CN111490684A - 隔离型ac-dc矩阵变换器的网侧功率因数和谐波抑制策略 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了隔离型AC‑DC矩阵变换器的网侧功率因数和谐波抑制策略。包括以下步骤：首先，引入虚拟电容，不同负载下所产生的虚拟电容电流能完全或部分补偿输入滤波器导致的网侧电压与电流间相位差，使IAMC在网侧单位功率因数状态或最大可实现单位功率因数(MAPF)状态下工作。其次，引入虚拟电阻，与滤波电容并联构成有源阻尼控制，所产生的虚拟阻尼电流可在不增加额外损耗的条件下，有效减小网侧电流的谐波。最后，将虚拟电容电流和虚拟阻尼电流均补偿至参考电流上，计算出新的调制系数和相位角实现电流空间矢量和移相控制的协调控制策略。本发明能控制变换器的网侧功率因数、减少了网侧电流的谐波含量、抑制了直流侧纹波，保证系统有良好的输入输出性能。
Description
技术领域
本发明涉及高频链矩阵整流领域，具体涉及一种隔离型AC-DC矩阵变换器及其网侧功率因数控制和谐波抑制方法。
背景技术
PWM整流器具有网侧电流正弦化程度高；网侧功率因数可控；能量可以双向流动；动态响应快等优点，但PWM整流器不能满足设备所需电压。若在PWM整流器的输入侧引入工频变压器，虽然可以满足设备所需电压，但会使得系统的体积、重量增大；硬件成本提高。因此，考虑将高频变压器引入PWM整流器中，不仅可使得变换器的输出电压范围更大，实现输入和输出侧的电气隔离，而且可实现系统的高频化，提高功率密度，达到减小变换器体积、重量以降低硬件成本的目的。常见的隔离型AC-DC变换器为两级结构，前级为PWM整流器，后级为隔离型DC-DC变换器。由于此两级结构的变换器中存在储能环节，会降低系统的工作效率，并且两级变换器需要分别进行调制和控制，变换器的控制复杂度增加。针对常规的两级型隔离变换器存在的控制复杂和变换效率低等问题，亟需要变换级数少，控制简单的拓扑实现隔离变换。隔离型AC-DC矩阵变换器是传统三相-单相矩阵变换器与高频链结合的新型功率变换器，具有良好的输入输出性能、功率转换级数少、无需大容量储能元件、能量可双向流动和控制简单等优点。目前，国内外学者对隔离型AC-DC矩阵变化器的研究主要在调制策略和常规闭环上，而对变换器的网侧功率因数控制和谐波抑制的研究极少。
发明内容
本发明的目的在于提供一种关于隔离型AC-DC矩阵变换器的网侧功率因数控制和谐波抑制方法。本发明提供了一种基于隔离型AC-DC矩阵变换器的电流空间矢量和移相控制的协调控制策略，结合系统调制策略，提出在三相-单相矩阵变换器输入端引入虚拟电容，以消除输入滤波器导致的网侧电压和网侧电流间相位差，实现网侧功率因数控制。同时，引入虚拟电阻，与滤波电容并联构成有源阻尼控制，可在不增加额外损耗的条件下，有效减小网侧电流的谐波。并考虑在轻负载情况下，根据电路结构计算出最大虚拟电容值，以产生最大虚拟电容电流，使变换器在最大可实现功率因数状态下工作。
为实现上述目的，采用的技术方案为：
本发明所述隔离型AC-DC矩阵变换器拓扑由输入LC滤波器、三相-单相矩阵变换器、高频变压器、H桥变换器、输出LC滤波器及负载依次相连构成。
三相-单相矩阵变换器由12组IGBT和二极管反并联构成的双向开关构成，其中两个共发射极的IGBT构成双向开关，二极管作为续流通道，形成一个桥臂，每两个桥臂串联形成一个变换支路；A相上桥臂由双向开关Sap1和Sap2构成，A相下桥臂由双向开关San1和San2构成；B相上桥臂由双向开关Sbp1和Sbp2构成，B相下桥臂由双向开关Sbn1和Sbn2构成；C相上桥臂由双向开关Scp1和Scp2构成，C相下桥臂由双向开关Scn1和Scn2构成。每条支路的上下桥臂的中间点和输入LC滤波器相连，每条支路的上桥臂公共连接端以及下桥臂的公共连接端分别接在高频变压器原边两侧。
H桥变换器由4组IGBT和二极管反并联构成的双向开关构成，其中二极管作为续流通道；每个双向开关作为一个桥臂，每两个桥臂串联形成一个变换支路；上桥臂S1和下桥臂S2这两个双向开关构成一个变换支路，上桥臂S3和下桥臂S4这两个双向开关构成另外一个变换支路。每条支路的上下桥臂的中间点和高频变压器的副边相连，每条支路的上桥臂公共连接端以及下桥臂的公共连接端分别接在输出侧LC滤波电路的两侧，最后滤波电路接电阻负载。
提供一种隔离型AC-DC矩阵变换器网侧功率因数控制和谐波抑制方法，具体步骤包括：
步骤1)正常负载情况下，虚拟电容电流与流过输入电容的电流极性相反，流过虚拟电容器的电流iCv可表示如下
其中，
和
表示第k次和第k+1次采样时刻的电容电压。根据虚拟电容器的电容值和式(18)计算得到
经abc-αβ坐标变换，可以得到αβ坐标下虚拟电容电流
和
步骤2)采用滤波电容并联虚拟电阻的有源阻尼法，系统的传递函数为
根据系统的参数和伯德图分析，综合考虑取虚拟电阻Rv＝10Ω时效果最佳，虚拟阻尼电流的表达式为
步骤3)三相参考电流可通过调制系数、输出电流和输入电压相位角计算得到：
式中，idc为IAMC输出电流采样值，θ为输入电压的相位角，mi为调制系数，是直流侧电流指令值
和采样值idc做差，接入PI控制器后的输出量。abc坐标系下的三相参考电流，通过abc-αβ坐标变化，得到αβ坐标系下的两相静止参考电流
步骤4)虚拟电容电流
和虚拟阻尼电流id补偿至参考电流
上，得到新的电流参考矢量
步骤5)新的调制系数minew和相位角θinew表达式为
步骤6)根据新的调制系数minew和相位角θinew、以及H桥固定移相角的移相控制量，按照调制模式确定两级开关矢量的配置、作用顺序和时间分配，产生相应的IGBT双向开关的驱动信号。
6.1)针对基于三相-单相矩阵变化器的电流空间矢量合成图，可分成6个扇区并由6个有效矢量Iab、Iac、Ibc、Iba、Ica、Icc和三个零矢量Iaa、Ibb、Icc构成。
6.2)采用双极性电流空间矢量调制策略使得3-1MC输出为正负交变的高频脉冲电。参考输入相电流矢量由其所在扇区相邻2个基本矢量(用来合成+Im，Im为3-1MC输出的正负交变高频电流的幅值平均值)、与之极性相反的两个2个基本矢量(用来合成-Im)和零矢量这5个矢量来合成。以扇区1为例，参考输入相电流可由Iab、Iac、Iba、Ica、Iaa共5个基本矢量来合成。
6.3)在前半个周期，参考输入电流可由其所在扇区的2个非零矢量Iab、Iac以及零矢量Iaa合成，其合成关系式为：
Ii＝dα1Iab+dβ1Iac+d01Iaa (9)
在后半周期使用的基本矢量极性与前半周期相反、作用时间相同，目的是使3-1MC输出电流为与前半周期极性相反的电流-Im，因此有dα2＝dα1，dβ2＝dβ1,d02＝d01且有：
式中，dα1、dβ1、dα2、dβ2、d0分别表示电流矢量Iab、Iac、Iba、Ica、Iaa的占空比。
6.4)把一个PWM周期分为五个区间，第一和第二区间有效矢量Iab和Iba作用，时间均为dαTs/2，3-1MC的输出电压分别为Uab和Uba；同理，第三和第四区间有效矢量Iac和Ica作用，时间均为dβTs/2，3-1MC的输出电压分别为Uac和Uca；第五区间输出零矢量Iaa。其占空比计算式为：
式中，m为调制系数，其取值范围
同理，参考矢量位于第二扇区时，一个PWM周期内占空比为：
参考矢量位于第三扇区时，一个PWM周期内占空比为：
参考矢量位于第四扇区时，一个PWM周期内占空比为：
参考矢量位于第五扇区时，一个PWM周期内占空比为：
参考矢量位于第六扇区时，一个PWM周期内占空比为：
6.5)根据各扇区对应的占空比结合给定移相角，移相范围为(-π/2,π/2)，得到三相-单相矩阵变换器和H桥的给定信号。
步骤7)考虑在轻负载情况下，调制指数
而输出电压应保持恒定，此时输入功率因数角
和输入电流ii不足以增大到实现网侧单位功率因数。因此，隔离型AC-DC矩阵变换器在轻负载条件下，只能在最大可实现功率因数状态下工作。，变换器的网侧电流is和网侧功率因数
为：
步骤8)当变换器产生的虚拟电容值等于输入电容值时，此时网侧可以获得单位功率因数；在轻负载情况下，变换器不能产生足以抵消输入电容电流的虚拟电容电流时，以最大可实现功率因数运行。当
时，虚拟电容达到最大值。
其中
a＝ω2(Us)2-ω4(Lf)2(Idc)2
b＝2(1-ω2LfCf)ω2LfIdc
c＝1-ω2LfCf
若Cvmax大于或等于Cf，则可以通过设置Cv＝-Cf，使系统工作在网侧单位功率因数状态下；若式(29)所获得的Cvmax小于Cf，此时使得Cv＝Cvmax，系统工作在MAPF状态下。因此，不同情况下的网侧功率因数可表示为下式
本发明采用的调制策略具有以下优点：电流空间矢量和移相控制的协调调制策略，使得三相-单相矩阵变换器和H桥变换器能够独立控制；一个调制周期分为五个部分，三相-单相矩阵变换器输出正负交替的高频电压，满足变压器的磁复位，得到更小THD的三相网侧电流。
本发明采用的控制策略具有以下优点：本发明所提控制策略能根据不同负载条件，使IAMC在网侧单位功率因数或MAPF状态下工作。即在正常负载情况下，虚拟电容电流成功补偿输入电容器电流，消除网侧滤波器导致的网侧电压电流相位差；在轻负载情况下，则可通过计算来调整虚拟电容大小以获得MAPF。此算法易与空间矢量调制策略相结合，不需要使用传统PI闭环控制。本发明控制策略使系统有良好的输入输出性能。不仅减少了网侧电流的谐波含量，而且抑制了直流侧纹波，保证输出电流稳定的跟随给定。
附图说明
图1为本发明的隔离型AC-DC矩阵变换器的电路拓扑图。
图2为本发明实施例的网侧单相滤波电容并联虚拟电容和虚拟电阻的等效电路。
图3为本发明实施例的系统控制框图。
图4为本发明实施例的不同虚拟电阻值下滤波器的伯德图。
图5为本发明实施例的三相-单相矩阵整流器输入相电流空间矢量分布与合成图。
图6为本发明实施例的隔离型AC-DC矩阵变换器一个PWM周期工作模态波形图。
具体实施方式
如图1所示，本实施例采用的隔离型AC-DC高频链矩阵变换器由三相电源、输入LC滤波器、三相-单相AC-AC矩阵变换器、高频变压器、H桥变换器、输出LC滤波器及负载组成。三相-单相矩阵变换器由12个IGBT构成的双向开关组成，将网侧工频交流电转化为正负交变的单相高频交流电，经高频变压器实现输入输出侧的电气隔离和电压升降变换后，高频交流电通过H桥变换器转化为直流电，三相-单相矩阵变换器和H桥变换器均可以实现能量的双向流动。
如图2所示，隔离型AC-DC矩阵变换器网侧滤波电容与虚拟电容和虚拟电阻均并联放置。其中虚拟电容电流能补偿电容导致的网侧电压电流相位差，实现网侧功率因数控制；电容并联虚拟电阻的有源阻尼控制，能有效降低LC滤波器谐振处峰值，且解决了无源阻尼功率损耗问题。
如图3所示，隔离型AC-DC矩阵变换器网侧功率因数和谐波抑制的控制方法，具体步骤包括：
1)正常负载情况下，虚拟电容电流与流过输入电容的电流极性相反，计算得到αβ坐标下虚拟电容电流
和
2)采用滤波电容并联虚拟电阻的有源阻尼法，图4为不同虚拟电阻下滤波器的伯德图。根据系统的参数和伯德图分析，综合考虑取虚拟电阻Rv＝10Ω时效果最佳，可以得到αβ坐标下虚拟电容电流idα和idβ。
3)直流侧电流指令值
和采样值idc做差，接入PI控制器后的输出为调制系数mi。通过调制系数、输出电流和输入电压相位角计算得到三相参考电流
4)abc坐标系下的三相参考电流，通过abc-αβ坐标变化，得到αβ坐标系下的两相静止参考电流
5)虚拟电容电流
和虚拟阻尼电流id补偿至参考电流
上，得到新的电流参考矢量
6)根据计算所得新的调制系数minew和相位角θinew、以及H桥固定移相角的移相控制量，按照调制模式确定两级开关矢量的配置、作用顺序和时间分配，产生相应的IGBT双向开关的驱动信号。
6.1)由图5所示，针对基于三相-单相矩阵变换器的电流空间矢量合成图，可分成6个扇区并由6个有效矢量Iab、Iac、Ibc、Iba、Ica、Icc和三个零矢量Iaa、Ibb、Icc构成。
6.2)采用双极性电流空间矢量调制策略使得3-1MC输出为正负交变的高频脉冲电。参考输入相电流矢量由其所在扇区相邻2个基本矢量(用来合成+Im，Im为3-1MC输出的正负交变高频电流的幅值平均值)、与之极性相反的两个2个基本矢量(用来合成-Im)和零矢量这5个矢量来合成。以扇区1为例，参考输入相电流可由Iab、Iac、Iba、Ica、Iaa共5个基本矢量来合成。
6.3)在前半个周期，参考输入电流可由其所在扇区的2个非零矢量Iab、Iac以及零矢量Iaa合成，在后半周期使用的基本矢量极性与前半周期相反、作用时间相同，目的是使3-1MC输出电流为与前半周期极性相反的电流-Im。
6.4)把一个PWM周期分为五个区间，第一和第二区间有效矢量Iab和Iba作用，时间均为dαTs/2，3-1MC的输出电压分别为Uab和Uba；同理，第三和第四区间有效矢量Iac和Ica作用，时间均为dβTs/2，3-1MC的输出电压分别为Uac和Uca；第五区间输出零矢量Iaa。
6.5)如图6所示，根据各扇区对应的占空比结合给定移相角，移相范围为(-π/2,π/2)，得到三相-单相矩阵变换器和H桥的给定信号。
7)考虑在轻负载情况下，调制指数
而输出电压应保持恒定，此时输入功率因数角
和输入电流ii不足以增大到实现网侧单位功率因数。因此，隔离型AC-DC矩阵变换器在轻负载条件下，只能在最大可实现功率因数状态下工作。
8)当变换器产生的虚拟电容值等于输入电容值时，此时网侧可以获得单位功率因数；在轻负载情况下，变换器不能产生足以抵消输入电容电流的虚拟电容电流时，以最大可实现功率因数运行。
上述实例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。
Claims (9)
1.一种隔离型AC-DC矩阵变换器拓扑，其特征在于：所述变换器拓扑由三相电源、输入LC滤波器、三相-单相AC-AC矩阵变换器、高频变压器、H桥变换器、输出LC滤波器及负载组成。
2.根据权利要求1所述隔离型AC-DC矩阵变换器，其特征在于：所述三相-单相矩阵变换器由12组IGBT和二极管反并联构成的双向开关构成，其中两个共发射极的IGBT构成双向开关，二极管作为续流通道，形成一个桥臂，每两个桥臂串联形成一个变换支路；A相上桥臂由双向开关Sap1和Sap2构成，A相下桥臂由双向开关San1和San2构成；B相上桥臂由双向开关Sbp1和Sbp2构成，B相下桥臂由双向开关Sbn1和Sbn2构成；C相上桥臂由双向开关Scp1和Scp2构成，C相下桥臂由双向开关Scn1和Scn2构成。每条支路的上下桥臂的中间点和输入LC滤波器相连，每条支路的上桥臂公共连接端以及下桥臂的公共连接端分别接在高频变压器原边的两侧。
3.根据权利要求2所述隔离型AC-DC矩阵变换器，其特征在于，所述H桥变换器由4组IGBT和二极管反并联构成的双向开关构成，其中二极管作为续流通道；每个双向开关作为一个桥臂，每两个桥臂串联形成一个变换支路；上桥臂S1和下桥臂S2这两个双向开关构成一个变换支路，上桥臂S3和下桥臂S4这两个双向开关构成另外一个变换支路。每条支路的上下桥臂的中间点和高频变压器的副边相连，每条支路的上桥臂公共连接端以及下桥臂的公共连接端分别接在输出侧LC滤波电路的两侧，最后滤波电路接电阻负载。
4.根据权利要求1～3所述的隔离型AC-DC矩阵变换器网侧功率因数和谐波抑制的控制方法，具体步骤包括：
1)正常负载情况下，虚拟电容电流与流过输入电容的电流极性相反，计算流过虚拟电容器的电流。
2)采用滤波电容并联虚拟电阻的有源阻尼法，计算虚拟电阻电流。
3)通过调制系数、输出电流和输入电压相位角计算得到三相参考电流
4)虚拟电容电流
和虚拟阻尼电流id补偿至参考电流
上，得到新的电流参考矢量
5)新的调制系数minew和相位角θinew表达式为：
6)根据新的调制系数minew和相位角θinew、以及H桥固定移相角的移相控制量，按照调制模式确定两级开关矢量的配置、作用顺序和时间分配，产生相应的IGBT双向开关的驱动信号。
7)考虑在轻负载情况下，调制指数
而输出电压应保持恒定，此时输入功率因数角
和输入电流ii不足以增大到实现网侧单位功率因数。因此，隔离型AC-DC矩阵变换器在轻负载条件下，只能在最大可实现功率因数状态下工作。
8)当变换器产生的虚拟电容值等于输入电容值时，此时网侧可以获得单位功率因数；在轻负载情况下，变换器不能产生足以抵消输入电容电流的虚拟电容电流时，以最大可实现功率因数运行。
5.根据权利要求4所述的隔离型AC-DC矩阵变换器网侧功率因数和谐波抑制的控制方法，其特征在于，步骤1)虚拟电容电流计算：
其中，
和
表示第k次和第k+1次采样时刻的电容电压。根据虚拟电容器的电容值和式(18)计算得到
经abc-αβ坐标变换，可以得到αβ坐标下虚拟电容电流
和
6.根据权利要求4所述的隔离型AC-DC矩阵变换器网侧功率因数和谐波抑制的控制方法，其特征在于，步骤2)虚拟电阻电流计算：
采用滤波电容并联虚拟电阻的有源阻尼法，系统的传递函数为：
根据系统的参数和伯德图分析，综合考虑取虚拟电阻Rv＝10Ω时效果最佳，虚拟阻尼电流的表达式为：
7.根据权利要求4所述的隔离型AC-DC矩阵变换器网侧功率因数和谐波抑制的控制方法，其特征在于，步骤3)三相参考电流
可通过调制系数、输出电流和输入电压相位角计算得到：
式中，idc为IAMC输出电流采样值，θ为输入电压的相位角，mi为调制系数，是直流侧电流指令值
和采样值idc做差，接入PI控制器后的输出量。abc坐标系下的三相参考电流，通过abc-αβ坐标变化，得到αβ坐标系下的两相静止参考电流
8.根据权利要求4所述的隔离型AC-DC矩阵变换器网侧功率因数和谐波抑制的控制方法，其特征在于，步骤6)按照调制模式确定两级开关矢量的配置、作用顺序和时间分配，得到相应的IGBT双向开关的驱动信号。
8.1)针对基于三相-单相矩阵变化器的电流空间矢量合成图，可分成6个扇区并由6个有效矢量Iab、Iac、Ibc、Iba、Ica、Icc和三个零矢量Iaa、Ibb、Icc构成。
8.2)采用双极性电流空间矢量调制策略使得3-1MC输出为正负交变的高频脉冲电。参考输入相电流矢量由其所在扇区相邻2个基本矢量(用来合成+Im，Im为3-1MC输出的正负交变高频电流的幅值平均值)、与之极性相反的两个2个基本矢量(用来合成-Im)和零矢量这5个矢量来合成。以扇区1为例，参考输入相电流可由Iab、Iac、Iba、Ica、Iaa共5个基本矢量来合成。
8.3)在前半个周期，参考输入电流可由其所在扇区的2个非零矢量Iab、Iac以及零矢量Iaa合成，其合成关系式为：
Ii＝dα1Iab+dβ1Iac+d01Iaa (9)
在后半周期使用的基本矢量极性与前半周期相反、作用时间相同，目的是使3-1MC输出电流为与前半周期极性相反的电流-Im，因此有dα2＝dα1，dβ2＝dβ1,d02＝d01且有：
式中，dα1、dβ1、dα2、dβ2、d0分别表示电流矢量Iab、Iac、Iba、Ica、Iaa的占空比。
8.4)把一个PWM周期分为五个区间，第一和第二区间有效矢量Iab和Iba作用，时间均为dαTs/2，3-1MC的输出电压分别为Uab和Uba；同理，第三和第四区间有效矢量Iac和Ica作用，时间均为dβTs/2，3-1MC的输出电压分别为Uac和Uca；第五区间输出零矢量Iaa。其占空比计算式为：
式中，m为调制系数，其取值范围
同理，参考矢量位于第二扇区时，一个PWM周期内占空比为：
参考矢量位于第三扇区时，一个PWM周期内占空比为：
参考矢量位于第四扇区时，一个PWM周期内占空比为：
参考矢量位于第五扇区时，一个PWM周期内占空比为：
参考矢量位于第六扇区时，一个PWM周期内占空比为：
8.5)根据各扇区对应的占空比结合给定移相角，移相范围为(-π/2,π/2)，得到三相-单相矩阵变换器和H桥的给定信号。
9.根据权利要求4所述的隔离型AC-DC矩阵变换器网侧功率因数和谐波抑制的控制方法，其特征在于，步骤7和8)中变换器的网侧电流is和网侧功率因数
为：
当变换器产生的虚拟电容值等于输入电容值时，此时网侧可以获得单位功率因数；在轻负载情况下，变换器不能产生足以抵消输入电容电流的虚拟电容电流时，以最大可实现功率因数运行。当
时，虚拟电容达到最大值为：
其中
a＝ω2(Us)2-ω4(Lf)2(Idc)2
b＝2(1-ω2LfCf)ω2LfIdc
c＝1-ω2LfCf
若Cvmax大于或等于Cf，则可以通过设置Cv＝-Cf，使系统工作在网侧单位功率因数状态下；若式(29)所获得的Cvmax小于Cf，此时使得Cv＝Cvmax，系统工作在MAPF状态下。因此，不同情况下的网侧功率因数可表示为：
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