CN111740624A - 高增益多电平dc/ac变流拓扑及方法 - Google Patents

高增益多电平dc/ac变流拓扑及方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种高增益多电平DC/AC变流拓扑及方法，所述变流拓扑包括第一开关电容电路、第二开关电容电路、桥臂Ⅰ和桥臂Ⅱ；通过控制所述第一开关电容电路和所述第二开关电容电路中的电解电容的不等值充电，以及直流输入电源与所述电解电容之间的串并联转换，所述第一开关电容电路和所述第二开关电容电路共同对所述直流输入电源输出的电压信号进行升压变换，以输出多阶梯电压。本发明只需设置两个电解电容，通过驱动变流拓扑中开关管的通断，控制第一开关电容电路和第二开关电容电路中的电解电容的不等值充电以及电源与各电容间的串并联转换，即可同时实现变流拓扑的9电平电压输出和4倍升压增益，并且具有低开关电压应力等优点。

Description

高增益多电平DC/AC变流拓扑及方法
技术领域
本发明涉及电能变换与新能源发电领域，具体的说，涉及了一种高增益多电平DC/AC变流拓扑及方法。
背景技术
由于能够通过增加输出电压的阶梯电平数量以更好地拟合正弦波，具备降低输出波形的总谐波畸变，提高输出电能质量，缩小滤波器尺寸，降低系统成本等优点，DC/AC变流器在分布式光伏发电等可再生能源利用领域受到研究人员的广泛关注。
传统的DC/AC变流器主要分为中点钳位型、飞跨电容型和级联H桥型。与两电平DC/AC变流器相比，传统多电平DC/AC变流器虽然具有输出电能质量高、功率范围大等优点，但是二极管钳位型和飞跨电容型变流器存在拓扑结构复杂、母线电容电压不易平衡等问题，级联型变流器需要额外的独立直流电源，并且随着输出电平数量的增多，使用的开关器件数量大幅增加。
除此之外，传统的电压源DC/AC变流器多为降压型变流器，因此在分布式光伏发电等需要升压的场合，通常需要在DC/AC逆变前级增加DC/DC升压环节，这无疑增大了系统体积和成本、降低了系统工作效率。
因此，为了适应可再生能源发电领域的发展需求，克服传统多电平DC/AC变流器种种局限，开关电容多电平DC/AC变流器成为一种理想的选择。
但现有的开关电容多电平DC/AC变流器为了实现4倍的高增益往往需要设置至少三个电容，且电容体积大，导致整个DC/AC变流器重量增加。此外，部分开关器件需要承受变流器升压所累积的电压应力，而选用高耐压器件将会增大系统成本。
为了解决以上存在的问题，人们一直在寻求一种理想的技术解决方案。
发明内容
本发明的目的是针对现有技术的不足，从而提供一种高增益多电平DC/AC变流拓扑及方法。
为了实现上述目的，本发明所采用的技术方案是：
本发明第一方面提供一种高增益多电平DC/AC变流拓扑，包括第一开关电容电路、第二开关电容电路、桥臂Ⅰ和桥臂Ⅱ；
所述第一开关电容电路包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S8和电解电容C1；所述第二开关电容电路包括开关管S5、开关管S6、开关管S7、开关管S9、开关管S10和电解电容C2；所述桥臂Ⅰ包括开关管T1和开关管T2，所述桥臂Ⅱ包括开关管T3和开关管T4；其中，
所述开关管S1的集电极分别与所述电解电容C1的阳极和所述桥臂Ⅰ的开关管T1的集电极相连接，所述开关管S1的发射极分别与所述开关管S2的集电极和所述开关管S3的发射极相连接；所述开关管S2的发射极分别与所述开关管S4的集电极和所述开关管S8的集电极相连接；所述开关管S3的集电极与所述直流输入电源的正极相连接；所述开关管S4的发射极与所述直流输入电源的负极相连接；所述开关管S8的发射极分别与所述电解电容C1的阴极和所述桥臂Ⅰ的开关管T2的发射极相连接；
所述开关管S5的集电极分别与所述直流输入电源的正极和开关管S3的集电极相连接，所述开关管S5的发射极分别与所述开关管S6的集电极、所述开关管S7的发射极和所述开关管S9的集电极相连接；所述开关管S6的发射极与所述直流输入电源的负极相连接；所述开关管S7的集电极分别与所述电解电容C2的阳极和所述桥臂Ⅱ的开关管T3的集电极相连接；所述开关管S9的发射极分别与所述开关管S10的集电极、所述电解电容C2的阴极和所述桥臂Ⅱ的开关管T4的发射极相连接；所述开关管S10的发射极与所述第一开关电容电路的开关管S8的发射极相连接；
所述开关管T1的集电极与所述第一开关电容电路的电解电容C1的阳极相连接，所述开关管T1的发射极与所述开关管T2的集电极相连接；所述开关管T2的发射极与所述电解电容C1的阴极相连接；
所述开关管T3的集电极与所述第二开关电容电路的电解电容C2的阳极相连接，所述开关管T3的发射极与所述开关管T4的集电极相连接；所述开关管T4的发射极与所述电解电容C2的阴极相连接。
本发明第二方面提供一种高增益多电平DC/AC变流方法，包括以下步骤：
生成驱动信号，通过所述驱动信号控制上述高增益多电平DC/AC变流拓扑工作在九种工作模态，输出9种电平：0、±Vdc、±2Vdc、±3Vdc和±4Vdc。
本发明第三方面提供一种高增益多电平DC/AC变流系统，包括控制器和变流拓扑，所述变流拓扑为上述的高增益多电平DC/AC变流拓扑。
本发明第四方面提供一种可读存储介质，其上存储有指令，该指令被处理器执行时实现如上述的高增益多电平DC/AC变流方法的步骤。
本发明相对现有技术具有突出的实质性特点和显著的进步，具体的说：
1)本发明提供一种高增益多电平DC/AC变流拓扑、变流方法及系统，其中，所述第一开关电容电路中电解电容C1的充电电压为直流输入电压(Vdc)，所述第二开关电容电路中电解电容C2的充电电压为2倍直流输入电压(2Vdc)；
本发明只需设置两个电解电容，通过驱动变流拓扑中开关管的通断，控制第一开关电容电路和第二开关电容电路中的电解电容的不等值充电以及电源与各电容间的串并联转换，即可同时实现变流拓扑的9电平电压输出和4倍升压增益；
2)本发明中的开关管T1、开关管T2、开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6和开关管S7承受的最大电压应力为单倍直流输入电压(Vdc)；所述开关管S8、开关管S9、开关管S10、开关管T3和开关管T4承受的最大电压应力为2倍直流输入电压(2Vdc)；因此，本发明在实现多输出电平和高升压增益的同时，还具备低开关电压应力的特点，大大降低了开关管所占用的成本，更加适用于具有低压直流输入源的中高功率应用场合；
3)本发明的变流拓扑中除所述第二开关电容电路中的开关管S10外，其余开关管均为带有反并联二极管的IGBT或MOSFET，因此，本发明为变流拓扑提供了从交流输出侧向直流输入侧反馈无功能量的通道，在实现变流拓扑的9电平电压输出和4倍升压增益的同时，本发明具备独立带感性负载能力；
4)在一个工作周期的不同阶段，所述电解电容C1和所述电解电容C2一直被分别充电至固定电压值，不存在电容电压的持续偏移问题；因此，在实现变流拓扑的9电平电压输出和4倍升压增益的同时，本发明无需额外复杂的控制回路即可实现电容电压的自平衡。
附图说明
图1是本发明的变流拓扑结构示意图。
图2至图10是本发明的不同工作模态的示意图。
图11是本发明的载波层叠脉冲宽度调制原理图。
图12是本发明的变流拓扑带纯阻性负载时的输出电压和负载电流波形图。
图13是本发明的变流拓扑带阻感性负载时的输出电压和负载电流波形图。
具体实施方式
下面通过具体实施方式，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
实施例1
如附图1所示，一种高增益多电平DC/AC变流拓扑，它包括第一开关电容电路、第二开关电容电路、桥臂Ⅰ和桥臂Ⅱ；所述第一开关电容电路分别与直流输入电源Vdc和所述第二开关电容电路并联连接，通过控制所述第一开关电容电路和所述第二开关电容电路中的电解电容的不等值充电，以及直流输入电源与所述电解电容之间的串并联转换，所述第一开关电容电路和所述第二开关电容电路共同对所述直流输入电源输出的电压信号进行升压变换，以输出多阶梯电压；所述桥臂Ⅰ分别与所述第一开关电容电路、所述第二开关电容电路和所述桥臂Ⅱ并联连接，所述桥臂Ⅰ和所述桥臂Ⅱ用于共同对所述多阶梯电压进行极性转换并进行输出。
本实施例给出了一种第一开关电容电路的具体实施方式，所述第一开关电容电路包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S8和电解电容C1；每个开关管反向并联有续流二极管；其中，所述开关管S1的集电极分别与所述电解电容C1的阳极和所述桥臂Ⅰ的开关管T1的集电极相连接，所述开关管S1的发射极分别与所述开关管S2的集电极和所述开关管S3的发射极相连接；所述开关管S2的发射极分别与所述开关管S4的集电极和所述开关管S8的集电极相连接；所述开关管S3的集电极与所述直流输入电源的正极相连接；所述开关管S4的发射极与所述直流输入电源的负极相连接；所述开关管S8的发射极分别与所述电解电容C1的阴极、所述桥臂Ⅰ的开关管T2的发射极和所述第二开关电容电路相连接。
本实施例还给出了一种第二开关电容电路的具体实施方式，所述第二开关电容电路包括开关管S5、开关管S6、开关管S7、开关管S9、开关管S10和电解电容C2；所述开关管S5、所述开关管S6、所述开关管S7和所述开关管S9均反向并联有续流二极管；其中，所述开关管S5的集电极与所述直流输入电源的正极相连接，所述开关管S5的发射极分别与所述开关管S6的集电极、所述开关管S7的发射极和所述开关管S9的集电极相连接；所述开关管S6的发射极与所述直流输入电源的负极相连接；所述开关管S7的集电极分别与所述电解电容C2的阳极和所述桥臂Ⅱ的开关管T3的集电极相连接；所述开关管S9的发射极分别与所述开关管S10的集电极、所述电解电容C2的阴极和所述桥臂Ⅱ的开关管T4的发射极相连接；所述开关管S10的发射极与所述第一开关电容电路相连接。
需要说明的是，所述第一开关电容电路中电解电容C1的充电电压为直流输入电压(Vdc)，所述第二开关电容电路中电解电容C2的充电电压为2倍直流输入电压(2Vdc)，本发明只需设置两个电解电容，通过驱动变流拓扑中开关管的通断，控制第一开关电容电路和第二开关电容电路中的电解电容的不等值充电以及电源与各电容间的串并联转换，即可同时实现变流拓扑的9电平电压输出和4倍升压增益。
其中，除所述第二开关电容电路中的开关管S10外的其余开关管均为带有反并联二极管的IGBT或MOSFET，因此，本发明为变流拓扑提供了从交流输出侧向直流输入侧反馈无功能量的通道，在实现变流拓扑的9电平电压输出和4倍升压增益的同时，本发明具备独立带感性负载能力。
本实施例还给出了一种桥臂Ⅰ和桥臂Ⅱ的具体实施方式，所述桥臂Ⅰ包括开关管T1和开关管T2，所述桥臂Ⅱ包括开关管T3和开关管T4；每个开关管反向并联有续流二极管；其中，所述开关管T1的集电极与所述第一开关电容电路的电解电容C1的阳极相连接，所述开关管T1的发射极与所述开关管T2的集电极相连接；所述开关管T2的发射极与所述电解电容C1的阴极相连接；所述开关管T3的集电极与所述第二开关电容电路的电解电容C2的阳极相连接，所述开关管T3的发射极与所述开关管T4的集电极相连接；所述开关管T4的发射极与所述电解电容C2的阴极相连接。
可以理解，所述桥臂Ⅰ的中点和所述桥臂Ⅱ的中点作为该高增益多电平DC/AC变流拓扑的交流电压输出端连接电网。
实施例2
在实施例1中高增益多电平DC/AC变流拓扑的基础上，本发明还给出了一种高增益多电平DC/AC变流方法。
所述高增益多电平DC/AC变流方法包括以下步骤：生成驱动信号，通过所述驱动信号控制上述高增益多电平DC/AC变流拓扑工作在九种工作模态；对应的，所述高增益多电平DC/AC变流拓扑输出9种电平：0、±Vdc、±2Vdc、±3Vdc和±4Vdc。
具体的，九种工作模态包括第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态、第四工作模态、第五工作模态、第六工作模态、第七工作模态、第八工作模态和第九工作模态。
图2至图10给出了所述变流拓扑在各个模态的工作原理图，其中虚线为所述变流拓扑中电解电容C1和所述电解电容C2的充电电流路径。
所述高增益多电平DC/AC变流拓扑处于第一工作模态时：所述驱动信号控制开关管S1、开关管S2、开关管S4、开关管S5、开关管S9、开关管T2和开关管T3导通，其余开关管关断；
如附图2所示，第一工作模态下，直流输入电源Vdc、电解电容C1和电解电容C2，三者串联放电，变流拓扑输出电平为直流输入电源Vdc、电解电容C1的充电电压Vdc以及电解电容C2的充电电压2Vdc三者叠加，此时输出电平为+4Vdc。
所述高增益多电平DC/AC变流拓扑处于第二工作模态时：所述驱动信号控制开关管S1、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S8、开关管S9、开关管T2和开关管T3导通，其余开关管关断；
如附图3所示，电解电容C1与直流输入电源Vdc并联，并被充电至电源电压Vdc；同时直流输入电源Vdc与电解电容C2串联放电，变流拓扑输出电平为直流输入电源Vdc与电解电容C2的充电电压2Vdc二者叠加，此时输出电平为+3Vdc。
所述高增益多电平DC/AC变流拓扑处于第三工作模态时：所述驱动信号控制开关管S1、开关管S2、开关管S4、开关管S5、开关管S7、开关管S10、开关管T2和开关管T3导通，其余开关管关断；
如附图4所示，直流输入电源Vdc与电解电容C1串联放电；同时电解电容C2与二者并联，并被充电至2倍直流输入电源Vdc的电压2Vdc，变流拓扑输出电平为直流输入电源Vdc与电解电容C1的充电电压Vdc二者叠加，此时输出电平为+2Vdc。
所述高增益多电平DC/AC变流拓扑处于第四工作模态时：所述驱动信号控制开关管S1、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S7、开关管S8、开关管T2和开关管T3导通，其余开关管关断；
如附图5所示，电解电容C1与直流输入电源Vdc并联，并被充电至电源电压Vdc，电解电容C2不参与工作，变流拓扑输出电平为直流输入电源Vdc，即+Vdc。
所述高增益多电平DC/AC变流拓扑处于第五工作模态时：所述驱动信号控制开关管S1、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S7、开关管S8、开关管T1和开关管T3导通，其余开关管关断；
如附图6所示，电解电容C1与直流输入电源Vdc并联，并被充电至直流输入电源Vdc，电解电容C2不参与工作，此时开关管T1和开关管T3导通，变流拓扑输出电平为0。
所述高增益多电平DC/AC变流拓扑处于第六工作模态时：所述驱动信号控制开关管S1、开关管S2、开关管S4、开关管S5、开关管S7、开关管S10、开关管T1和开关管T4导通，其余开关管关断；
如附图7所示，直流输入电源Vdc与电解电容C1串联，电解电容C2与二者并联，并被充电至2倍电源电压2Vdc，变流拓扑输出-Vdc电平。
所述高增益多电平DC/AC变流拓扑处于第七工作模态时：所述驱动信号控制开关管S2、开关管S3、开关管S6、开关管S8、开关管S9、开关管T1和开关管T4导通，其余开关管关断；
如附图8所示，直流输入电源Vdc与电解电容C1串联放电，电解电容C2不参与工作，变流拓扑输出电平为直流输入电源Vdc与电解电容C1的充电电压Vdc二者叠加，此时输出-2Vdc电平。
所述高增益多电平DC/AC变流拓扑处于第八工作模态时：所述驱动信号控制开关管S1、开关管S3、开关管S4、开关管S6、开关管S7、开关管S8、开关管T1和开关管T4导通，其余开关管关断；
如附图9所示，电解电容C1与直流输入电源Vdc并联，并被充电至电源电压Vdc，同时直流输入电源Vdc与电解电容C2串联放电，变流拓扑输出电平为直流输入电源Vdc与电解电容C2的充电电压2Vdc二者叠加，此时输出-3Vdc电平。
所述高增益多电平DC/AC变流拓扑处于第九工作模态时：所述驱动信号控制开关管S2、开关管S3、开关管S6、开关管S7、开关管S8、开关管T1和开关管T4导通，其余开关管关断。
如附图10所示，直流输入电源Vdc、电解电容C1和电解电容C2，三者串联放电，变流拓扑输出电平为直流输入电源Vdc、电解电容C1的充电电压Vdc以及电解电容C2的充电电压2Vdc三者叠加，此时输出-4Vdc电平。
在上述高增益多电平DC/AC变流拓扑的基础上，如附图11所示，本实施例还给出了载波层叠脉冲宽度调制的调制原理：获取8路相同相位和幅值的三角载波信号e1～e8与1路正弦调制波信号es；基于三角载波信号e1～e8与进行正弦调制波信号es的比较结果，输出8路脉冲信号u1～u8；通过对8路脉冲信号u1～u8进行相关逻辑组合，获得用于控制开关管状态的14路驱动信号；逻辑组合公式为：
Figure BDA0002517171960000091
Figure BDA0002517171960000092
Figure BDA0002517171960000093
Figure BDA0002517171960000094
Figure BDA0002517171960000095
Figure BDA0002517171960000096
Figure BDA0002517171960000097
Figure BDA0002517171960000098
其中，vGS1～vGS10对应表示开关管S1至S10的驱动信号；vGT1～vGT4对应表示开关管T1至T4的驱动信号。
本实施例中，根据变流拓扑的调制比M的大小控制所述高增益多电平DC/AC变流拓扑输出不同数量的电平：(1)在检测到变流拓扑的调制比M大于0小于等于0.25时，驱动所述高增益多电平DC/AC变流拓扑输出三种电平：0、±Vdc；(2)在检测到变流拓扑的调制比M大于0.25小于等于0.5时，驱动所述高增益多电平DC/AC变流拓扑输出五种电平：0、±Vdc、±2Vdc；(3)在检测到变流拓扑的调制比M大于0.5小于等于0.75时，驱动所述高增益多电平DC/AC变流拓扑输出七种电平：0、±Vdc、±2Vdc、±3Vdc；(4)在检测到变流拓扑的调制比M大于0.75小于等于1时，驱动所述高增益多电平DC/AC变流拓扑输出9种电平：0、±Vdc、±2Vdc、±3Vdc和±4Vdc。
其中，所述变流拓扑的调制比M由调制波和载波的幅值共同决定，即：M＝As/(4Ac)，其中，As表示正弦调制波的幅值，Ac表示三角载波信号幅值。
需要说明的是，在实际应用中高增益多电平DC/AC变流拓扑在稳定性状态下输出9电平，此时调制比M大于0.75且小于等于1。但是，变流拓扑在运行过程中会遇到低电压穿越的情况，此时变流拓扑并网点电压跌落；变流拓扑为了能够保持并网，会调整正弦调制波的幅值，从而调节变流拓扑的调制比M，使所述变流拓扑输出相应电平，直到电网恢复正常。
实施例3
本实施例给出一种高增益多电平DC/AC变流系统的具体实施方式，所述高增益多电平DC/AC变流系统包括控制器和变流拓扑，所述变流拓扑为实施例1中的高增益多电平DC/AC变流拓扑。所述控制器包括DSP和FPGA以及外围电路，所述控制器与变流拓扑通信连接，以通过调节开关管通断，实现工作模态的调整。
所述控制器控制所述高增益多电平DC/AC变流拓扑中的开关管动作时，执行实施例2中的高增益多电平DC/AC变流方法的步骤。
本实施例中，所述控制器根据上述调制方式通过仿真对所述变流拓扑进行了验证，图12和图13分别为所述变流拓扑带纯阻性负载和阻感性负载时的输出电压和负载电流仿真波形图。
仿真结果显示，当所述变流拓扑带纯阻性负载时，其输出电压和负载电流均呈现具有九个电平的正弦阶梯PWM波形，且输出电压达到了4倍输入电压的升压增益；当所述变流器带阻感性负载时，由于感性负载的滤波作用，负载电流具有较好的正弦性。
实施例4
本实施例给出一种可读存储介质的具体实施方式，其上存储有指令，该指令被处理器执行时实现如上述的高增益多电平DC/AC变流方法的步骤。
在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述或记载的部分，可以参见其它实施例的相关描述。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本申请的范围。
在本申请所提供的实施例中，应该理解到，所揭露的系统和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的系统实施例仅仅是示意性的，例如，上述模块的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。
另外，在本申请各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
上述集成的模块如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本申请实现上述实施例方法中的全部或部分流程，也可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，上述的计算机程序可存储于计算机可读存储介质中，该计算机程序在被处理器执行时，可实现上述各个方法实施例的步骤。其中，上述计算机程序包括计算机程序代码，上述计算机程序代码可以为源代码形式、对象代码形式、可执行文件或某些中间形式等。
最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制；尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者对部分技术特征进行等同替换；而不脱离本发明技术方案的精神，其均应涵盖在本发明请求保护的技术方案范围当中。

Claims (8)

1.一种高增益多电平DC/AC变流拓扑，其特征在于：包括第一开关电容电路、第二开关电容电路、桥臂Ⅰ和桥臂Ⅱ；
所述第一开关电容电路包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、开关管S8和电解电容C1；所述第二开关电容电路包括开关管S5、开关管S6、开关管S7、开关管S9、开关管S10和电解电容C2；所述桥臂Ⅰ包括开关管T1和开关管T2，所述桥臂Ⅱ包括开关管T3和开关管T4；其中，
所述开关管S1的集电极分别与所述电解电容C1的阳极和所述桥臂Ⅰ的开关管T1的集电极相连接，所述开关管S1的发射极分别与所述开关管S2的集电极和所述开关管S3的发射极相连接；所述开关管S2的发射极分别与所述开关管S4的集电极和所述开关管S8的集电极相连接；所述开关管S3的集电极与所述直流输入电源的正极相连接；所述开关管S4的发射极与所述直流输入电源的负极相连接；所述开关管S8的发射极分别与所述电解电容C1的阴极和所述桥臂Ⅰ的开关管T2的发射极相连接；
所述开关管S5的集电极分别与所述直流输入电源的正极和开关管S3的集电极相连接，所述开关管S5的发射极分别与所述开关管S6的集电极、所述开关管S7的发射极和所述开关管S9的集电极相连接；所述开关管S6的发射极与所述直流输入电源的负极相连接；所述开关管S7的集电极分别与所述电解电容C2的阳极和所述桥臂Ⅱ的开关管T3的集电极相连接；所述开关管S9的发射极分别与所述开关管S10的集电极、所述电解电容C2的阴极和所述桥臂Ⅱ的开关管T4的发射极相连接；所述开关管S10的发射极与所述第一开关电容电路的开关管S8的发射极相连接；
所述开关管T1的集电极与所述第一开关电容电路的电解电容C1的阳极相连接，所述开关管T1的发射极与所述开关管T2的集电极相连接；所述开关管T2的发射极与所述电解电容C1的阴极相连接；
所述开关管T3的集电极与所述第二开关电容电路的电解电容C2的阳极相连接，所述开关管T3的发射极与所述开关管T4的集电极相连接；所述开关管T4的发射极与所述电解电容C2的阴极相连接。
2.根据权利要求1所述的高增益多电平DC/AC变流拓扑，其特征在于：除开关管S10外的开关管均为反向并联有续流二极管的IGBT或MOSFET。
3.一种高增益多电平DC/AC变流方法，其特征在于，包括以下步骤：生成驱动信号，通过所述驱动信号控制权利要求1或2所述的高增益多电平DC/AC变流拓扑工作在九种工作模态，输出9种电平：0、±Vdc、±2Vdc、±3Vdc和±4Vdc；
所述九种工作模态为：
第一工作模态：控制开关管S1、开关管S2、开关管S4、开关管S5、开关管S9、开关管T2和开关管T3导通，其余开关管关断；
第二工作模态：控制开关管S1、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S8、开关管S9、开关管T2和开关管T3导通，其余开关管关断；
第三工作模态：控制开关管S1、开关管S2、开关管S4、开关管S5、开关管S7、开关管S10、开关管T2和开关管T3导通，其余开关管关断；
第四工作模态：控制开关管S1、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S7、开关管S8、开关管T2和开关管T3导通，其余开关管关断；
第五工作模态：控制开关管S1、开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S7、开关管S8、开关管T1和开关管T3导通，其余开关管关断；
第六工作模态：控制开关管S1、开关管S2、开关管S4、开关管S5、开关管S7、开关管S10、开关管T1和开关管T4导通，其余开关管关断；
第七工作模态：控制开关管S2、开关管S3、开关管S6、开关管S8、开关管S9、开关管T1和开关管T4导通，其余开关管关断；
第八工作模态：控制开关管S1、开关管S3、开关管S4、开关管S6、开关管S7、开关管S8、开关管T1和开关管T4导通，其余开关管关断；
第九工作模态：控制开关管S2、开关管S3、开关管S6、开关管S7、开关管S8、开关管T1和开关管T4导通，其余开关管关断。
4.根据权利要求3所述的高增益多电平DC/AC变流方法，其特征在于，根据变流拓扑的调制比M的大小控制所述高增益多电平DC/AC变流拓扑输出不同数量的电平：
在检测到变流拓扑的调制比M大于0小于等于0.25时，驱动所述高增益多电平DC/AC变流拓扑输出三种电平：0、±Vdc；
在检测到变流拓扑的调制比M大于0.25小于等于0.5时，驱动所述高增益多电平DC/AC变流拓扑输出五种电平：0、±Vdc、±2Vdc；
在检测到变流拓扑的调制比M大于0.5小于等于0.75时，驱动所述高增益多电平DC/AC变流拓扑输出七种电平：0、±Vdc、±2Vdc、±3Vdc；
在检测到变流拓扑的调制比M大于0.75小于等于1时，驱动所述高增益多电平DC/AC变流拓扑输出九种电平：0、±Vdc、±2Vdc、±3Vdc和±4Vdc。
5.根据权利要求3所述的高增益多电平DC/AC变流方法，其特征在于，生成驱动信号时，执行：获取8路相同相位和幅值的三角载波信号e1～e8与1路正弦调制波信号es；基于三角载波信号e1～e8与进行正弦调制波信号es的比较结果，输出8路脉冲信号u1～u8；
通过对8路脉冲信号u1～u8进行相关逻辑组合，获得用于控制开关管状态的14路驱动信号；逻辑组合公式为：
Figure FDA0002517171950000031
Figure FDA0002517171950000032
Figure FDA0002517171950000033
Figure FDA0002517171950000034
Figure FDA0002517171950000035
Figure FDA0002517171950000036
Figure FDA0002517171950000037
Figure FDA0002517171950000038
其中，vGS1～vGS10对应表示开关管S1至S10的驱动信号；vGT1～vGT4对应表示开关管T1至T4的驱动信号。
6.一种高增益多电平DC/AC变流系统，包括控制器和变流拓扑，其特征在于：所述变流拓扑为权利要求1或2所述的高增益多电平DC/AC变流拓扑。
7.根据权利要求6所述的高增益多电平DC/AC变流系统，其特征在于：所述控制器控制所述高增益多电平DC/AC变流拓扑中的开关管动作时，执行权利要求3-5任一项所述的高增益多电平DC/AC变流方法的步骤。
8.一种可读存储介质，其上存储有指令，其特征在于：该指令被处理器执行时实现如权利要求3-5任一项所述的高增益多电平DC/AC变流方法的步骤。
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