2通过零状态占空比d10来调制原边整流级开关S′ij的六个双向开关管S′u1、S′u2、S′v1、S′v2、S′w1和S′w2的开关状态，有效状态占空比d11和d12及零状态占空比d10的计算公式为：
d11＝M1sin(π/3-θi)
d12＝M1sin(θi)
d10＝1-(d11+d12)
其中，M1表示等效IMC整流级的调制系数，Ip表示高频变压器原边电流的绝对值，Ism表示三相交流电流的幅值，θi表示参考电流矢量Iref与有效矢量Ia的夹角。三相-单相矩阵变换器的双向开关Sij的开关状态调制如下表所示：
表I三相-单相矩阵变换器的双向开关Sij的开关状态调制表
表I中列出了经双向开关Sij的等效表达式和上述原边虚拟双向开关管S1、S2、S3和S4的相关公式并考虑了高频交流变压器电压vp后，原边整流级开关S′ij所有可能的开关状态，用以给定双向开关Sij的控制信号。以扇区I和正极性电压为例，可见图4中的I6和I1分别为表I中的Ia和Ib，以开关切换次数最少为准则，将I8和I9分别选为零状态矢量零状态矢量IZ1和IZ2。
具体地，参考图2，统一空间矢量调制器在副边通过双向开关Smj的等效表达式对循环变换器进行调制，双向开关Smj的等效表达式为：
其中，统一空间矢量调制器在副边通过统一空间矢量调制策略使虚拟有源桥式整流器在副边以恒定的50％占空比进行交替，即：
参考图5，统一空间矢量调制器通过等效IMC逆变级电压空间矢量调制策略对副边逆变级开关S′mj进行调制，等效IMC逆变级电压空间矢量调制策略包括两个有效状态矢量V1和V2及两个零状态矢量V3和V4，其中，V1～V4分别具体为V1(1001)、V2(0110)、V3(1010)和V4(0101)，V1(1001)表示S′a1＝ON，S′a2＝OFF，S′b1＝OFF，S′b2＝ON；V2(0110)表示S′a1＝OFF，S′a2＝ON，S′b1＝ON，S′b2＝OFF；V3(1010)表示S′a1＝ON，S′a2＝OFF，S′b1＝ON，S′b2＝OFF；V4(0101)表示S′a1＝OFF，S′a2＝ON，S′b1＝OFF，S′b2＝ON。两个有效状态矢量V1和V2将空间分成两个扇区I和Ⅱ，参考电压矢量Vref落入任一扇区时，参考电压矢量Vref都由一个有效状态矢量Va和两个零状态矢量VZ1和VZ2合成，有效状态矢量Va通过合成后的有效状态占空比d21来调制副边逆变级开关S′mj的四个双向开关管S′a1、S′a2、S′b1和S′b2的开关状态，零状态矢量VZ1和VZ2通过合成后的零状态占空比d20来调制逆变级开关S′mj的四个双向开关管S′a1、S′a2、S′b1和S′b2的开关状态，合成后的有效状态占空比d21和合成后的零状态占空比d20的合成公式为：
d21＝d′21·d11+d′21·d12
d20＝d′20·d11+d′20·d12+d10
上述占空比的合成是为了同时控制原边电流和副边电压并解决电流换向和漏能管理的问题，首先需要将所获得的整流级和逆变级的占空比进行结合。为此，原边的整流级需要正常工作以建立绕组电流，同时，副边的逆变级需要保持在零状态以驱动绕组电流至零。
进一步，有效状态占空比d′21和零状态占空比d′20的计算公式为：
d′20＝1-d′21
其中，M2表示等效IMC逆变级的调制系数，Vom为循环变换器的交流输出电压幅值，Vdc2为副边虚拟直流电压。循环变换器的双向开关Smj的开关状态调制如下表所示：
表II循环变换器的双向开关Smj的开关状态调制表
类似地，经双向开关Smj的等效表达式、合成后的有效状态占空比d21和合成后的零状态占空比d20的合成公式和上述副边虚拟双向开关管S5、S6、S7和S8的相关公式并考虑了与原边的耦合、高频变压器副边电压vs的极性、以及参考电压矢量Vref所在的扇区后，可以从表Ⅱ中选择相应的有效状态矢量Va及零状态矢量VZ1和VZ2，作为图2中高频变压器副边逆变级开关S′mj的控制信号。
如上所述，虚拟DAB的虚拟双向开关管S1～S4和S5～S8的开关信号分别为：
高频变压器两侧以恒定的50％占空比进行交替，即通过原边虚拟DAB，虚拟虚拟直流电压Vdc1在原边变换成的高频交流电压vp为方波电压，然后经过高频变压器变为副边的高频交流电压vs也为方波电压，最后再通过副边虚拟DAB，在副边变换成副边虚拟直流电压Vdc2。
进一步地，参考图2，根据本实施例中所提出的利用一般SVM方法的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略中的变换器的增益的分析如下，原边虚拟直流环节和副边虚拟直流环节的平均电压的计算公式是：
其中，Usm表示三相交流电压us的幅值，表示三相侧的功率因数角。结合有效状态占空比d′21和零状态占空比d′20的计算公式和上述公式，单相交流电压vo的幅值Vom可由下式得到：
类似地，副边绕组的电流有效值为
其中，Iom表示单相侧电流io的幅值，表示单相侧的功率因数角。基于功率平衡的原则，三相侧和单相侧电流的幅值有关系式如下：
基于本实施例中提出的基于SVM方法的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略，对图1中提出的双向通用变换器进行了仿真，并分别研究了三组工况，包括从三相400V/50Hz交流电网到单相120V/60Hz交流负载、220V/50Hz交流负载和400V直流负载。
参考图6a-图6c，为从三相400V/50Hz交流电网到单相120V/60Hz交流负载仿真结果相关示意图，根据上述单相交流电压vo的幅值计算公式，设置：高频变压器的原副边匝数比为n1：n2＝1:1；原边、副边SVM算法的调制系数分别为M1＝0.8和M2＝0.82；单相交流负载为RL＝5Ω。从图6a可以看出，在本发明的统一SVM方法下，利用高频交流环节连接的矩阵变换器和循环变换器，将三相400V/50Hz的交流电压变换为单相120V/60Hz的交流电压；负载电流为谐波畸变小的正弦波，其总谐波失真(THD)为2.28％。从图6b和图6c可以看出，高频变压器的原边、副边电压与1:1的匝数比一致。
参考图7a-图7c，为从三相400V/50Hz交流电网到单相220V/50Hz交流负载仿真结果相关示意图，同理在该仿真实验中，设置n1：n2＝2:1，RL＝15Ω，M1＝0.8和M2＝0.78。图6为这一工况时的仿真结果。从图7a可以看出，单相侧得到了220V/50Hz交流电压，同样获得了谐波小的负载电流，THD为2.53％。从图7b和c可以看出，高频变压器的原边、副边电压也与匝数比一致。
参考图8a-图8c，为从三相400V/50Hz交流电网到400V直流负载仿真结果相关示意图，同理在该仿真实验中，在电路中设置n1：n2＝2:3，RL＝20Ω，设置M2＝0.75以对等循环变换器进行调制，进而调节直流输出电压。从图8a-图8c的仿真结果中可以看出，循环变换器输出为400V的直流电压，且其峰-峰值纹波值在平均电压的5％以内。
本实施例通过高频AC隔离的矩阵变换器和循环变换器，所发明的通用变换器可分别与三相交流电网/负载和单相交流/直流电网/负载相连接；经过高频变压器变换后，副边的循环变换器可获得单相交流电压或可调节的直流电压；统一型SVM方法利用传统间接式矩阵变换器和逆变器的SVM策略，再经过高频隔离变压器的耦合，易于数字控制器的实现。
虽然，上文中已经用一般性说明及具体实施例对本发明作了详尽的描述，但在本发明基础上，可以对之作一些修改或改进，这对本领域技术人员而言是显而易见的。因此，在不偏离本发明精神的基础上所做的这些修改或改进，均属于本发明要求保护的范围。

Claims (10)

1.一种高频AC隔离式变换器，其特征在于，所述高频AC隔离式变换器包括：三相-单相矩阵变换器、循环变换器、高频变压器和统一空间矢量调制器，所述三相-单相矩阵变换器位于所述高频AC隔离式变换器的原边侧并与分布式电源的三相交流电源/负载相连接，所述循环变换器位于所述高频AC隔离式变换器的副边侧与分布式电源的单相交流或直流电源/负载相连接，所述三相-单相矩阵变换器和所述循环变换器通过原副边匝数比为n1：n2的所述高频变压器相连，所述高频变压器分别对三相交流侧和单相交流侧或直流侧进行双向调制，所述统一空间矢量调制器分别连接至所述三相-单相矩阵变换器和所述循环变换器；其中，所述统一空间矢量调制器统一对原边三相-单相矩阵变换器和副边循环变换器利用统一空间矢量调制策略进行调制；三相-单相矩阵变换器经调制等效于一个连接着虚拟有源桥式逆变器的电流源整流器；三相交流电压和原边虚拟直流电压Vdc1之间经过原边整流级开关Si′j整流实现转化；原边虚拟直流电压Vdc1和原边的高频交流电压vp之间通过原边虚拟有源桥式逆变器的虚拟双向开关管S1、S2、S3和S4实现变换；原边的高频交流电压vp和副边的高频交流电压vs之间通过原副边匝数比为n1：n2的高频变压器实现变换；循环变换器经调制等效于一个连接着虚拟有源桥式整流器的电压源变换器；副边的高频交流电压vs和副边虚拟直流电压Vdc2之间经过副边虚拟有源桥式整流器的虚拟双向开关管S5、S6、S7和S8整流实现转化；副边虚拟直流电压Vdc2和副边单相交流电压或可调直流电压之间通过副边逆变级开关S′mj实现变换；原边的三相交流电源经变换后为副边的单相交流/直流负载供电或者并入副边的单相交流/直流电网；或副边的单相交流/直流电源经变换后为原边的三相交流负载供电或者并入原边的三相交流电网。
2.根据权利要求1所述的一种高频AC隔离式变换器，其特征在于，所述三相-单相矩阵变换器带有双向开关Sij，所述双向开关Sij由六个双向开关管Su1、Su2、Sv1、Sv2、Sw1和Sw2组合连接形成，所述双向开关Sij的表达式为：
其中，i∈{u,v,w}，u、v、w分别表示三相，j∈{1,2}，1和2分别表示上、下桥臂。
3.根据权利要求2所述的一种高频AC隔离式变换器，其特征在于，所述统一空间矢量调制器在原边通过对所述三相-单相矩阵变换器输出调制信号将所述三相-单相矩阵变换器等效于一个连接着虚拟有源桥式逆变器的电流源整流器，原边电流源整流器的整流级开关记为Si′j，整流级开关Si′j由六个双向开关管Su′1、Su′2、Sv′1、Sv′2、S′w1和S′w2组合连接形成，所述整流级开关Si′j的表达式为：
其中，i∈{u,v,w}，u、v、w分别表示三相，j∈{1,2}，1和2分别表示上、下桥臂；
所述双向开关Sij的等效表达式为：
其中，S1、S2、S3和S4为原边虚拟有源桥式逆变器的虚拟双向开关管，虚拟双向开关管S1和S2位于同一相，虚拟双向开关管S3和S4位于另一相，虚拟双向开关管S1和S3位于上桥臂，虚拟双向开关管S2和S4位于下桥臂。
4.根据权利要求1所述的一种高频AC隔离式变换器，其特征在于，所述循环变换器带有双向开关Smj，所述双向开关Smj由四个双向开关管Sa1、Sa2、Sb1和Sb2组合连接形成，所述双向开关Smj的表达式为：
其中，m∈{a,b}，a、b分别表示两相，j∈{1,2}，1和2分别表示上、下桥臂。
5.根据权利要求4所述的一种高频AC隔离式变换器，其特征在于，所述统一空间矢量调制器在副边通过对所述循环变换器输出调制信号将所述循环变换器等效于一个连接着虚拟有源桥式整流器的电压源变换器，副边电压源变换器的逆变级开关记为S′mj，逆变级开关S′mj由四个双向开关管Sa′1、Sa′2、Sb′1和Sb′2组合连接形成，所述逆变级开关S′mj的表达式为：
其中，m∈{a,b}，a、b分别表示两相，j∈{1,2}，1和2分别表示上、下桥臂；
所述双向开关Smj的等效表达式为：
其中，S5、S6、S7和S8为副边虚拟有源桥式整流器的虚拟双向开关管，虚拟双向开关管S5和S6位于同一相，虚拟双向开关管S7和S8位于另一相，虚拟双向开关管S5和S7位于上桥臂，虚拟双向开关管S6和S8位于下桥臂。
6.一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略，其特征在于，所述统一空间矢量调制策略包括：
统一空间矢量调制器统一对原边三相-单相矩阵变换器和副边循环变换器利用统一空间矢量调制策略进行调制；
三相-单相矩阵变换器经调制等效于一个连接着虚拟有源桥式逆变器的电流源整流器；
三相交流电压和原边虚拟直流电压Vdc1之间经过原边整流级开关Si′j整流实现转化；
原边虚拟直流电压Vdc1和原边的高频交流电压vp之间通过原边虚拟有源桥式逆变器的虚拟双向开关管S1、S2、S3和S4实现变换；
原边的高频交流电压vp和副边的高频交流电压vs之间通过原副边匝数比为n1：n2的高频变压器实现变换；
循环变换器经调制等效于一个连接着虚拟有源桥式整流器的电压源变换器；
副边的高频交流电压vs和副边虚拟直流电压Vdc2之间经过副边虚拟有源桥式整流器的虚拟双向开关管S5、S6、S7和S8整流实现转化；
副边虚拟直流电压Vdc2和副边单相交流电压或可调直流电压之间通过副边逆变级开关S′mj实现变换；
原边的三相交流电源经变换后为副边的单相交流/直流负载供电或者并入副边的单相交流/直流电网；或
副边的单相交流/直流电源经变换后为原边的三相交流负载供电或者并入原边的三相交流电网。
7.根据权利要求6所述的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略，其特征在于，所述统一空间矢量调制器在原边通过双向开关Sij的等效表达式对三相-单相矩阵变换器进行调制，双向开关Sij的等效表达式为：
其中，所述统一空间矢量调制器在原边通过统一空间矢量调制策略使虚拟有源桥式逆变器在原边以恒定的50％占空比进行交替，
所述统一空间矢量调制器通过等效IMC整流级电流空间矢量调制策略对原边整流级开关Si′j进行调制，所述等效IMC整流级电流空间矢量调制策略包括六个有效状态矢量I1～I6和三个零状态矢量I7～I9，六个有效状态矢量I1～I6将空间分成六个扇区I～VI，参考电流矢量Iref落入任一扇区时，参考电流矢量Iref都由所述扇区相邻的两个有效状态矢量Ia和Ib和两个零状态矢量IZ1和IZ2合成，有效状态矢量Ia和Ib分别通过有效状态占空比d11和d12来调制原边整流级开关S′ij的六个双向开关管S′u1、S′u2、S′v1、S′v2、S′w1和S′w2的开关状态，零状态矢量IZ1和IZ2通过零状态占空比d10来调制原边整流级开关S′ij的六个双向开关管S′u1、S′u2、S′v1、S′v2、S′w1和S′w2的开关状态，所述三相-单相矩阵变换器的双向开关Sij的开关状态调制如下表所示：
8.根据权利要求7所述的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略，其特征在于，所述有效状态占空比d11和d12的计算公式为：
d11＝M1sin(π/3-θi)
d12＝M1sin(θi)
其中，M1表示等效IMC整流级的调制系数，Ip表示高频变压器原边电流的绝对值，Ism表示三相交流电流的幅值，θi表示参考电流矢量Iref与有效矢量Ia的夹角；
所述零状态占空比d10的计算公式为：
d10＝1-(d11+d12)。
9.根据权利要求6所述的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略，其特征在于，所述统一空间矢量调制器在副边通过双向开关Smj的等效表达式对循环变换器进行调制，所述双向开关Smj的等效表达式为：
其中，所述统一空间矢量调制器在副边通过统一空间矢量调制策略使虚拟有源桥式整流器在副边以恒定的50％占空比进行交替，
所述统一空间矢量调制器通过等效IMC逆变级电压空间矢量调制策略对副边逆变级开关S′mj进行调制，所述等效IMC逆变级电压空间矢量调制策略包括两个有效状态矢量V1和V2及两个零状态矢量V3和V4，两个有效状态矢量V1和V2将空间分成两个扇区I和Ⅱ，参考电压矢量Vref落入任一扇区时，参考电压矢量Vref都由一个有效状态矢量Va和两个零状态矢量VZ1和VZ2合成，有效状态矢量Va通过合成后的有效状态占空比d21来调制副边逆变级开关S′mj的四个双向开关管Sa′1、Sa′2、Sb′1和Sb′2的开关状态，零状态矢量VZ1和VZ2通过合成后的零状态占空比d20来调制逆变级开关S′mj的四个双向开关管Sa′1、Sa′2、Sb′1和Sb′2的开关状态，所述循环变换器的双向开关Smj的开关状态调制如下表所示：
10.根据权利要求9所述的一种高频AC隔离式变换器的统一空间矢量调制策略，其特征在于，所述合成后的有效状态占空比d21和所述合成后的零状态占空比d20的合成公式为：
d21＝d′21·d11+d′21·d12
d20＝d′20·d11+d′20·d12+d10
有效状态占空比d′21和零状态占空比d′20的计算公式为：
d′20＝1-d′21
其中，M2表示等效IMC逆变级的调制系数，Vom为循环变换器的交流输出电压幅值，Vdc2为副边虚拟直流电压；
有效状态占空比d11和d12的计算公式为：
d11＝M1sin(π/3-θi)
d12＝M1sin(θi)
其中，M1表示等效IMC整流级的调制系数，Ip表示高频变压器原边电流的绝对值，Ism表示三相交流电流的幅值，θi表示参考电流矢量Iref与有效矢量Ia的夹角；
零状态占空比d10的计算公式为：
d10＝1-(d11+d12)。
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