CN110048623B - 线电压级联三相二极管高功率因数变换器及其控制策略 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种线电压级联三相二极管高功率因数变换器的拓扑结构及其控制策略，属于AC/DC变换器。该变换器包括线电压级联的三个三相二极管高功率因数变换器模块，其中每个模块由一个三相二极管整流桥，一个升压电感和N个功率开关单元构成。本发明利用线电压级联的连接方式以及功率开关单元的级联方式，达到降低开关管的电压应力，提升电压应用等级的目的，使此类变换器可在高压大功率等级场合应用；本发明专利所提出的电路拓扑可以使整个系统真正实现单位功率因数运行；且最大限度的降低了全控型功率开关器件的使用数量，从而有效地降低了变换器制作的成本，体积及开关损耗和控制的复杂性。

Description

线电压级联三相二极管高功率因数变换器及其控制策略

技术领域

本发明涉及一种AC/DC变换器的新型电路拓扑结构及其控制策略，特别是涉及一种能够应用在高压大功率等级场合，并能同时为多路负载供电的线电压级联的三相二极管高功率因数变换器。

背景技术

近年来，“多电平功率变换器”(Multilevel Converter)在高电压大功率变频调速、有源电力滤波、高压直流(HVDC)输电以及电力系统无功补偿等领域已得到成功的应用。多电平变换器的基本电路拓扑结构大致可分为箝位型和单元级联型两大类：如目前在工业中得到广泛应用的由西门子公司或ABB公司生产的二极管钳位型三电平中高压变频器，以及由罗宾康公司或利德华福公司生产的级联H桥中高压变频器就是这两类产品的典型代表。在这两类中高压变频器中无论哪一类，为了应用低耐压的电力半导体器件完成高电压的整流，均在整流输入侧使用了体积庞大、接线复杂、价格昂贵的工频移相变压器，这使其在许多工业场合的应用受到限制。

无工频变压器级联式多电平变换器，近年来在电力电子技术领域受到广泛关注。欧盟及美国均投入大量精力，将此类变换器作为构建适应于新能源发电系统接入，满足分布式发电需求的智能电网接口进行了深入研究。而日本则将无工频变压器级联式多电平变换器作为下一代中高压变压变频器进行了分析。此类变换器采用高频隔离双向DC/DC变换器双向传输能量，取消了传统级联式变换器中的工频移相变压器，两侧或者高压侧采用级联全控H桥(或级联MMC)多电平功率变换器结构。大大减小了系统体积、降低了系统重量。然而，此类变换器也有着明显的缺点，主要表现：级联整流(或逆变)级各模块以及双向DC/DC变换模块采用了较多的全控型器件，这些全控型器件造价昂贵，使系统成本上升；运行过程中开关损耗大，影响了系统整体效率；控制电路与控制算法设计复杂。实际上，在相当多的实际工业应用场合，能量并不需要在两个方向传输。该类变换器在不需要能量回馈的风机、泵类电动机节能调速领域的应用并无明显优势，这也是制约该类变换器实用化的关键因素之一。

本发明专利提出了一种如图3所示的能量单方向传输的，不需要体积庞大、接线复杂、价格昂贵的工频移相变压器，能在中高压下完成整流的级联式多电平变换器拓扑。该新型变换器拓扑可以作为新一代中高压变压变频器的整流级，在高电压下完成单位功率因数整流。与三相线电压级联VIENNA整流器相比，本发明所提出的线电压级联整流器在级联整流器模块数相同且每个级联整流器模块中的功率开关单元数均为1的情况下，可以将全控型功率开关器件数量减少为原数量的三分之一，并且克服了单个三相二极管单开关整流器本身固有功率因数不能到1的缺陷。

发明内容

本发明的目的是克服现有中高压变频器的不足，提供一种大功率线电压级联三相二极管高功率因数变换器，这种变换器无需使用工频移相变压器，可以使用低耐压的功率开关管完成高电压下的大功率整流变换，并具有功率因数校正功能，可真正实现单位功率因数整流；与现有各类中高压变频器的单位功率因数整流器相比，使用全控型功率开关器件大大减少，主功率电路的拓扑结构简单，控制方便，系统的工作效率高，体积小，重量轻，成本低，在高压直流输电、大功率电力电子变压器，大功率中高压交-直-交变频器等应用领域具有重要的应用价值。

本发明的发明目的是通过下述技术方案予以实现的：三相线电压级联三相二极管高功率因数变换器，包括二级级联结构，其特征在于，三个三相二极管高功率因数变换器模块通过输入侧的线电压级联在一起；

所述三相二极管高功率因数变换器模块包括三相二极管整流桥，升压电感L_K(K＝1,2,3)和N个功率开关单元，其中N为正整数；

所述三相二极管整流桥包括6个普通二极管D_aK+、D_bK+、D_cK+和D_aK-、D_bK-、D_cK-(K＝1,2,3)，其中，每相桥臂中下桥臂的二极管的阴极与上桥臂的二极管的阳极相串联，三相上桥臂的二极管D_aK+、D_bK+、D_cK+共阴极相连构成整流输出正端、下桥臂二极管D_aK-、D_bK-、D_cK-共阳极相连构成整流输出负端；

所述功率开关单元包括功率开关器件S，快速整流二极管D_f，直流输出电容C和电阻R，所述功率开关器件S的第一接线端与所述快速整流二极管D_f的阳极相连，所述快速整流二极管D_f的阴极与并联连接的所述电容C和所述电阻R的一端相连，所述电容C和所述电阻R的另一端与所述功率开关器件S的第二接线端相连；其中各个所述功率开关单元的第二接线端与下一个所述功率开关单元的第一个接线端依次相连，N个级联起来的所述功率开关单元剩余两个自由端，即第一个所述功率开关单元的第一接线端与第N个所述功率开关单元的第二接线端，其中所述第一个功率开关单元的第一接线端与所述升压电感的一端相连，所述升压电感的另一端与所述三相二极管整流桥的整流输出正端相连，所述第N个功率开关单元的第二接线端与所述三相二极管整流桥的整流输出负端相连；

所述三相二极管整流桥对应相上下两桥臂的连接点分别记为a_i、b_i、c_i(i＝1,2,3)；三个所述三相二极管高功率因数变换器模块通过输入侧的线电压级联在一起，具体连接方式为：a₁与a相相连，b₁与第二个模块的a₂相连，b₂与b相相连，c₂与第三个模块的b₃相连，c₃与c相相连，a₃与第一个模块的c₁相连。如图3所示。

根据图3所示结构，可得二级级联三相二极管高功率因数变换器的简化连接结构，如图4所示。根据图3所示结构，级联三相二极管高功率因数变换器的交流侧线电压可以表示为：

该变换器的子单元是结构完全相同的三相二极管高功率因数变换器模块；采用的开关管为全控型电力半导体器件，可以实现单位功率因数运行。

由上述二级级联的三相二极管高功率因数变换器拓扑的构造思路，可得由6个三相二极管高功率因数变换器模块构成的三级级联的三相二极管高功率因数变换器，具体连接方式为：a₁与a相相连，b₁与a₂相连，b₂与a₃相连，b₃与b相相连，c₃与b₄相连，c₄与b₅相连，c₅与c相相连，a₅与c₆相连，a₆与c₁相连，a₄、c₂与b₆相连，如图5所示。

根据图5所示结构，可得三级级联三相二极管高功率因数变换器的简化连接结构，如图6所示。根据图5所示结构，级联三相二极管高功率因数变换器的交流侧线电压可表示为：

由二级级联得到三级级联拓扑的扩展方法可推广到m级级联。对于m级级联的三相二极管高功率因数变换器，其交流侧线电压的表达式应为：

由式(3)可知：对于m级级联的三相二极管高功率因数变换器，由(3m-3)个三相二极管高功率因数变换器模块构成，共需要(N*(3m-3))个有源开关和(N*(3m-3))个直流侧输出电容；不同模块桥臂间的连接关系：a相与a₁相连，b相与b_m相连，c相与c_(2m-1)相连，b_i与a_(i+1)相连(1≤i≤m)，c_j与b_j相连(m≤i≤2m-1)，a_k与c_(k+1)相连(m-1≤k≤3m-3)，其中每个三相二极管整流桥上下桥臂的连接点分别记为a_i、b_i、c_i(i＝1,2,3,…,3m-3)，其余模块桥臂间连接方式与级联数有关：当m为偶数时，c_i与b_3m-1-i相连(1<i≤m)，a_j与c_2m-j相连，其中b_k与a_4m-2-k相连/>当m为奇数时，与偶数连接情况相似，只是将i、j、k的最大值减1，并增加一条连接线将/>星型连接；其中，每个三相桥的上下桥臂的连接点分别记为a_i，b_i，c_i(i＝1,2,3,…,3m-3)。

本发明具有如下有益效果：

①由于本发明的线电压级联三相二极管高功率因数变换器是通过三相输入电源的线电压间级联而构成，不仅可以继承三相二极管高功率因数变换器的以下优点：结构简单，控制方便，有源开关管数量少，开关损耗小，效率高等；同时通过功率开关单元的级联可以使用低耐压的有源开关管和快恢复二极管完成高电压的整流；而且还可以利用三相输入线电压级联叠加的连接方式进一步降低开关管的电压应力，提升电压等级，使该变换器适合应用在高压大功率等级场合；另外单个三相二极管高功率因数变换器并不能真正实现单位功率因数运行，但应用本发明专利所提出的电路拓扑通过线电压级联的方式可以使整个系统真正实现单位功率因数运行，功率因数达到99.999％。

②由电路结构可知，采用两个模块级联的三相全控型级联H桥整流器每相需要两个单相H桥级联组成，每个H桥需要4个全控型电力半导体器件，三相总共需要24个全控型电力半导体器件；全部应用全控型电力半导体器件采用同样三相桥线电压级联的三相整流器由三个三相桥整流模块级联组成，每个模块需采用6个全控型电力半导体器件，总共需要18个全控型电力半导体器件；采用同样三相桥线电压级联的VIENNA整流器由三个三相VIENNA整流模块级联组成，每个模块需采用3个全控型电力半导体器件，总共需要9个全控型电力半导体器件；而本发明所提出的级联整流器在级联模块数相同(例如均为三个模块级联)且每个三相二极管高功率因数变换器应用一个功率开关单元时，则整个系统只需3个全控型电力半导体器件，与三相全控型级联H桥整流器相比，可以少用21个全控型电力半导体器件，与全部应用全控型电力半导体器件采用同样三相桥线电压级联的三相整流器相比，则少用15个全控型电力半导体器件，与采用同样三相桥线电压级联的VIENNA整流器相比，则少用6个全控型电力半导体器件，从而可有效降低变换器制作的成本，体积及开关损耗和控制的复杂性。

③该变换器不仅可以采用常规的电流相位实时跟踪电压相位的双闭环控制，即每个桥臂电流都有电流环的控制方法，本发明还提出另外三种更简单更优化的控制方法以实现交流电流对电源电压相位的跟踪，实现单位功率因数运行，以及直流侧的多路稳定输出，既可满足实际工程中对电流总谐波畸变THD≤5％的要求，又可降低级联变换器控制系统的复杂性。四种控制方式优缺点明显，工程应用中可根据控制要求和参数要求进行选择。对于级联的N个功率开关单元，本发明还提出通过采用脉冲移相控制方式，以及脉冲宽度补偿控制方式，达到进一步降低输入电流的纹波，以及平衡每个功率开关单元输出电压的目的。

④本发明保持了传统级联型变换器的优点：每个变换器子单元的结构相同，容易进行模块化设计、调试、安装等，开关器件电压应力低，适合应用在高压大功率等级场合。

附图说明

下面结合附图对本发明进一步说明。

图1为功率开关单元电路图；

图2为三相二极管高功率因数变换器模块；

图3为二级级联三相二极管高功率因数变换器电路拓扑；

图4为二级级联三相二极管高功率因数变换器的简化连接结构图；

图5为三级级联三相二极管高功率因数变换器电路拓扑；

图6为三级级联三相二极管高功率因数变换器的简化连接结构图；

图7为二级级联三相二极管高功率因数变换器第一种控制方式下的控制框图；

图8为二级级联三相二极管高功率因数变换器第二种控制方式下的控制框图；

图9为二级级联三相二极管高功率因数变换器第三种控制方式下的控制框图；

图10为二级级联三相二极管高功率因数变换器第四种控制方式下的控制框图；

图11为N个级联的功率开关单元脉冲移相加脉冲宽度补偿控制框图；

图12为二级级联三相二极管高功率因数变换器在第一种控制方式下的仿真波形；

图13为二级级联三相二极管高功率因数变换器在第一种控制方式下的THD分析；

图14为二级级联三相二极管高功率因数变换器在第二种控制方式下的仿真波形；

图15为二级级联三相二极管高功率因数变换器在第二种控制方式下的THD分析；

图16为二级级联三相二极管高功率因数变换器在第三种控制方式下的仿真波形；

图17为二级级联三相二极管高功率因数变换器在第三种控制方式下的THD分析；

图18为二级级联三相二极管高功率因数变换器在第四种控制方式下的仿真波形；

图19为二级级联三相二极管高功率因数变换器在第四种控制方式下的THD分析；

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施方式和工作原理做进一步的描述：

如图3所示，本发明的三相线电压级联三相二极管高功率因数变换器，包括二级级联结构，其特征在于，三个三相二极管高功率因数变换器模块通过输入侧的线电压级联在一起；

所述三相二极管高功率因数变换器模块如图2所示，包括三相二极管整流桥，升压电感L_K(K＝1,2,3)和N个功率开关单元组成，其中N为正整数；

所述三相二极管整流桥包括6个普通二极管D_aK+、D_bK+、D_cK+和D_aK-、D_bK-、D_cK-(K＝1,2,3)，其中，每相桥臂中下桥臂的二极管的阴极与上桥臂的二极管的阳极相串联，三相上桥臂的二极管D_aK+、D_bK+、D_cK+共阴极相连构成整流输出正端、下桥臂二极管D_aK-、D_bK-、D_cK-共阳极相连构成整流输出负端；所述三相二极管整流桥对应相上下两桥臂的连接点分别记为a₁、b₁、c₁，a₂、b₂、c₂和a₃、b₃、c₃；其中，流入每个桥臂的电流记为i_li(l＝a,b,c；i＝1,2,3)；

所述功率开关单元如图1所示，包括功率开关器件S，快速整流二极管D_f，直流输出电容C和电阻R，所述功率开关器件S的第一接线端与所述快速整流二极管D_f的阳极相连，所述快速整流二极管D_f的阴极与并联连接的所述电容C和所述电阻R的一端相连，所述电容C和所述电阻R的另一端与所述功率开关器件S的第二接线端相连；

所述各个功率开关单元的第二接线端与下一个所述功率开关单元的第一接线端依次相连，N个级联起来的所述功率开关单元剩余两个自由端，即第一个功率开关单元的第一接线端与第N个功率开关单元的第二接线端，其中所述第一个功率开关单元的第一接线端与所述升压电感的一端相连，所述升压电感的另一端与所述三相二极管整流桥的整流输出正端相连，所述第N个功率开关单元的第二接线端与所述三相二极管整流桥的整流输出负端相连，如图2所示，所述各个功率开关单元的输出电压记为U_oij(i＝1，2，3；j＝1，2，…，N)；所述各个三相二极管高功率因数变换器模块直流输出总电压分别记为U_oi(i＝1，2，3)，且

三个所述三相二极管高功率因数变换器模块是通过输入侧的线电压级联在一起的，具体连接方式如图3所示：a₁与a相相连，b₁与第二个模块的a₂相连，b₂与b相相连，c₂与第三个模块的b₃相连，c₃与c相相连，a₃与第一个模块的c₁相连。

为以下分析本发明的工作原理及其性能特点方便，作如下假设：三相电源的内阻为0；每个子模块元件参数完全相同，开关均为理想开关S，每组功率开关驱动信号相同，且无信号延迟；每个模块整流输出端的升压电感和输出滤波电容相等，记为L₁＝L₂＝L₃＝L，C_{dc_ij}＝C(i＝1,2,3；j＝1,2,…,N)且不存在等效电阻；负载电阻阻值相等，记为R_{dc_ij}＝R(i＝1,2,3；j＝1,2,…,N)。

级联的三个三相二极管高功率因数变换器模块对应相的有源开关驱动信号分别记为s_ij(i＝1,2,3；j＝1,2,…,N)；有源开关导通时为1，关断时为0。

三相电源输入平衡时，根据假设条件可得三个三相二极管高功率因数变换器每组输出的电压平均值相等，设为U_o1＝U_o2＝U_o3＝U_o，U_dcij为每个功率开关单元直流侧电容两端的电压，且U_dcij＝U_oij(i＝1,2,3；j＝1,2,…,N)。由电路连接方式，可得线电压级联三相二极管高功率因数变换器交流侧的输入线电压为：

在理想状态下，图3所示变换器三相电流对称，假设其表达式如(5)所示，其中I为其有效值。

对图3交流侧根据KCL定律，列方程：

由图4可得：

内部环流回路由KVL方程得：

由(8)(9)式可得：

u_b1c1+u_a3b3+u_c2a2＝0，因此可推出(10)式：

i_a3+i_b1+i_c2＝i_a2+i_b3+i_c1＝0 (10)

由式(5)(6)(7)(10)可推出：

根据三相二极管高功率因数变换器的工作原理，线电压级联三相二极管高功率因数变换器交流侧的输入线电压由式(4)可进一步描述为：

u_ab、u_bc、u_ca三相线电压对称，且依次相差120°，U_o1＝U_o2＝U_o3＝U_o，L₁＝L₂＝L₃＝L，由式(12)易见，当s_1j、s_2j、s_3j依次相差120°时，即可使变换器正常工作，输出电流i_a1、i_b2、i_c3三相对称，依次相差120°。

为了实现交流电流对电源电压相位的跟踪，实现单位功率因数运行，以及直流侧的多路稳定输出，该变换器可以采用四种不同的控制方法进行控制以达到不同的控制要求：

第一种三相线电压级联三相二极管高功率因数变换器的控制策略，采用电流相位实时跟踪电压相位的双闭环控制，由一个电压环与对应于三相电流的3个电流环组成，每组N个开关管采用同一驱动信号，如图7所示。电压环将三个线电压级联的三相二极管高功率因数变换器的直流侧电压输出和的平均值与直流电压给定信号U_o ^*比较后送入PI调节器，PI调节器输出的直流电流信号的幅值I_d分别与a相、b相、c相相电压相位相同的正弦信号相乘，产生的三组交流信号i_1d ^*、i_2d ^*、i_3d ^*分别作为第一组、第二组、第三组三相二极管高功率因数变换器交流电流的指令信号，该交流电流的指令信号与实际电流信号比较后送入PI调节器，PI调节器输出与三角波比较后，生成开关管的驱动信号s_1j、s_2j、s_3j，此种控制方法控制简单，可以实现三相电流有源功率因数校正，总谐波畸变率THD≈2.99％，但需要三个锁相环和多个电压、电流传感器。

第二种三相线电压级联三相二极管高功率因数变换器的控制策略是对第一种控制策略的优化，如图8所示，每组N个开关管采用同一驱动信号；此种控制方式只需检测a相电压，生成与a相相电压相位相同的正弦信号，然后将此a相电压正弦信号依次延迟120°、240°构成b相和c相电压正弦信号，电压环将三个线电压级联的三相二极管高功率因数变换器的直流侧电压输出和的平均值与直流电压给定信号U_o ^*比较后送入PI调节器，PI调节器输出直流电流信号的幅值I_d，分别与a相，b相和c相电压正弦信号相乘，产生三组交流电流指令信号，与实际电流信号比较后送入PI调节器，输出与三角波比较，生成开关管驱动信号s_1j、s_2j、s_3j。此种控制方法控制效果良好，控制方式优化，同样可以实现三相电流有源功率因数校正，使三相输入电流正弦化，总谐波畸变率THD≈1.98％，但动态性能较差且仍需要锁相环。

第三种三相线电压级联三相二极管高功率因数变换器的控制策略是对第二种控制策略的优化，如图9所示，采用输入电流自动跟随输入电压变化的单周期控制，电压环控制相同，每组N个开关管采用同一驱动信号；电压环将三个线电压级联的三相二极管高功率因数变换器的直流侧电压输出和的平均值与直流电压给定信号U_o ^*比较后送入PI调节器，PI调节器输出的直流电流信号的幅值I_d，与归一化的三角波相乘构成幅值受电压环输出控制的三角波信号，三相电流的采样信号的绝对值与此三角波相比较，生成开关管的驱动信号s_1j、s_2j、s_3j，此种控制方法不需要检测电源电压和使用锁相环，控制方式简单，控制效果良好，能实现三相电流有源功率因数校正，使三相输入电流正弦化，总谐波畸变率THD≈2.89％，动态性能良好，但是电流波动较大。

第四种三相线电压级联三相二极管高功率因数变换器的控制策略是对第三种控制策略的优化，如图10所示，采用输入电流自动跟随输入电压变化的单周期控制，每组N个开关管采用的驱动信号依次延时个周期，T_s为功率开关管开关周期；电压环将三个线电压级联的三相二极管高功率因数变换器的直流侧电压输出和的平均值与直流电压给定信号U_o ^*比较后送入PI调节器，PI调节器输出的直流电流信号的幅值I_d，与归一化的三角波相乘构成幅值受电压环输出控制的三角波信号；三相电流的采样信号的绝对值与此三角波相比较，生成每组开关管的总驱动信号s₁、s₂、s₃，再将每组的驱动信号依次延时/>生成每组各个开关管的驱动信号s₁₁、s₁₂…s_1N，s₂₁、s₂₂…s_2N，s₃₁、s₃₂…s_3N，此种控制方法效果最好，动态特性最好，且能实现三相电流有源功率因数校正，三相输入电流正弦化，总谐波畸变率THD≈1.12％，电流波动很小。

四种控制方法都可以实现交流电流对电源相位的跟踪，实现单位功率因数运行，以及直流侧的多路稳定输出，都可满足实际工程中对电流总谐波畸变THD≤5％的要求，但是控制系统复杂性、动态性与实时性，以及控制效果不同，工程应用中可根据控制要求和参数要求进行选择。

所述的三相线电压级联三相二极管高功率因数变换器控制的策略，其中，每个三相二极管高功率因数变换器模块的功率开关单元的个数为N，N为正整数，N个所述功率开关单元之间，可通过采用脉冲移相控制方式加脉冲宽度补偿控制方式，在降低输入电流纹波的同时，达到平衡每个功率开关单元输出电压的目的。如图11所示，级联的N个功率开关单元直流侧输出电压与直流电压给定信号U_o ^*比较后送入PI调节器，PI调节器输出的直流电流信号的幅值I_d与相电压同步正弦信号相乘，产生的信号i_d ^*作为交流电流的指令信号，该交流电流的指令信号与实际电流信号比较后送入PI调节器，作为总的调制信号；把剩余(N-1)个级联单元输出的实际电压U_oi2、U_oi3…U_oiN分别与相应的给定电压U_oi2 ^*、U_oi3 ^*…U_oiN ^*相比较，经过各自独立的PI调节器再分别乘以相电压同步正弦信号，得到(N-1)个误差信号作为脉冲宽度的补偿信号Δe₂、Δe₃、…、Δe_N；再分别与总调制信号叠加作为相应剩余(N-1)个开关管的调制信号；第一个开关管的补偿信号/>与总调制波信号叠加作为第一个开关管的调制信号；N个调制信号分别与相位依次错开/>个周期的三角波相比较生成N个功率开关管的驱动信号s_i1、s_i2…s_iN。

为了验证本专利所提出的拓扑及其控制策略的有效性，取N＝3的三相二极管高功率因数变换器的线电压二级级联的拓扑结构，对上述四种控制策略进行了仿真。

仿真波形如图12、图14、图16、图18所示，图12为该拓扑在第一种控制方式下的仿真波形，图13为该拓扑在第一种控制方式下仿真波形的THD分析；图14为该拓扑在第二种控制方式下的仿真波形，图15为该拓扑在第二种控制方式下的仿真波形的THD分析；图16为该拓扑在第三种控制方式下的仿真波形图17为该拓扑在第三种控制方式下的仿真波形的THD分析；图18为该拓扑在第四种控制方式下的仿真波形，图19为该拓扑在第四种控制方式下的仿真波形的THD分析；可以看出，通过本发明所提出的简单的电路拓扑及相应的控制策略，能够使整个整流系统实现单位功率因数运行，输入电流正弦化，直流侧多路输出且可控，电流总谐波畸变率THD≤5％，满足工程需求。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属领域的技术人员来说，还可以再做出适当推演、等同变换、改进等，但在不脱离本发明构造思路的前提下，均应包含在本发明的保护范围内。

Claims (7)

1.一种三相线电压级联三相二极管高功率因数变换器，包括二级级联结构，其特征在于，三个三相二极管高功率因数变换器模块通过输入侧的线电压级联在一起；

所述三相二极管高功率因数变换器模块包括三相二极管整流桥，升压电感L_K，K＝1,2,3和N个功率开关单元，其中N为正整数；

所述三相二极管整流桥包括6个普通二极管D_aK+、D_bK+、D_cK+和D_aK-、D_bK-、D_cK-，K＝1,2,3，其中，每相桥臂中下桥臂的二极管的阴极与上桥臂的二极管的阳极相串联，三相上桥臂的二极管D_aK+、D_bK+、D_cK+共阴极相连构成整流输出正端、下桥臂二极管D_aK-、D_bK-、D_cK-共阳极相连构成整流输出负端；

所述功率开关单元包括功率开关器件S，快速整流二极管D_f，直流输出电容C和电阻R，所述功率开关器件S的第一接线端与所述快速整流二极管D_f的阳极相连，所述快速整流二极管D_f的阴极与并联连接的所述电容C和所述电阻R的一端相连，所述电容C和所述电阻R的另一端与所述功率开关器件S的第二接线端相连；其中各个所述功率开关单元的第二接线端与下一个所述功率开关单元的第一个接线端依次相连，N个级联起来的所述功率开关单元剩余两个自由端，即第一个功率开关单元的第一接线端与第N个功率开关单元的第二接线端，其中所述第一个功率开关单元的第一接线端与所述升压电感的一端相连，所述升压电感的另一端与所述三相二极管整流桥的整流输出正端相连，所述第N个功率开关单元的第二接线端与所述三相二极管整流桥的整流输出负端相连；

所述三相二极管整流桥对应相上下两桥臂的连接点分别记为a_i、b_i、c_i，i＝1,2,3；三个所述三相二极管高功率因数变换器模块通过输入侧的线电压级联在一起，具体连接方式为：a₁与a相相连，b₁与第二个模块的a₂相连，b₂与b相相连，c₂与第三个模块的b₃相连，c₃与c相相连，a₃与第一个模块的c₁相连。

2.根据权利要求1所述的三相线电压级联三相二极管高功率因数变换器，其特征在于，对于m级级联的三相二极管高功率因数变换器，由3m-3个三相二极管高功率因数变换器模块构成，共需要N*(3m-3)个有源开关和N*(3m-3)个直流输出电容；不同模块桥臂间的连接关系为：a相与a₁相连，b相与b_m相连，c相与c_2m-1相连，b_i与a_i+1相连，其中1≤i≤m，c_j与b_j+1相连，其中m≤j≤2m-1，a_k与c_k+1相连，其中2m-1≤k≤3m-3，其余模块桥臂间连接方式与级联数有关：当m为偶数时，c_i与b_3m-1-i相连，其中1<i≤m，a_j与c_2m-j相连，其中b_k与a_4m-2-k相连，其中/>当m为奇数时，与偶数连接情况相似，只是将i、j、k的最大值减1，并增加一条连接线将/>星型连接；其中，每个三相桥的上下桥臂的连接点分别记为a_i，b_i，c_i，其中i＝1,2,3,…,3m-3。

3.如权利要求1所述的三相线电压级联三相二极管高功率因数变换器的控制策略，其特征在于，采用电流相位实时跟踪电压相位的双闭环控制，由一个电压环与对应于三相电流的3个电流环组成，每组N个开关管采用同一驱动信号；电压环将三个线电压级联的三相二极管高功率因数变换器的直流侧电压输出和的平均值与直流电压给定信号U_o ^*比较后送入PI调节器，PI调节器输出的直流电流信号的幅值I_d分别与a相、b相、c相相电压相位相同的正弦信号相乘，产生的三组交流信号i_1d ^*、i_2d ^*、i_3d ^*分别作为第一组、第二组、第三组三相二极管高功率因数变换器交流电流的指令信号，该交流电流的指令信号与实际电流信号比较后送入PI调节器，PI调节器输出与三角波比较后，生成开关管的驱动信号s_1j、s_2j、s_3j，此种控制方法控制简单，可以实现三相电流有源功率因数校正，总谐波畸变率THD≈2.99％，但动态特性较差，且需要三个锁相环和多个电压、电流传感器。

4.如权利要求1所述的三相线电压级联三相二极管高功率因数变换器的控制策略，其特征在于，此种控制方式只需检测a相电压，生成与a相相电压相位相同的正弦信号，然后将此a相电压正弦信号依次延迟120°、240°构成b相和c相电压正弦信号，电压环将三个线电压级联的三相二极管高功率因数变换器的直流侧电压输出和的平均值与直流电压给定信号U_o ^*比较后送入PI调节器，PI调节器输出的直流电流信号的幅值I_d，分别与a相，b相和c相电压正弦信号相乘，产生三组交流电流指令信号，与实际电流信号比较后送入PI调节器，输出与三角波比较，生成开关管驱动信号s_1j、s_2j、s_3j；每组N个开关管采用同一驱动信号；此种控制方法控制效果良好，控制方式优化，同样可以实现三相电流有源功率因数校正，使三相输入电流正弦化，总谐波畸变率THD≈1.98％，但动态性能较差且仍需要锁相环。

5.如权利要求1所述的三相线电压级联三相二极管高功率因数变换器的控制策略，其特征在于，采用输入电流自动跟随输入电压变化的单周期控制，每组N个开关管采用同一驱动信号；电压环将三个线电压级联的三相二极管高功率因数变换器的直流侧电压输出和的平均值与直流电压给定信号U_o ^*比较后送入PI调节器，PI调节器输出的直流电流信号的幅值I_d，与归一化的三角波相乘构成幅值受电压环输出控制的三角波信号，三相电流的采样信号的绝对值与此三角波相比较，生成开关管的驱动信号s_1j、s_2j、s_3j，此种控制方法不需要检测电源电压和使用锁相环，控制方式简单，控制效果良好，能实现三相电流有源功率因数校正，使三相输入电流正弦化，总谐波畸变率THD≈2.89％，动态性能良好，但是电流波动较大。

6.如权利要求1所述的三相线电压级联三相二极管高功率因数变换器的控制策略，其特征在于，采用输入电流自动跟随输入电压变化的单周期控制，每组N个开关管采用的驱动信号依次延时个周期，T_s为功率开关管开关周期；电压环将三个线电压级联的三相二极管高功率因数变换器的直流侧电压输出和的平均值/>与直流电压给定信号U_o ^*比较后送入PI调节器，PI调节器输出的直流电流信号的幅值I_d，与归一化的三角波相乘构成幅值受电压环输出控制的三角波信号，三相电流的采样信号的绝对值与此三角波相比较，生成每组开关管的总驱动信号s₁、s₂、s₃，再将每组的驱动信号依次延时/>生成每组各个开关管的驱动信号s₁₁、s₁₂…s_1N，s₂₁、s₂₂…s_2N，s₃₁、s₃₂…s_3N，此种控制方法最好，不仅能实现三相电流有源功率因数校正，三相输入电流正弦化，且总谐波畸变率降为THD≈1.12％，电流波动降为±0.05。

7.根据权利要求3至6任一项所述的三相线电压级联三相二极管高功率因数变换器的控制策略，其中，每个三相二极管高功率因数变换器模块的功率开关单元的个数为N，N为正整数，N个所述功率开关单元之间可以通过采用脉冲移相控制方式加脉冲宽度补偿控制方式，在降低输入电流纹波的同时，达到平衡每个功率开关单元输出电压的目的，其特征在于：级联的N个所述功率开关单元直流侧输出电压与直流电压给定信号U_o ^*比较后送入PI调节器，PI调节器输出的直流电流信号的幅值I_d与相电压同步正弦信号相乘，产生的信号i_d ^*作为交流电流的指令信号，该交流电流的指令信号与实际电流信号比较后送入PI调节器，作为总的调制信号；把剩余N-1个级联单元输出的实际电压U_oi2、U_oi3…U_oiN分别与相应的给定电压U_oi2 ^*、U_oi3 ^*…U_oiN ^*相比较，经过各自独立的PI调节器再分别乘以相电压同步正弦信号，得到N-1个误差信号作为脉冲宽度的补偿信号Δe₂、Δe₃、…、Δe_N；再分别与总调制信号叠加作为相应剩余N-1个开关管的调制信号，第一个开关管的补偿信号/>与总调制波信号叠加作为第一个开关管的调制信号；N个调制信号分别与相位依次错开/>个周期的三角波相比较生成N个功率开关管的驱动信号s_i1、s_i2…s_iN。