CN113037109B - 一种九电平逆变器及九电平有源滤波器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种九电平逆变器及九电平有源滤波器，属于电能质量控制领域。本发明为了解决现有的多电平拓扑存在开关器件较多，损耗较大，系统体积成本较高的问题。本发明包括的第一电容并接在第一桥臂两端，第二电容并接在第二桥臂两端，第一桥臂的两端分别通过第一双向辅助开关和第二双向辅助开关连接第二桥臂的两端形成闭合回路，所述第七开关管的两端分别连接第一电容的正极端和第二电容的负极端，第八开关管的两端分别连接第二电容的正极端和第一电容的负极端。本发明具有开关损耗低、电压应力小、电磁干扰低、系统容量大等优点。

Description

一种九电平逆变器及九电平有源滤波器
技术领域
本发明涉及电能质量控制领域，特别是涉及一种九电平逆变器及九电平有源滤波器。
背景技术
功率变换技术的迅速发展带动了电力电子器件的大量应用。一方面方便了电能的转化和应用，另一方面也造成了严重的电能质量问题。非线性电气设备被越来越多的应用于工业和商业，这些非线性负载会产生大量的谐波电流，谐波电流又会对自身和电网中的其他设备产生影响，同时造成输电线路上电压畸变，严重影响电能质量。有源电力滤波器以滤波特性好、体积小、应用灵活等优点，能够用于动态抑制谐波和补偿无功，是提高电能质量的重要装置。与传统两电平有源电力滤波器相比较，多电平有源电力滤波器具有谐波含量低，电压应力小，可以应用于中高压大功率场合。但现有的多电平拓扑存在开关器件较多，损耗较大，系统体积成本较高的弊端。
发明内容
为了解决上述问题，本发明提供了一种九电平逆变器及九电平有源滤波器，具有输出电平多、开关损耗低、电压应力小、电磁干扰低、系统容量大等优点，并且减少了输出电压波形的谐波含量，降低了系统的体积和成本。
本发明第一方面提供了一种九电平逆变器，包括电路结构相同的A相电路、B相电路和C相电路，所述B相电路包括第一桥臂、第二桥臂、第一电容、第二电容、第一双向辅助开关、第二双向辅助开关、第七开关管和第八开关管，第一桥臂包括第一开关管和第二开关管，第二桥臂包括第五开关管和第六开关管，所述第一电容并接在第一桥臂两端，第二电容并接在第二桥臂两端，第一桥臂的两端分别通过第一双向辅助开关和第二双向辅助开关连接第二桥臂的两端形成闭合回路，所述第七开关管的两端分别连接第一电容的正极端和第二电容的负极端，第八开关管的两端分别连接第二电容的正极端和第一电容的负极端。
进一步的，所述第一双向辅助开关和第二双向辅助开关的结构相同。
进一步的，所述第一双向辅助开关包括第三开关管和四个二极管。
进一步的，所述九电平逆变器通过LCL滤波器连接电网。
进一步的，第一电容的电压值V1与第二电容的电压值V2的比为3:1。
进一步的，所述九电平分别为：0，±V2，±(V1-V2)，±V1，±(V1+V2)。
进一步的，输出各电平时的电路导通情况为：
当输出电平为V1+V2时，第一开关管、第六开关管和第八开关管导通，其余开关管关断；
当输出电平为+V1时，第一开关管、第四开关管和第六开关管导通，其余开关管关断；
当输出电平为V1-V2时，第一开关管、第四开关管和第五开关管导通，其余开关管关断；
当输出电平为V2时，第一开关管、第三开关管和第六开关管导通，其余开关管关断；
当输出电平为0时，第一开关管、第三开关管和第五开关管导通，其余开关管关断；
当输出电平为-V2时，第二开关管、第四开关管和第五开关管导通，其余开关管关断；
当输出电平为-(V1-V2)时，第二开关管、第三开关管和第六开关管导通，其余开关管关断；
当输出电平为-V1时，第二开关管、第三开关管和第五开关管导通，其余开关管关断；
当输出电平为-(V1+V2)时，第二开关管、第五开关管和第七开关管导通，其余开关管关断。
本发明第二方面提供了一种九电平有源电力滤波器，包括采样单元、控制单元、驱动单元和功率单元，所述功率单元包括本发明第一方面所述的九电平逆变器。
如上所述，本发明提供的一种九电平逆变器及九电平有源滤波器，具有如下效果：
1、本发明提供的九电平逆变器和基于该九电平逆变器的有源电力滤波器系统具有快速、安全、稳定的优点，与传统的两电平有源电力滤波装置相比，多电平有源电力滤波装置具有开关损耗小、电压应力小、电磁干扰低、系统容量大等优点，并且减少了输出电压波形的谐波含量，降低了系统的体积和成本。
2、本发明所述的九电平逆变器的三相电路相同，三相电路以中性点悬浮的星型结构连接，通过控制每相功率开关管的开通和关断，可以合成九电平电压输出波形，与传统的两电平和三电平拓扑结构相比，本发明提出的新型九电平拓扑结构能降低开关管的耐压值，改善输出波形的质量，提高补偿效果。
3、本发明提供的九电平拓扑结构是不对称的，第二桥臂的两个开关管只需承受第二电容的额定电压，电压应力低，因此可以选用成本较低的MOSFET(300V)代替IGBT，进一步降低有源电力滤波器的成本。
附图说明
图1为本发明实施例的一种八开关九电平有源电力滤波器整体原理框图；
图2为本发明实施例的一种八开关九电平有源电力滤波器主电路拓扑图；
图3为不同的九电平电路拓扑图，图3a为本发明实施例的B相逆变器电路拓扑图，图3b第一种现有九电平拓扑结构图，图3c为第二种现有九电平拓扑结构图，图3d为第三种九电平拓扑结构图；
图4为本发明实施例的输出电平开关管工作状态；
图5为本发明实施例的电容的充放电原理图；
图6为本发明实施例整体控制策略框图；
图7为电容电压整体控制策略框图；
图8为电容电压独立控制策略框图；
图9为内模的等效结构；
图10为理想情况下重复控制系统结构框图；
图11为改进后的重复控制系统结构框图；
图12为本发明实施例补偿前B相电网电流仿真波形图；
图13为本发明实施例补偿后B相电网电流仿真波形图；
图14为本发明实施例的电容电压仿真波形图；
图15为本发明实施例的逆变器B相输出电压仿真波形图；
图16为本发明实施例的交流电流采样电路；
图17为本发明实施例的电网电压采样电路；
图18为本发明实施例的直流电容电压采样电路；
图19为本发明实施例的2SD315AI的驱动电路；
图20为本发明实施例的主程序流程图；
图21为本发明实施例的AD中断流程图。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
本实施例的一种九电平逆变器，包括电路结构相同的A相电路、B相电路和C相电路，三相电路采用中性点悬浮的星型结构连接，所述B相电路包括第一桥臂、第二桥臂、第一电容CB1、第二电容CB2、第一双向辅助开关S1、第二双向辅助开关S2、第七开关管SWB7和第八开关管SWB8，第一电容CB1和第二电容CB2均为直流电容；第一桥臂包括第一开关管SWB1和第二开关管SWB2，第二桥臂包括第五开关管SWB5和第六开关管SWB6，所述第一电容CB1并接在第一桥臂两端，第二电容CB2并接在第二桥臂两端，第一桥臂的两端分别通过第一双向辅助开关S1和第二双向辅助开关S2连接第二桥臂的两端形成闭合回路，所述第七开关管SWB7的两端分别连接第一电容CB1的正极端和第二电容CB2的负极端，第八开关管SWB8的两端分别连接第二电容CB2的正极端和第一电容CB1的负极端。
如图2和图3所示，第一电容CB1正极与第一开关管SWB1的集电极连接，第一电容CB1的负极与第二开关管SWB2的发射极连接，第二电容CB2的正极与第五开关管SWB5的集电极连接，第二电容CB2的负极与第六开关管SWB6的发射极连接，第一开关管SWB1的发射极与第二开关管SWB2的集电极连接，第五开关管SWB5的发射极与第六开关SWB6的集电极连接，第八开关管SWB8的发射极共同连接在第一电容CB1的负极，二极管D7的阳极、二极管D8的阴极和第七开关管SWB7的发射极共同连接在第二电容CB2的负极。A、B、C三相的结构相同，三相采用中性点悬浮的星型结构连接。
所述第一双向辅助开关S1和第二双向辅助开关S2的结构相同。所述第一双向辅助开关包括第三开关管SWB3和四个二极管D1、D2、D3和D7，如图2所示，所述第三开关管SWB3的集电极与二极管D1，D2的阴极相连接，第三开关管SWB3的发射极与二极管D3，D4的阳极相连接，二极管D1的阳极、D3的阴极和第七开关管SWB7的集电极共同连接在第一电容CB1的正极，D2的阳极，D4的阴极，第八开关管SWB8的集电极共同连接在第二电容CB2的正极。
如图3a所示，第二双向辅助开关S2包括第四开关管SWB4和二极管D5、D6、D7和D8，第四开关管SWB4的集电极与二极管D5，D7阴极连接，第四开关管SWB4的发射极与二极管D6，D8的阳极相连接，D5的阳极，D6的阴极，第八开关管SWB8的发射极共同连接在第一电容CB1的负极，D7阴极，D8的阳极，第七开关管SWB7的发射极共同连接在第二电容CB2的负极。
为了减少逆变器功率开关管动作时产生的谐波，所述A相逆变器、B相逆变器和C相逆变器分别通过LCL滤波器接入电网，并且在功能上，消除了非线性负载注入电容中的谐波电流。
在一具体实施例中，第一电容的电压值与第二电容的电压值的比为3:1，本实施例中的第一电容CB1电压值V1为300V，第二电容CB2的电压值V2为100V。
本实施例中的九电平逆变器中的各个开关管的导通和关断实现每相电路输出九种电平，分别为：0，±V2，±(V1-V2)，±V1，±(V1+V2)。具体如表1所示：
表1九电平有源电力滤波器的开关状态
Figure BDA0002995831640000051
如图4所示，以iB>0为例，a图为输出4V2电平的导通路径图，b图为输出3V2电平的导通路径图，c图为输出2V2电平的导通路径图，d图为输出V2电平的导通路径图额，e图为输出0电平的导通路径图，f图为输出-V2电平的导通路径图，g图为输出-2V2电平的导通路径图，h图为输出-3V2电平的导通路径图，i图为输出-4V2电平的导通路径图。表2给出了第一电容CB1和第二电容CB2的充放电状态，图5显示了B相电路的第一电容CB1和第二电容CB2充电和放电时的原理图。图5a、b两图分别代表状态8时，iB>0和iB＜0两种情况下的导通路径，图5c、d两图分别代表状态6时，iB>0和iB＜0两种情况下的导通路径，图5e、f两图分别代表状态4时，iB>0和iB＜0两种情况下的导通路径，图5g、h两图分别代表状态2时，iB>0和iB＜0两种情况下的导通路径。首先，根据电路的输出状态和iB流通路径来确定CB1和CB2两个电容器处于哪个状态。如果第一电容CB1和第二电容CB2在表2的状态9、7、3和1状态时，由于两个电容同时工作，电容电压调整比较复杂，所以不在此四种状态下进行充放电控制。同时，第一电容CB1和第二电容CB2在状态5下不充电也不放电，因此在这种情况下，充电和放电不需要调整。根据该分析，第一电容CB1和第二电容CB2的充放电控制只能在状态2、4、6和8下进行。
表2 CB1和CB2充放电状态的确定
Figure BDA0002995831640000061
现有技术中的九电平拓扑如图3b所示，为级联H桥九电平拓扑结构，其每相级联H桥拓扑需要四个H桥模块，即16个开关管和4个电容来实现九电平输出，并且需要考虑每个模块的电容电压，大大增加了系统的难度和成本。如表3所示，其余两种九电平拓扑结构分别需要10、9个开关管和3、2个电容，并且第三种现有九电平拓扑需要一个额外的电压源。开关管的数量是拓扑结构中最重要的部分，它们数量的增加将增加电路的成本、尺寸和控制复杂度。除此之外，从逆变器的体积、成本和可靠性来看，电容器也是非常重要的一部分。因此，减少开关管和电容的数量对拓扑来说非常重要。本发明具体实施例提供的九电平拓扑结构只需8个开关、2个电容和8个二极管即可实现九电平输出。如表3所示，本发明提出的新型九电平逆变器拓扑结构具有更少的功率开关管数量和更小的开关损耗，减小了装置的体积，降低了成本。
表3九电平拓扑对比
Figure BDA0002995831640000062
本发明第二方面提供了一种九电平有源电力滤波器，包括采样单元、控制单元、驱动单元和功率单元，所述功率单元包括本发明第一方面所述的九电平逆变器。
所述采样单元的输入端分别连接三相交流电网和功率单元，采样单元的输出端连接控制单元，控制单元通过驱动单元与功率单元建立连接，功率单元的补偿信号送入三相非线性负载中进行谐波补偿。
本实施例所述的控制单元包括：
DSP芯片：所述DSP芯片用以采样数据处理和准PR+重复控制的算法实现；
准PR控制扩宽了谐振带宽，削弱了对电网频率的敏感度，提高了系统的动态性能。重复控制利用谐波干扰的周期性扰动规律，进行逐周期积分补偿，抑制来电网低频谐波，避免引入谐波补偿器，简化了系统算法。
FPGA芯片：用以接收DSP芯片发出的数据，经过逻辑运算输出PWM脉冲信号。
本实施例所述控制单元用于实现电容电压稳压、电流跟踪控制、坐标变换、控制器闭环控制和驱动波形生成，采用DSP+FPGA架构，工作过程中，DSP芯片选用TI公司的TMS320F28335，FPGA芯片选用ALTERA公司的EP4CE15E22C8N，所述的DSP芯片主要负责经过处理的采样信号的运算、指令电流提取、电流跟踪控制算法、电容电压分级控制算法的实现以及得到最终的三相调制信号，并将调制信号并行发送给FPGA，FPGA主要负责将收到的调制信号数据经过调制波和载波比较的运算，得到带死区的PWM信号，PWM经过驱动电路放大后驱动各相逆变器中的功率开关管工作。
本实施例所述驱动单元用于将FPGA输出的低电平小功率的控制信号放大，使之可以驱动功率开关管。如图19所示，本实施例的驱动电路选用瑞士CONCEPT公司推出的型号为2SD315AI的驱动模块，其具有直接模式和半桥模式两种工作方式，将驱动器的8脚MOD与VDD短接，工作于直接模式，此时通道A和B没有关系，两通道独立工作，并将RC1和RC2与GND短接，此时状态输出SO1/SO2也是独立工作。将驱动器的8脚MOD与GND短接，工作于半桥模式，两通道间产生一个死区时间，死区时间由引脚5和7间的RC网络调整，此时INB接高电平使能，INA为两个信号的总输入端。
本实施例所述采样单元包括电网电压采样电路、交流电流采样电路和直流电容电压采样电路。
如图16所示为交流电流采样电路，包括负载侧电流的采样和逆变器输出的电流采样。电流经过互感器变为毫安级别，经过比例电路放大同时对相位进行补偿，加上偏置电压后进行滤波，输入DSP中。
如图17所示为电网电压采样电路，通过两个100K电阻和1：1电压互感器，再通过比例电路转换为小电压信号，增加偏置电压后经滤波电路滤波后，输入到控制芯片DSP中。
如图18所示为直流电容电压采样电路，母线电压通过差分放大电路，将电压缩小到3V以内，再通过电压跟随器的隔离输入DSP中。
本实施例在硬件电路的设计之前，首先通过MATLAB/Simulink系统仿真软件对系统进行仿真，得到相应结果。图12为补偿前B相电网电流仿真波形图，图13为补偿后B相电网电流仿真波形图，图14为电容电压仿真波形图，图15为逆变器输出B相电压九电平仿真波形图。
本实施例的一种八开关九电平有源电力滤波器，整体控制策略的原理图如图6所示，包括如下步骤：
1、通过ip-iq电流检测法得到三相基波电流；
本实施例采用基于瞬时无功功率理论的ip-iq电流检测法提取负载电流中的有功分量，经过低通滤波器得到负载电流有功分量中的直流分量，由负载电流减去直流分量得到谐波电流作为给定，采用有源电力滤波装置输出补偿电流作为反馈，该方法能准确的检测出电网中的有功电流和无功电流的大小，在检测基波无功电流时基本上是无延迟，具体包括：
通过式(1)得到出ip、iq：
Figure BDA0002995831640000081
由于
Figure BDA0002995831640000082
根据e合成矢量的分量与e的关系，得：
Figure BDA0002995831640000083
式中，
Figure BDA0002995831640000084
其中：ωt是锁相环跟踪电网得到的同步相位。
将计算得到的ip、iq，进行数字滤波得到直流分量
Figure BDA0002995831640000085
再将其反变换成三相电流的基波电流，变换公式如式(3)所示：
Figure BDA0002995831640000086
当需要对系统谐波及无功同时进行检测时，断开图中iq路径即可，对iq进行反变换可得到系统无功电流。
2、三相负载电流与三相有功电流作差得到三相指令电流。
3、三相指令电流经过准PR+重复控制器处理后生成调制信号1；三相指令电流信号分别与三相逆变器的输出电流作差得到偏差信号，将偏差电流信号送入由准PR控制器和重复控制器构成的复合控制器中，经处理后生成调制信号。
通常情况下，PR控制器的一般传递函数为：
Figure BDA0002995831640000091
式中，ωn为PR控制器的谐振频率，Kp为PR控制器的比例系数、Kin为谐振系数，即对谐振频率的增益。
PR控制器在谐振频率ωn处的增益接近无穷大，而在非谐振频率处的增益迅速下降，所以PR控制器有非常窄的带宽，而在实际应用中，谐振频率处无穷大的增益不可能实现，因为元器件参数的测量误差以及数字控制器的表达精度是有限的。而且一旦电网电压的频率发生偏移，PR控制器将无法实现对电网谐波的抑制，对电网中的高次谐波的抑制能力也十分有限。鉴于此，准PR控制器更有应用价值，其传递函数为式(5)：
Figure BDA0002995831640000092
与式(4)相比，准PR控制器可以通过改变ωc来拓展谐振频率处的带宽，在电网频率发生偏移的情况下还能对信号进行有效的控制，减少系统对电网频率变化的敏感性，具有较好的动态抑制性能。
目前对于准PR控制器的数字实现，多采用双线性变换，首先根据采样周期建立s平面与z平面的单值映射关系，其次将准PR控制器表达式转换为离散域传递函数，最后写成输出与误差信号的DSP实现形式。由此可见，PR控制器谐波补偿虽抑制了特定次数的谐波，但增加了算法的实现难度，特别是随着谐波次数的升高，如7次、9次、11次……需要同时补偿时，数字信号处理器的运算量将大大增加，再者，为了保证电流环的稳定性，谐波补偿器能够抑制的谐波次数受到电流环带宽的抑制。
于是，本发明引入了重复控制策略。重复控制器能对重复出现的周期误差进行逐周期积分补偿，进而抑制周期性的干扰，具有较好的稳态控制性能，但该控制器存在一个周期的延时，使其动态性能变差，结合准PR控制器动态性能好的优点，可以实现对电网各次谐波的动态抑制，并且简化控制算法。
重复控制器主要以内模原理为依据，即在反馈控制系统中，若在稳定的闭环控制系统内包含相同的被控外部信号的动态模型，那么该系统就能够实现对输入信号无静差的跟踪。要想在正弦系统中使用重复控制，首先需要在系统的开环传递函数中植入正弦函数模型。对于有源电力滤波器来说，其输出的电流波形不仅包含有基波，还会因受到死区、电网电压的影响而包含有谐波。无论是基波还是谐波，都属于周期信号，分析这些信号的数学模型，可以将其表达为
Figure BDA0002995831640000101
其中，Ts表示周期，Te-Ts/2表示滞后时间，由此可以得到周期函数的传递函数为
Figure BDA0002995831640000102
从上式可以看出，这是一个周期延时的正反馈环节，对于周期重复的信号，系统的输出都是逐周期累加上一周期的信号，可以将其看成是一个信号发生器。在具体的模拟实现时，e-Ts无法实现，所以需要对内模进行离散化处理，即
Figure BDA0002995831640000103
其中，N表示一个周期内的采样次数。可以将内模分解为两个环节，分别是：正反馈环节和延迟环节，前者对信号进行累加，后者会使得信号延迟一个周期输出，也可以看成是对下一个周期信号的超前控制，如图9所示。重复控制能够根据误差信号，在下一周期的相应位置叠加上畸变补偿部分，以消除基波的畸变。
根据以上分析，可以得出理想情况下重复控制的控制框图，如图10所示。
其中，R(z)为给定输入量，e表示误差信号，d(z)表示扰动信号，rc为经过补偿后的参考信号，Z-N为延时环节，N为在一个基波周期内的采样次数；P(z)为控制对象，Kr表示重复控制器的增益，作用是对幅值进行补偿；Zk表示超前补偿环节，作用是补偿系统的相位滞后；s(z)为低通滤波器和陷波器的组合，作用是抵消控制对象的谐振峰值以及对高频段增益进行衰减，提高系统的抗干扰能力。周期信号的内模为图中虚线框内的结构。为了提高系统的稳定性，通常情况下都需要对理想重复控制系统进行改进，在内模正反馈通道中加入衰减滤波器Q(z)，根据经验值，常取Q(z)＝0.95，则正反馈环节的传递函数变为
Figure BDA0002995831640000104
将其改写为差分方程的形式为
u(k)＝0.95u(k-N)+e(k)
该式表明，输出量每隔N次采样时间，也就是一个周期，会在上一周期输出量的基础上衰减0.05，再叠加上误差信号，这种运算一直会持续到误差小于重复内模输出信号的0.05倍，以实现高精度的信号跟踪。另外，为了保证控制系统输出的电流信号与电网电压时刻保持同频同相，并且具有较好的波形质量，还需要在控制系统中加入补偿器，该补偿器的任务是迅速给出合适的控制量，在下一周期将误差消除掉。对补偿器参数的合理设计也是重复控制的关键。一般情况下，可以将补偿器Gc(z)表示为
Gc(z)＝Kr·zk·s(z)
其中，Kr表示重复控制器的增益，作用是对幅值进行补偿；zk表示超前补偿环节，作用是补偿系统的相位滞后；s(z)为低通滤波器和陷波器的组合，作用是抵消控制对象的谐振峰值以及对高频段增益进行衰减，提高系统的抗干扰能力。图11给出了改进后的重复控制系统结构框图。
4、直流电容电压整体控制：
对每相上的2个直流电容的电压进行整体和独立均压控制，生成调制信号2；如图7所示，三相逆变器每相的2个直流电容电压给定值的和与2个直流电容电压实际值的和作差，经PI调节后与相应相电压同相的单位正弦函数相乘得到整体电压输出；
5、直流电容电压独立控制：调制信号2叠加在调制信号1上生成最终的调制波。
如图8所示，三相逆变器每相的2个直流电容电压给定值分别与2个直流电容电压实际值作差，经PI调节后叠加在整体控制的输出上，然后共同叠加在准PR+重复控制的输出上，生成电压调制波；
6、叠加经载波层叠生成PWM。
准PR和重复控制的输出信号实际上均是调制波的一部分，和电容均压信号叠加后形成最终的调制波，经过载波层叠调制策略输出PWM波。
系统的主程序流程图如图20所示。本系统采用TMS320F28335进行控制，主程序主要完成系统初始化以及故障检测等内容，中断程序包括AD采样，锁相环以及直流电压稳压与电流跟踪策略的实现。在图20所示的系统的主程序流程图中，在系统在刚开始运行时候关闭一切中断后进行系统的初始化，完成了程序中所用到的各个单元的初始设定。在初始化完成后开中断，启动定时器，等待中断。
中断子程序的流程图如图21所示。AD中断用于完成谐波电流的采样、查询正弦表方式的软件锁相环、坐标变换、数字滑动均值滤波计算、直流侧电压的控制以及电流跟踪控制算法运算，发送数据给FPGA，在FPGA实现独特调制算法以后产生30路PWM波。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (8)

1.一种九电平逆变器，包括电路结构相同的A相电路、B相电路和C相电路，其特征在于，所述B相电路包括第一桥臂、第二桥臂、第一电容、第二电容、第一双向辅助开关、第二双向辅助开关、第七开关管和第八开关管，第一桥臂包括第一开关管和第二开关管，第二桥臂包括第五开关管和第六开关管，所述第一电容并接在第一桥臂两端，第二电容并接在第二桥臂两端，第一桥臂的两端分别通过第一双向辅助开关和第二双向辅助开关连接第二桥臂的两端形成闭合回路，所述第七开关管的两端分别连接第一电容的正极端和第二电容的负极端，第八开关管的两端分别连接第二电容的正极端和第一电容的负极端；所述A相电路、B相电路和C相电路采用中性点悬浮的星型结构连接，B相电路中第一桥臂的中点连接B相电网电压输入端，第二桥臂的中点连接中性点。
2.根据权利要求1所述一种九电平逆变器，其特征在于，所述第一双向辅助开关和第二双向辅助开关的结构相同。
3.根据权利要求2所述一种九电平逆变器，其特征在于，所述第一双向辅助开关包括第三开关管和四个二极管。
4.根据权利要求1所述一种九电平逆变器，其特征在于，所述九电平逆变器通过LCL滤波器连接电网。
5.根据权利要求1所述一种九电平逆变器，其特征在于，第一电容的电压值V1与第二电容的电压值V2的比为3:1。
6.根据权利要求5所述一种九电平逆变器，其特征在于，所述九电平分别为：0，±V2，±(V1-V2)，±V1，±(V1+V2)。
7.根据权利要求6所述一种九电平逆变器，其特征在于，输出各电平时的电路导通情况为：
当输出电平为V1+V2时，第一开关管、第六开关管和第八开关管导通，其余开关管关断；
当输出电平为+V1时，第一开关管、第四开关管和第六开关管导通，其余开关管关断；
当输出电平为V1-V2时，第一开关管、第四开关管和第五开关管导通，其余开关管关断；
当输出电平为V2时，第一开关管、第三开关管和第六开关管导通，其余开关管关断；
当输出电平为0时，第一开关管、第三开关管和第五开关管导通，其余开关管关断；
当输出电平为-V2时，第二开关管、第四开关管和第五开关管导通，其余开关管关断；
当输出电平为-(V1-V2)时，第二开关管、第三开关管和第六开关管导通，其余开关管关断；
当输出电平为-V1时，第二开关管、第三开关管和第五开关管导通，其余开关管关断；
当输出电平为-(V1+V2)时，第二开关管、第五开关管和第七开关管导通，其余开关管关断；
所述第一双向辅助开关包括第三开关管和四个二极管D1、D2、D3和D4；所述第二双向辅助开关包括第四开关管和二极管D5、D6、D7和D8；第一电容正极与第一开关管的集电极连接，第一电容负极与第二楼开关管的发射极连接，第二电容正极与第五开关管的集电极连接，第二电容负极与第六开关管的发射极连接，第一开关管的发射极与第二开关管的集电极连接，第五开关管的发射极与第六开关管的集电极连接；第八开关管的发射极共同连接在第一电容的负极、二极管D5的阳极、二极管D6的阴极、第二开关管的发射极，第八开关管的集电极共同连接在第二电容的正极、二极管D2的阳极、二极管D4的阴极、第五开关管的集电极，第七开关管的发射极共同连接在第二电容的负极、二极管D7的阳极、二极管D8的阴极、第六开关管的发射极，第七开关管的集电极共同连接在第一电容的正极、二极管D1的阳极、二极管D3的阴极、第一开关管的集电极；第三开关管的集电极连接二极管D1的阴极和二极管D2的阴极，第三开关管的发射极连接二极管D3的阳极和二极管D4的阳极；第四开关管的集电极连接二极管D5的阴极和二极管D7的阴极，第四开关管的发射极连接二极管D6的阳极和二极管D8的阳极。
8.一种九电平有源电力滤波器，包括采样单元、控制单元、驱动单元和功率单元，其特征在于，所述功率单元包括权利要求1-7任一权利要求所述的九电平逆变器。
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