CN110429603A - 六开关七电平有源电力滤波器及补偿方法 - Google Patents

Abstract

六开关七电平有源电力滤波器及补偿方法。现有的多电平有源电力滤波器结构复杂，开关器件数量多，使得系统的体积庞大，成本高，电平扩展能力有限。本发明组成包括：该六开关七电平有源电力滤波器包括采样单元、控制单元、驱动单元和功率单元，所述的采样单元的输入端分别连接三相交流电网和所述的功率单元，所述的采样单元包括电网电压采样电路、交流电流采样电路和直流电容电压采样电路。所述的采样单元的输出端连接所述的控制单元，所述的控制单元通过所述的驱动单元与所述的功率单元建立连接，所述的功率单元的补偿信号送入三相非线性负载中进行谐波补偿。本发明用于六开关七电平有源电力滤波器及补偿方法。

Description

六开关七电平有源电力滤波器及补偿方法

技术领域：

本发明涉及电能质量控制领域，特别是涉及一种六开关七电平有源电力滤波器及补偿方法。

背景技术：

随着科技的进步和社会的发展，非线性电气设备被越来越多的应用于工业和商业。这些非线性负载会产生大量的谐波电流，谐波电流又会对自身和电网中的其他设备产生影响，同时造成输电线路上电压畸变，严重影响电能质量。有源电力滤波器以滤波特性好、体积小、应用灵活等优点，能够用于动态抑制谐波和补偿无功，是提高电能质量的重要装置。与传统两电平有源电力滤波器相比较，多电平有源电力滤波器具有谐波含量低，电压应力小，可以应用于中高压大功率场合。但现有的多电平有源电力滤波器结构复杂，开关器件数量多，使得系统的体积庞大，成本高，电平扩展能力有限。

发明内容：

本发明的目的是解决上述存在的问题，提供一种具有开关器件少、开关损耗低、电压应力小、电磁干扰低、系统容量大，并且减少了输出电压波形的谐波含量，降低了系统的体积和成本的六开关七电平有源电力滤波器及补偿方法。

上述的目的通过以下的技术方案实现：

一种六开关七电平有源电力滤波器，其特征是：该六开关七电平有源电力滤波器包括采样单元、控制单元、驱动单元和功率单元，所述的采样单元的输入端分别连接三相交流电网和所述的功率单元，所述的采样单元包括电网电压采样电路、交流电流采样电路和直流电容电压采样电路，所述的采样单元的输出端连接所述的控制单元，所述的控制单元通过所述的驱动单元与所述的功率单元建立连接，所述的功率单元的补偿信号送入三相非线性负载中进行谐波补偿。

所述的六开关七电平有源电力滤波器，所述的功率单元包括七电平逆变器，所述的七电平逆变器包括结构相同的A相逆变器、B相逆变器和C相逆变器，三相采用中性点悬浮的星型结构连接，所述的A相逆变器、B相逆变器和C相逆变器都是由2个电容，6个开关管和2个二极管组成，电容C₁正极与开关管S₁的集电极连接，S₁的发射极与二极管D₁的阴极连接，D₁的阳极和电容C₁的负极连接，电容C₁的负极和电容C₂的正极连接，电容C₂的负极与开关管S₂的发射连接，S₂的集电极和二极管D₂的阳极连接，D₂的阴极和D₁的阳极连接，开关管S₃、S₄、S₅、S₆组成桥式逆变器结构，S₁的发射极和桥式逆变器开关管S₃的集电极连接，S₂的集电极和桥式逆变器开关管S₄的发射极连接。

所述的六开关七电平有源电力滤波器，所述的A相逆变器、B相逆变器和C相逆变器分别通过滤波电感接入电网。

所述的六开关七电平有源电力滤波器，所述的A相逆变器、B相逆变器和C相逆变器中，直流电容C₁的电压值V₁是直流电容C₂电压值V₂的两倍，每个逆变器可以输出0，±（V₁+V₂），±V₁，±V₂7种电平。

所述的六开关七电平有源电力滤波器，所述的控制单元包括DSP芯片和FPGA芯片，所述的DSP芯片用以采样数据处理和准PR+重复控制的算法实现，所述的FPGA芯片用以接收DSP芯片发出的数据，经过逻辑运算输出PWM脉冲信号。

一种六开关七电平有源电力滤波器的补偿方法，该方法包括如下步骤：

（1）通过ip-iq电流检测法得到三相有功电流；

（2）三相负载电流与三相有功电流作差得到三相指令电流；

（3）三相指令电流与三相逆变器输出电流作差后得到偏差信号，将偏差电流信号送入由准PR控制器和重复控制器构成的复合控制器中，经处理后生成调制信号；

（4）对每相上的2个直流电容的电压进行分级控制；

（5）输出同经过准PR+重复控制器处理后的调制信号叠加生成最终的调制波；

（6）调制波经过载波层叠调制技术，得到带死区的PWM信号。

准PR控制扩宽了谐振带宽，削弱了对电网频率的敏感度，提高了系统的动态性能。重复控制利用谐波干扰的周期性扰动规律，进行逐周期积分补偿，抑制来电网低频谐波，避免引入谐波补偿器，简化了系统算法。

所述准PR控制器的传递函数为：

式中：为准PR控制器的比例系数；

为谐振系数；

是等效低通滤波器的截止频率；

为准PR控制器的谐振频率。

有益效果：

1.本发明提供的有源电力滤波器系统具有快速、安全、稳定的优点，与传统的两电平有源电力滤波装置相比，多电平有源电力滤波装置具有开关损耗小、电压应力小、电磁干扰低、系统容量大等优点，并且减少了输出电压波形的谐波含量，降低了系统的体积和成本。

、本发明提出的六开关七电平结构每相由2个直流电容和6个功率开关管和2个二极管组成，三相单元相同，以中性点悬浮的星型结构连接，通过控制每相功率开关管的开通和关断，可以合成七电平电压输出波形，与传统的两电平和三电平拓扑结构相比，本发明提出的新型七电平拓扑结构能降低开关管和直流电容的耐压值，改善输出波形的质量，提高补偿效果；与其他七电平拓扑结构相比，本发明提出的新型七电平逆变器拓扑结构具有更少的功率开关管数量和更小的开关损耗，减小了装置的体积，降低了成本。

、本发明采用基于瞬时无功功率理论的ip-iq电流检测法，该方法能准确的检测出电网中的有功电流和无功电流的大小，提取出来的谐波和无功电流总和直接作为给定，弥补了传统的FFT谐波电流提取法程序量大、设计复杂，精度低的缺点。采用滑动均值滤波器代替传统的数字低通滤波器，计算量大大减小，实时性较好。本发明采用准PR+重复控制的电流跟踪控制策略，可以精准跟踪给定电流，提高了系统的快速性和准确性。

、本发明的直流电容电压采用分级控制方式，首先，每相2个直流电容电压给定值的和与2个直流电容电压实际值的和进行作差，将所得的差值经过PI调节后与相应相电压同相的正弦函数作差得到有功电流的给定信号，完成电容电压的第一级控制；然后将2个电容的给定电压值分别与实际电压值作差，经过PI调节器后叠加在调制波上完成电容电压的第二级控制，通过电压分级控制实现电容电压的平衡控制，电容电压分级控制策略能够使电容电压快速稳定在给定值，缩短了有源电力滤波器控制算法的运算周期，提高了系统的动态响应性能。

、本发明的控制单元采用DSP+FPGA的控制方式，DSP和FPGA分工明确，协同工作。DSP主要负责采样数据处理及电流跟踪控制算法实现，FPGA作为DSP芯片的外围扩展器件，主要负责并行接收DSP发出的数据，经过FPGA的逻辑运算来实现PWM脉冲信号的输出，充分利用了DSP运算能力强，FPGA并行处理速度快的优点，提高了系统的快速性和准确性。

附图说明：

图1为本发明实施例的一种六开关七电平有源电力滤波器整体原理框图；

图2为本发明实施例的一种六开关七电平有源电力滤波器主电路原理图；

图3为本发明实施例的A相逆变器电路原理图；

图4为本发明实施例整体控制策略框图；

图5为电容电压整体控制策略框图；

图6为电容电压独立控制策略框图；

图7为内模的等效结构；

图8为理想情况下重复控制系统结构框图；

图9为改进后的重复控制系统结构框图；

图10为本发明实施例的准PR+重复控制系统框图；

图11为本发明实施例补偿前A相电网电流仿真波形图；

图12为本发明实施例补偿后A相电网电流仿真波形图；

图13为本发明实施例的电容电压仿真波形图；

图14为本发明实施例的逆变器A相输出电压仿真波形图；

图15为本发明实施例的交流电流采样电路；

图16为本发明实施例的电网电压采样电路；

图17为本发明实施例的直流电容电压采样电路；

图18为本发明实施例的2SD315AI的驱动电路；

图19为本发明实施例的主程序流程图；

图20为本发明实施例的AD中断流程图；

图21为本发明实施例的补偿前三相电网电流实际波形；

图22为本发明实施例的补偿后三相电网电流实际波形；

图23为本发明实施例的A相电容电压实际波形；

图24为本发明实施例的A相逆变器输出电压实际波形。

具体实施方式：

实施例1：

一种六开关七电平有源电力滤波器，该六开关七电平有源电力滤波器包括采样单元、控制单元、驱动单元和功率单元，所述的采样单元的输入端分别连接三相交流电网和所述的功率单元，所述的采样单元包括电网电压采样电路、交流电流采样电路和直流电容电压采样电路，所述的采样单元的输出端连接所述的控制单元，所述的控制单元通过所述的驱动单元与所述的功率单元建立连接，所述的功率单元的补偿信号送入三相非线性负载中进行谐波补偿。

实施例2：

根据实施例1所述的六开关七电平有源电力滤波器，所述的功率单元包括七电平逆变器，所述的七电平逆变器包括结构相同的A相逆变器、B相逆变器和C相逆变器，三相采用中性点悬浮的星型结构连接，所述的A相逆变器、B相逆变器和C相逆变器都是由2个电容，6个开关管和2个二极管组成，电容C₁正极与开关管S₁的集电极连接，S₁的发射极与二极管D₁的阴极连接，D₁的阳极和电容C₁的负极连接，电容C₁的负极和电容C₂的正极连接，电容C₂的负极与开关管S₂的发射连接，S₂的集电极和二极管D₂的阳极连接，D₂的阴极和D₁的阳极连接，开关管S₃、S₄、S₅、S₆组成桥式逆变器结构，S₁的发射极和桥式逆变器开关管S₃的集电极连接，S₂的集电极和桥式逆变器开关管S₄的发射极连接。

实施例3：

根据实施例1或2所述的六开关七电平有源电力滤波器，所述的A相逆变器、B相逆变器和C相逆变器分别通过滤波电感接入电网。

实施例4：

根据实施例1或2或3所述的六开关七电平有源电力滤波器，所述的A相逆变器、B相逆变器和C相逆变器中，直流电容C₁的电压值V₁是直流电容C₂电压值V₂的两倍，每个逆变器可以输出0，±（V₁+V₂），±V₁，±V₂7种电平，如表1所示：

为了减少逆变器功率开关管动作时产生的谐波，所述A相逆变器、B相逆变器和C相逆变器分别通过滤波电感接入电网，并且在功能上，消除了非线性负载注入电容中的谐波电流。

在硬件电路的设计之前，首先通过MATLAB/Simulink系统仿真软件对系统进行仿真，得到相应结果，图11为补偿前A相电网电流仿真波形图，图12为补偿后A相电网电流仿真波形图，图13为电容电压仿真波形图，图14为逆变器输出A相电压七电平仿真波形图。

所述控制单元用于实现电容电压稳压、电流跟踪控制、坐标变换、控制器闭环控制和驱动波形生成，采用DSP +FPGA架构，工作过程中，DSP芯片选用TI公司的TMS320F28335，FPGA芯片选用ALTERA公司的EP4CE15E22C8N，所述的DSP芯片主要负责经过处理的采样信号的运算、指令电流提取、电流跟踪控制算法、电容电压分级控制算法的实现以及得到最终的三相调制信号，并将调制信号并行发送给FPGA，FPGA主要负责将收到的调制信号数据经过调制波和载波比较的运算，得到带死区的PWM信号，PWM经过驱动电路放大后驱动各相逆变器中的功率开关管工作。

所述采样单元包括电网电压采样电路、交流电流采样电路和直流电容电压采样电路。

如图15所示为交流电流采样电路，包括负载侧电流的采样和逆变器输出的电流采样。电流经过互感器变为毫安级别，经过比例电路放大同时对相位进行补偿，加上偏置电压后进行滤波，输入DSP中。

如图16所示为电网电压采样电路，通过两个100K电阻和1：1电压互感器，再通过比例电路转换为小电压信号，增加偏置电压后经滤波电路滤波后，输入到控制芯片DSP中。

如图18所示为直流电容电压采样电路，母线电压通过差分放大电路，将电压缩小到3V以内，再通过电压跟随器的隔离输入DSP中。

所述驱动电路用于将FPGA输出的低电平小功率的控制信号放大，使之可以驱动功率开关管，如图19所示，本实施例的驱动电路选用瑞士CONCEPT公司推出的型号为2SD315AI的驱动模块，其具有直接模式和半桥模式两种工作方式，将驱动器的8脚MOD与VDD短接，工作于直接模式，此时通道A和B没有关系，两通道独立工作，并将RC1和RC2与GND短接，此时状态输出SO1/SO2也是独立工作。将驱动器的8脚MOD与GND短接，工作于半桥模式，两通道间产生一个死区时间，死区时间由引脚5和7间的RC网络调整，此时INB接高电平使能，INA为两个信号的总输入端。

实施例5：

根据实施例1或2或3或4所述的六开关七电平有源电力滤波器，所述的控制单元包括DSP芯片和FPGA芯片，所述的DSP芯片用以采样数据处理和准PR+重复控制的算法实现，所述的FPGA芯片用以接收DSP芯片发出的数据，经过逻辑运算输出PWM脉冲信号。

实施例6：

一种六开关七电平有源电力滤波器的补偿方法，该方法包括如下步骤：

（1）通过ip-iq电流检测法得到三相有功电流；

采用基于瞬时无功功率理论的ip-iq电流检测法提取负载电流中的有功分量，经过低通滤波器得到负载电流有功分量中的直流分量，由负载电流减去直流分量得到谐波电流作为给定，采用有源电力滤波装置输出补偿电流作为反馈，该方法能准确的检测出电网中的有功电流和无功电流的大小，在检测基波无功电流时基本上是无延迟，具体包括：通过式（1）得到出：

（1）

由于，根据e合成矢量的分量与e的关系，得：

(2)

式中，其中：是锁相环跟踪电网得到的同步相位；

将计算得到的，进行数字滤波得到直流分量，再将其反变换成三相电流的基波电流，变换公式如式(3)所示：

（3）

当需要对系统谐波及无功同时进行检测时，断开图中路径即可，对进行反变换可得到系统无功电流。

（2） 三相负载电流与三相有功电流作差得到三相指令电流；

（3）三相指令电流与三相逆变器输出电流作差后得到偏差信号，将偏差电流信号送入由准PR控制器和重复控制器构成的复合控制器中，经处理后生成调制信号；

三相指令电流信号分别与三相逆变器的输出电流作差得到偏差信号，将偏差电流信号送入由准PR控制器和重复控制器构成的复合控制器中，经处理后生成调制信号。

通常情况下，PR控制器的一般传递函数为：

（4）

式中，为PR控制器的谐振频率，为PR控制器的比例系数，为谐振系数，即对谐振频率的增益。

PR控制器在谐振频率处的增益接近无穷大，而在非谐振频率处的增益迅速下降，所以PR控制器有非常窄的带宽，而在实际应用中，谐振频率处无穷大的增益不可能实现，因为元器件参数的测量误差以及数字控制器的表达精度是有限的。而且一旦电网电压的频率发生偏移，PR控制器将无法实现对电网谐波的抑制，对电网中的高次谐波的抑制能力也十分有限。鉴于此，准PR控制器更有应用价值，其传递函数为式(5)：

（5）

与式(4)相比，准PR控制器可以通过改变ω _c 来拓展谐振频率处的带宽，在电网频率发生偏移的情况下还能对信号进行有效的控制，减少系统对电网频率变化的敏感性，具有较好的动态抑制性能。

目前对于准PR控制器的数字实现，多采用双线性变换，首先根据采样周期建立s平面与z平面的单值映射关系，其次将准PR控制器表达式转换为离散域传递函数，最后写成输出与误差信号的DSP实现形式。由此可见，PR控制器谐波补偿虽抑制了特定次数的谐波，但增加了算法的实现难度，特别是随着谐波次数的升高，如7次、9次、11次……需要同时补偿时，数字信号处理器的运算量将大大增加，再者，为了保证电流环的稳定性，谐波补偿器能够抑制的谐波次数受到电流环带宽的抑制。

于是，本发明引入了重复控制策略。重复控制器能对重复出现的周期误差进行逐周期积分补偿，进而抑制周期性的干扰，具有较好的稳态控制性能，但该控制器存在一个周期的延时，使其动态性能变差，结合准PR控制器动态性能好的优点，可以实现对电网各次谐波的动态抑制，并且简化控制算法。

重复控制器主要以内模原理为依据，即在反馈控制系统中，若在稳定的闭环控制系统内包含相同的被控外部信号的动态模型，那么该系统就能够实现对输入信号无静差的跟踪。要想在正弦系统中使用重复控制，首先需要在系统的开环传递函数中植入正弦函数模型。对于有源电力滤波器来说，其输出的电流波形不仅包含有基波，还会因受到死区、电网电压的影响而包含有谐波。无论是基波还是谐波，都属于周期信号，分析这些信号的数学模型，可以将其表达为：

其中，表示周期，表示滞后时间，由此可以得到周期函数的传递函数为：

从上式可以看出，这是一个周期延时的正反馈环节，对于周期重复的信号，系统的输出都是逐周期累加上一周期的信号，可以将其看成是一个信号发生器。在具体的模拟实现时，无法实现，所以需要对内模进行离散化处理，即

其中，N表示一个周期内的采样次数。可以将内模分解为两个环节，分别是：正反馈环节和延迟环节，前者对信号进行累加，后者会使得信号延迟一个周期输出，也可以看成是对下一个周期信号的超前控制，如图7所示。重复控制能够根据误差信号，在下一周期的相应位置叠加上畸变补偿部分，以消除基波的畸变。

根据以上分析，可以得出理想情况下重复控制的控制框图，如图8所示，

其中，e表示误差信号，表示扰动信号，为控制对象，周期信号的内模为图中虚线框内的结构。为了提高系统的稳定性，通常情况下都需要对理想重复控制系统进行改进，在内模正反馈通道中加入衰减滤波器，根据经验值，常取则正反馈环节的传递函数变为

将其改写为差分方程的形式为

该式表明，输出量每隔N次采样时间，也就是一个周期，会在上一周期输出量的基础上衰减0.05，再叠加上误差信号，这种运算一直会持续到误差小于重复内模输出信号的0.05倍，以实现高精度的信号跟踪。另外，为了保证控制系统输出的电流信号与电网电压时刻保持同频同相，并且具有较好的波形质量，还需要在控制系统中加入补偿器，该补偿器的任务是迅速给出合适的控制量，在下一周期将误差消除掉。对补偿器参数的合理设计也是重复控制的关键。一般情况下，可以将补偿器表示为

其中，表示重复控制器的增益，作用是对幅值进行补偿；

表示超前补偿环节，作用是补偿系统的相位滞后；

为低通滤波器和陷波器的组合，作用是抵消控制对象的谐振峰值以及对高频段增益进行衰减，提高系统的抗干扰能力。图9给出了改进后的重复控制系统结构框图。

（4）对每相上的2个直流电容的电压进行分级控制；

三相逆变器每相的2个直流电容电压给定值的和与2个直流电容电压实际值的和作差，经PI调节后与相应相电压同相的正弦函数相乘得到第一级电压输出；

（5）输出同经过准PR+重复控制器处理后的调制信号叠加生成最终的调制波；

三相逆变器每相的2个直流电容电压给定值分别与2个直流电容电压实际值作差，经PI调节后叠加在第一级控制的输出上生成电压调制波。

（6）调制波经过载波层叠调制技术，得到带死区的PWM信号。

准PR和重复控制的输出信号实际上均是调制波的一部分，和电容均压信号叠加后形成最终的调制波，经过载波层叠调制策略输出PWM波。

系统的主程序流程图如图19所示。本系统采用TMS320F28335进行控制，主程序主要完成系统初始化以及故障检测等内容，中断程序包括AD采样，锁相环以及直流电压稳压与电流跟踪策略的实现。在图19所示的系统的主程序流程图中，在系统在刚开始运行时候关闭一切中断后进行系统的初始化，完成了程序中所用到的各个单元的初始设定。在初始化完成后开中断，启动定时器，等待中断。

中断子程序的流程图如图20所示。AD中断用于完成谐波电流的采样、查询正弦表方式的软件锁相环、坐标变换、数字滑动均值滤波计算、直流侧电压的控制以及电流跟踪控制算法运算，发送数据给FPGA，在FPGA实现独特调制算法以后产生18路PWM波。

图21和图22为本实施例中网侧电流实际输出波形。图21为补偿前三相电网电流波形，图22为补偿后三相电网电流波形，由图21可见，补偿前三相电网电流波形失真严重，通过本实施例的补偿控制方法，其输出波形明显平滑并且没有较大毛刺现象出现，通过频谱分析，电流畸变率小于4%，完全符合国标标准，说明本实施例的一种六开关七电平有源电力滤波器具有良好的谐波抑制效果。

图23为本实施例中A相电容电压实际波形。由图可见，电容电压能够快速的稳定在给定值260V，130V，且上下波动不超过1V，说明本实施例的一种六开关七电平有源电力滤波器电容分级稳压策略有较好的电容电压稳压效果。

图24为本实施例中A相输出电压实际波形，为七电平，验证了本实施例的一种六开关七电平拓扑结构的正确性。

准PR控制扩宽了谐振带宽，削弱了对电网频率的敏感度，提高了系统的动态性能。重复控制利用谐波干扰的周期性扰动规律，进行逐周期积分补偿，抑制来电网低频谐波，避免引入谐波补偿器，简化了系统算法。

所述准PR控制器的传递函数为：

式中：为准PR控制器的比例系数；

为谐振系数；

是等效低通滤波器的截止频率；

为准PR控制器的谐振频率 。

Claims (6)

1.一种六开关七电平有源电力滤波器，其特征是：该六开关七电平有源电力滤波器包括采样单元、控制单元、驱动单元和功率单元，所述的采样单元的输入端分别连接三相交流电网和所述的功率单元，所述的采样单元包括电网电压采样电路、交流电流采样电路和直流电容电压采样电路，所述的采样单元的输出端连接所述的控制单元，所述的控制单元通过所述的驱动单元与所述的功率单元建立连接，所述的功率单元的补偿信号送入三相非线性负载中进行谐波补偿。

2.根据权利要求1所述的六开关七电平有源电力滤波器，其特征是：所述的功率单元包括七电平逆变器，所述的七电平逆变器包括结构相同的A相逆变器、B相逆变器和C相逆变器，三相采用中性点悬浮的星型结构连接，所述的A相逆变器、B相逆变器和C相逆变器都是由2个电容，6个开关管和2个二极管组成，电容C₁正极与开关管S₁的集电极连接，S₁的发射极与二极管D₁的阴极连接，D₁的阳极和电容C₁的负极连接，电容C₁的负极和电容C₂的正极连接，电容C₂的负极与开关管S₂的发射连接，S₂的集电极和二极管D₂的阳极连接，D₂的阴极和D₁的阳极连接，开关管S₃、S₄、S₅、S₆组成桥式逆变器结构，S₁的发射极和桥式逆变器开关管S₃的集电极连接，S₂的集电极和桥式逆变器开关管S₄的发射极连接。

3.根据权利要求2所述的六开关七电平有源电力滤波器，其特征是：所述的A相逆变器、B相逆变器和C相逆变器分别通过滤波电感接入电网。

4.根据权利要求2或3所述的六开关七电平有源电力滤波器，其特征是：所述的A相逆变器、B相逆变器和C相逆变器中，直流电容C₁的电压值V₁是直流电容C₂电压值V₂的两倍，每个逆变器可以输出0，±（V₁+V₂），±V₁，±V₂7种电平。

5.根据权利要求1所述的六开关七电平有源电力滤波器，其特征是：所述的控制单元包括DSP芯片和FPGA芯片，所述的DSP芯片用以采样数据处理和准PR+重复控制的算法实现，所述的FPGA芯片用以接收DSP芯片发出的数据，经过逻辑运算输出PWM脉冲信号。

6.一种权利要求1-5所述的六开关七电平有源电力滤波器的补偿方法，其特征是：该方法包括如下步骤：

（1）通过ip-iq电流检测法得到三相有功电流；

（2）三相负载电流与三相有功电流作差得到三相指令电流；

（3）三相指令电流与三相逆变器输出电流作差后得到偏差信号，将偏差电流信号送入由准PR控制器和重复控制器构成的复合控制器中，经处理后生成调制信号；

（4）对每相上的2个直流电容的电压进行分级控制；

（5）输出同经过准PR+重复控制器处理后的调制信号叠加生成最终的调制波；

（6）调制波经过载波层叠调制技术，得到带死区的PWM信号。

准PR控制扩宽了谐振带宽，削弱了对电网频率的敏感度，提高了系统的动态性能。重复控制利用谐波干扰的周期性扰动规律，进行逐周期积分补偿，抑制来电网低频谐波，避免引入谐波补偿器，简化了系统算法。

所述准PR控制器的传递函数为：

式中：为准PR控制器的比例系数；

为谐振系数；

是等效低通滤波器的截止频率；

为准PR控制器的谐振频率。