CN115250074B - 具有谐波、纹波补偿功能的电解制氢整流器及控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及具有谐波、纹波补偿功能的电解制氢整流器及控制方法，属于利用电解水制氢技术领域，包括：主功率整流器、移相变压器、辅助变换器等。主功率整流器为并联型12脉波可控硅整流器，辅助变换器为基于buck型同步整流电路拓扑的三相单级双向AC/DC变换器，主功率整流器和辅助变换器并联连接，通过控制PWM信号驱动辅助变换器中的IGBT，辅助变换器根据谐波补偿指令值输入相应的谐波电流，进而保证对12脉波可控硅整流器输入电流谐波的有效抑制，同时根据纹波补偿指令值输出相应的纹波补偿电流，电解制氢整流器总输出为纯直流量。
Description
技术领域
本发明属于利用电解水制氢技术领域，具体涉及具有谐波、纹波补偿功能的电解制氢整流器及控制方法。
背景技术
随着环境污染与资源短缺等问题的日益加重，减少使用传统含碳化石能源已经迫在眉睫。氢能作为零碳绿色可再生能源，具有能量密度大、转化效率高等优点，可实现开发到利用全过程零排放、零污染。氢气的制备是氢能产业链中的重要一环。现有制氢技术主要包括化石燃料及化工副产制氢、生物质制氢及电解水制氢等。与其他制氢方式相比，电解水制氢具有近零排放和制氢纯度高等优势，并且还可以和光伏、风力可再生能源发电结合起来，有效地消纳风电、光伏等不稳定能源，缓解其波动性对电网的冲击，具有重要的经济及社会效益。
整流电源作为电解水制氢的核心装置，其性能直接影响了制氢的效率和成本。整流电源输出直流电流用于电解水制氢。需要满足低压大电流输出、高可靠性、高效率及低电流纹波等特点。传统大功率电解堆栈整流电源通常采用多脉波（6脉、12脉...）二极管或可控硅整流器，其直流输出电压或电流中的纹波分量较大，导致制氢效率降低。并且整流器产生的谐波在不加任何补偿装置的情况下总谐波失真度往往大于5%，不能满足IEEE519标准对谐波的要求。在中小功率应用中直接采用脉宽调制（PWM）型整流器虽然具有较宽的调节范围，输出纹波小、功率因数高、输入电流畸变程度低、动态性能好等特点，但是其输出电流较小，并且成本高昂，若采用多台PWM整流器并联技术，其成本将会急剧上升，并且稳定性问题难以得到解决，因此无法用于大功率制氢。
为了进一步抑制多脉波整流器产生的谐波与纹波，有方法对现有的12脉波整流器进行改造。大功率场合最常用的方法为通过增加整流器的脉波数来进一步降低输入电流的谐波，较为常见的是通过增加移相变压器输出电压的相数，经多个整流桥移相多重连接后达到增加整流器脉波数的目的，进而进一步抑制纹波、谐波，然而随着整流器脉波数的增加，移相变压器的绕组数也随之成倍增加，不仅增加了移相变压器的制造设计难度，而且绕组间的对称性也难以保证，这会在输入电流中引起非特征次谐波，从而降低了整流器的谐波抑制效果。为了解决这一矛盾，12脉波整流器的直流侧无源脉波倍增技术被提出，它通过在直流侧引入一个小的无源环节来调制并增加两整流桥的输出电流模态，然后根据交直流侧电流关系将整流器的输入台阶数增加为24，将输入电流的THD降低为原来的1倍左右，该方法具有电路结构简单、可靠性高和易于实现的优点，但是这种直流侧脉波倍增方法的纹波、谐波抑制能力有限，输入电流的THD仍高于5％，不能满足实际工业应用要求。
因此，现阶段需设计一种具有谐波、纹波补偿功能的电解制氢整流器、教学手套及教学方法，来解决以上问题。
发明内容
本发明目的在于提供一种具有谐波、纹波补偿功能的电解制氢整流器、教学手套及教学方法，用于解决上述现有技术中存在的技术问题，12脉波整流器的直流侧无源脉波倍增技术被提出，它通过在直流侧引入一个小的无源环节来调制并增加两整流桥的输出电流模态，然后根据交直流侧电流关系将整流器的输入台阶数增加为24，将输入电流的THD降低为原来的1倍左右，该方法具有电路结构简单、可靠性高和易于实现的优点，但是这种直流侧脉波倍增方法的纹波、谐波抑制能力有限，输入电流的THD仍高于5％，不能满足实际工业应用要求。
为实现上述目的，本发明的技术方案是：
具有谐波、纹波补偿功能的电解制氢整流器，包括主功率整流器、移相变压器T、辅助变换器、三相LC滤波器、平衡电抗器L1、平衡电抗器L2、控制单元、驱动单元；
所述主功率整流器为并联型12脉波可控硅整流器，包含整流桥A和整流桥B，所述整流桥A和整流桥B的结构为三相可控硅整流桥臂；
所述移相变压器T原边采用y型连接，副边采用y/三角形连接，用于将电网输入的三相电压移相，产生两组相位互差30°的三相电压，所述两组相位互差30°的三相电压分别作为整流桥A和整流桥B的输入电压；
所述平衡电抗器L1的一端与整流桥A的正极输出端连接，平衡电抗器L1的另一端与整流桥B的正极输出端连接，平衡电抗器L1的中心抽头输出端与负载的正极端连接，所述平衡电抗器L2的一端与整流桥A的负极输出端连接，平衡电抗器L2的另一端与整流桥B的负极输出端连接，平衡电抗器L2的中心抽头输出端与负载的负极端连接；
所述辅助变换器的输入端与三相LC滤波器的近C端连接，辅助变换器的输出端与负载连接；
所述三相LC滤波器的一端与三相电网连接；
所述控制单元包括采样电路、通信电路、中央处理器，控制单元控制所述并联型12脉波可控硅整流器、辅助变换器，控制单元将控制信号传递给驱动单元；
所述驱动单元包括电流脉冲触发器和脉冲宽度调制驱动电路，所述电流脉冲触发器用于驱动并联型12脉波可控硅整流器，所述脉冲宽度调制驱动电路用于驱动辅助变换器；驱动单元驱动电解制氢整流器的功率开关元件，通过功率开关元件控制电解制氢整流器的功率流动，以在负载两端施加电流、电压。
进一步的，所述移相变压器T为降压型变压器。
进一步的，所述辅助变换器为基于buck型同步整流电路拓扑的三相单级双向AC/DC变换器。
进一步的，所述三相单级双向AC/DC变换器包括6个IGBT，即S1~S6，和，3个电感，即L3~L5；
S1、S2、S3的集电极作为变换器的三相输入端，与LC滤波器的近C端连接；
S1、S2、S3的发射极分别与S4、S5、S6的集电极以及电感L3、L4、L5的一端连接；
S4、S5、S6的发射极共同连接作为变换器的负极输出端；
L3、L4、L5的另一端共同连接作为变换器的正极输出端。
具有谐波、纹波补偿功能的电解制氢整流器控制方法，用于控制如上述的具有谐波、纹波补偿功能的电解制氢整流器；
首先利用控制单元中的采样电路采集以下数据：电网输入到电解制氢整流器的三相电压ua、ub、uc，移相变压器原边侧的三相输入电流ia、ib、ic，辅助变换器的三相输入电流ica、icb、icc，主功率整流器的直流输出电流idc1，辅助变换器的直流输出电流idc2，电解制氢整流器的输出电压udc和输出电流idc，通信电路将以上数据传递给中央处理器；
中央处理器使用锁相算法对三相电压ua、ub、uc进行锁相，计算得到三相电压的周期和参考相位θ；中央处理器使用瞬时无功功率算法提取移相变压器原边侧的三相输入电流ia、ib、ic的谐波电流分量ira，irb，irc；中央处理器使用DFT滑窗均值滤波算法提取主功率整流器的直流输出电流idc1中的纹波电流分量Δidc1；其中谐波电流分量ira，irb，irc作为辅助变换器的三相输入电流的控制指令值，纹波电流分量Δidc1作为辅助变换器的直流电流的控制指令值。
进一步的，辅助变换器吸收由主功率整流器和移相变压器产生的谐波电流ira，irb，irc，并将谐波电流产生的这部分谐波功率传递到辅助变换器直流输出侧，补偿主功率整流器直流输出电流的纹波电流分量Δidc1产生的纹波功率，最终电解制氢整流器的输出到负载的电压udc和电流idc为纯直流量，电解制氢整流器的总输入电流为纯正弦量。
进一步的，辅助变换器吸收由主功率整流器和移相变压器产生的谐波电流ira，irb，irc，并将谐波电流产生的这部分谐波功率传递到辅助变换器直流输出侧，补偿主功率整流器直流输出电流的纹波电流分量Δidc1产生的纹波功率，最终电解制氢整流器的输出到负载的电压udc和电流idc为纯直流量，电解制氢整流器的总输入电流为纯正弦量。
进一步的，主功率整流器的输出电流控制采用PI控制，中央处理器给定主功率整流器的输出电流参考idc1*，并将idc1*和主功率整流器的直流输出电流idc1作差得到的电流误差信号A，中央处理器使用PI控制算法对电流误差信号A跟踪控制，得到主功率整流器的触发角α，中央处理器根据参考相位θ与触发角α比较后得到主功率整流器的驱动信号A，通信电路将驱动信号A传递给驱动单元中的电流脉冲触发器，电流脉冲触发器调节可控硅的触发时刻，改变主功率整流器输出电流；
辅助变换器有输入电流内环控制器和输出电流外环控制器，均采用PI控制+重复控制算法；中央处理器将辅助变换器的直流输出电流idc2与纹波电流分量Δidc1相减后得到输出电流误差信号B，中央处理器使用输出电流外环控制器对电流误差信号B跟踪控制，得到中间控制信号；中央处理器将谐波电流分量ira，irb，irc与辅助变换器的三相输入电流ica、icb、icc作差得到输入电流误差信号C，电流误差信号C和中间控制信号的和作为输入电流内环控制器的输入量，中央处理器使用输入电流内环控制器对其跟踪控制，得到辅助变换器的调制信号uref，中央处理器给定载波信号与调制信号uref比较后生成所述辅助变换器的驱动信号B；通信电路将驱动信号B传递给驱动单元中的PWM驱动电路，PWM驱动电路驱动辅助变换器中的IGBT，改变辅助变换器的输出电流和输入电流；辅助变换器输入一个与移相变压器输入侧产生的谐波电流大小相等方向相反的补偿电流ica，icb，icc，电网侧电流为纯正弦；辅助变换器输出一个与主功率整流器输出侧产生的纹波电流大小相等方向相反的补偿电流idc2，负载侧电流为纯直流。
进一步的，所述PI控制的控制方程为：
所述重复控制的控制方程为：
式中，s为连续域的积分环节，Z为离散域积分环节。kp为比例调节系数，ki为积分调节系数，x*是指令值，x是反馈值，Kr为重复控制器增益，N为一个周期内采样次数，k为重复控制超前补偿系数。
与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：
本方案其中一个有益效果在于，（1）输出功率大，制氢效率高。
本整流器可吸收交流侧谐波能量来补偿直流侧的纹波能量，并回馈给负载，提高了整流器能量转换的效率，避免能量浪费。同时整流器可输出功率可达兆瓦级，并且输出电流纹波小，电解堆栈制氢效率高。
本方案其中一个有益效果在于，（2）输出电流可大范围灵活调节。
主功率整流器采用半控型器件，辅功率整流器采用全控型器件，输出电流可以从零开始调节，具有较宽的调节范围，适合制氢电解槽低压、大电流的要求。
本方案其中一个有益效果在于，（3）制造成本低。
本发明电解制氢整流电源器件数目少，仅需6个全控器件IGBT即可达到兆瓦级功率，并且使输入电流THD降低到5%以内以及将直流纹波消除，器件的使用数量大幅减少，控制简单可靠，由于辅助变换器只需处理由纹波电流和谐波电流产生的很小一部分功率，其容量很小，成本大为降低。
本方案其中一个有益效果在于，（4）谐波小，对电网友好。
无需增加移相变压器绕组的个数和整流桥的个数，通过引入一个小容量(小于输出功率5％)的辅助变换器，即可将整流器的输入电流THD降低一个数量级，满足工业应用要求和IEEE519等谐波标准的要求。
本发明专利提供的一种具有谐波补偿和纹波补偿功能的低压大电流低成本电解制氢整流器及其控制方法，通过上述结构及其作用，可以实现纹波补偿、谐波补偿、高效率、低成本、高功率等级、调节范围宽、高可靠性的特征。
附图说明
图1为实施例的一种具有谐波补偿和纹波补偿功能的低压大电流低成本电解制氢整流器的电路拓扑结构框图。
具体实施方式
为了使本发明的目的，技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明，即所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。需要说明的是，术语“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。
而且，术语“包括”，“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程，方法，物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程，方法，物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程，方法，物品或者设备中还存在另外的相同要素。
12脉波整流器的直流侧无源脉波倍增技术被提出，它通过在直流侧引入一个小的无源环节来调制并增加两整流桥的输出电流模态，然后根据交直流侧电流关系将整流器的输入台阶数增加为24，将输入电流的THD降低为原来的1倍左右，该方法具有电路结构简单、可靠性高和易于实现的优点，但是这种直流侧脉波倍增方法的纹波、谐波抑制能力有限，输入电流的THD仍高于5％，不能满足实际工业应用要求。
如图1所示，提出一种具有谐波补偿和纹波补偿功能的低压大电流低成本电解制氢整流器及其控制方法，其特征在于包括主功率整流器，主功率整流器为并联型12脉波可控硅整流器，包含整流桥A和整流桥B，所述整流桥A和整流桥B的结构为三相可控硅整流桥臂；还包括移相变压器，所述移相变压器为降压型变压器，频率为50 Hz，变比为n1：n2：n2（n>1），其高压侧绕组采用星型连接，低压侧绕组A采用星型连接，低压侧绕组B采用三角型连接，高压侧绕组的每相匝数均为n1，低压侧绕组的每相匝数为n2，用于将电网输入的三相电压移相，产生两组相位互差30°的三相电压，所述两组相位互差30°的三相电压分别作为整流桥A和整流桥B的输入电压；还包括辅助变换器，所述辅助变换器为三相单级双向AC/DC变换器结构，辅助变换器的输入端三相LC滤波器的近C端连接，辅助变换器的输出端与负载连接；还包括三相LC滤波器、平衡电抗器L1、平衡电抗器L2，所述三相LC滤波器的一端与三相电网连接，平衡电抗器L1的一端与整流桥A的正极输出端连接，平衡电抗器L1的另一端与整流桥B的正极输出端连接，平衡电抗器L1的中心抽头输出端与负载的正极端连接，所述平衡电抗器L2的一端与整流桥A的负极输出端连接，平衡电抗器L2的另一端与整流桥B的负极输出端连接，平衡电抗器L2的中心抽头输出端与负载的负极端连接；还包括控制单元，所述控制单元包括采样电路、通信电路、中央处理器，控制单元控制所述并联型12脉波可控硅整流器、辅助变换器，控制单元将控制信号传递给驱动单元；还包括驱动单元，所述驱动单元包括电流脉冲触发器和脉冲宽度调制（PWM）驱动电路，所述电流脉冲触发器用于驱动12脉波可控硅整流器，所述PWM驱动电路用于驱动辅助变换器。驱动单元驱动电解制氢整流器的功率开关元件，通过功率开关元件控制电解制氢整流器的功率流动，以在负载两端施加电流、电压。其中R为电解槽负载，等效为一个电阻模型。
特别的，所述辅助变换器为基于buck型同步整流电路拓扑的三相单级双向AC/DC变换器，包括6个IGBT，即S1~S6，和，3个电感，即L3~L5，S1、S2、S3的集电极作为变换器的三相输入端，与LC滤波器的近C端连接，S1、S2、S3的发射极分别与S4、S5、S6的集电极以及电感L3、L4、L5的一端连接，S4、S5、S6的发射极共同连接作为变换器的负极输出端，L3、L4、L5的另一端共同连接作为变换器的正极输出端。
优选的，该基于buck型同步整流电路拓扑的三相单级双向AC/DC变换器可采用交错并联结构，即在原有变换器每个IGBT两端再并联一个IGBT，使这两个IGBT交错180度导通，可以降低IGBT的电流应力，并可以进一步提升辅助变换器功率。
基于buck型同步整流电路拓扑的三相单级双向AC/DC辅助变换器的A相工作状态有4种工作状态：
工作状态1：在正半周期，S1导通，S4断开，交流侧经LC滤波器、S1、电感L1向直流侧供电。
工作状态2：在正半周期，S1、S4断开，电感L1经S4的反并联二极管续流向直流侧供电。
工作状态3：在负半周期，S1、S4断开，交流侧经LC滤波器、S1的反并联二极管、电感L1向直流侧供电。
工作状态4：在负半周期，S4导通，S1断开，电感L1经S4续流向直流侧供电。
基于buck型同步整流电路拓扑的三相单级双向AC/DC辅助变换器的B、C两相的工作状态同理。若定义电压处于正半周期为P，负半周期为N，基于buck型同步整流电路拓扑的三相单级双向AC/DC辅助变换器的A、B、C三相共计PNN、PPN、PNP、NPN、NPP、NNP6种电压组合，因此基于buck型同步整流电路拓扑的三相单级双向AC/DC辅助变换器共有48种工作状态。
本发明所主功率回路12脉波可控硅整流器和本发明基于buck型同步整流电路拓扑的三相单级双向AC/DC辅助变换器的具体控制步骤如下：
首先利用控制单元中的采样电路采集以下数据：电网输入到电解制氢整流器的三相电压ua、ub、uc，移相变压器原边侧的三相输入电流ia、ib、ic，辅助变换器的三相输入电流ica、icb、icc，主功率整流器的直流输出电流idc1，辅助变换器的直流输出电流idc2，电解制氢整流器的输出电压udc和输出电流idc，通信电路将以上数据传递给中央处理器。
中央处理器使用锁相算法对三相电压ua、ub、uc进行锁相，计算得到三相电压的周期和参考相位θ；中央处理器使用瞬时无功功率检测算法提取移相变压器原边侧的三相输入电流ia、ib、ic的谐波电流分量ira，irb，irc；
具体的，瞬时无功功率检测算法为：
中央处理器使用DFT滑窗均值滤波算法提取主功率整流器的直流输出电流idc1中的纹波电流分量Δidc1。
具体的，DFT滑窗均值滤波算法为：
式中，s为连续域积分环节，G0为二阶低通滤波器零频增益，wn为自然角频率，ξ为阻尼系数；N为1个周期内采样次数，第i个采样点的采样值为i(i)，前一个周期内最滞后的采样值为i(i-N)，i(l)为上一时刻的采样值。
中央处理器得到的谐波电流分量ira，irb，irc作为辅助变换器的三相输入电流的控制指令值，纹波电流分量Δidc1作为辅助变换器的直流电流的控制指令值。
主功率整流器的输出电流控制采用PI控制，中央处理器给定主功率整流器的输出电流参考idc1*，并将idc1*和主功率整流器的直流输出电流idc1作差得到的电流误差信号A，中央处理器使用PI控制算法对电流误差信号A跟踪控制，得到主功率整流器的触发角α，中央处理器根据参考相位θ与触发角α比较后得到主功率整流器的驱动信号A，通信电路将驱动信号A传递给驱动单元中的电流脉冲触发器，电流脉冲触发器调节可控硅的触发时刻，改变主功率整流器输出电流。
具体的，得到驱动信号A的控制方程为：
式中，s为连续域的积分环节，kp为比例调节系数，ki为积分调节系数，k为谐振增益系数，ωn为谐振角频率，ξ为常数，取0.707。辅助变换器有输入电流内环控制器和输出电流外环控制器，均采用PI控制+重复控制算法。中央处理器将辅助变换器的直流输出电流idc2与纹波电流分量Δidc1相减后得到输出电流外环控制误差信号B，中央处理器使用输出电流外环控制器对电流误差信号B跟踪控制，得到中间控制信号um；
具体的得到中间控制信号um的控制方程为：
式中，s为连续域的积分环节，Z为离散域积分环节。kp为比例调节系数，ki为积分调节系数，Kr为重复控制器增益，N为一个周期内采样次数，k为重复控制超前补偿系数。中央处理器将谐波电流分量ira，irb，irc与辅助变换器的三相输入电流ica、icb、icc作差得到输入电流误差信号C，电流误差信号C和中间控制信号的和作为输入电流内环控制器的输入量，中央处理器使用输入电流内环控制器对其跟踪控制，得到辅助变换器的调制信号uref，中央处理器给定载波信号与调制信号uref比较后生成所述辅助变换器的驱动信号B。
通信电路将驱动信号B传递给驱动单元中的PWM驱动电路，PWM驱动电路驱动辅助变换器中的IGBT，改变辅助变换器的输出电流和输入电流。辅助变换器输入一个与移相变压器输入侧产生的谐波电流大小相等方向相反的补偿电流ica，icb，icc，电网侧电流为纯正弦。辅助变换器输出一个与主功率整流器输出侧产生的纹波电流大小相等方向相反的补偿电流idc2，负载侧电流为纯直流。
具体的，辅助变换器吸收由主功率整流器和移相变压器产生的谐波电流ira，irb，irc，并将谐波电流产生的这部分谐波功率传递到辅助变换器直流输出侧，补偿主功率整流器直流输出电流的纹波电流分量Δidc1产生的纹波功率，最终电解制氢整流器的输出到负载的电压udc和电流idc为纯直流量，电解制氢整流器的总输入电流为纯正弦量。
基于上述一种具有谐波补偿和纹波补偿功能的低压大电流低成本电解制氢整流器的拓扑结构和控制方法，本实例还进一步介绍了该整流器的储能元件设计方法。
平衡电抗器L1、L2设计：
整流桥A的输出电压可由下式表示：
式中，U'm为整流桥输入相电压幅值。整流桥A与整流桥B的输出电压相差30度，因此整流桥B的输出电压为：
电压差为：
UL1的最大值UL1m可求得：
环流最大值为：
整流桥电流连续的条件是：
由于平衡电抗器能够使并联的两组整流桥各承担一半的负载电流，并且两组整流桥的正负输出均使用了平衡电抗器，所以有Id=Io/4，因此L1、L2应满足的条件是：
电感L3、L4、L5设计：
根据辅助变换器的工作状态，依据电路拓扑对于电感电流纹波要求，基于Buck电路原理，本发明设计设定电感L3、L4、L5电流的脉动是输出电流的极限值的 10%，电感量可按下式计算：
三相LC滤波器设计：
三相LC滤波器的截止频率由滤波电感L和滤波电容C的乘积确定，在确定截止频率后，L和C值还需要分别确定，滤波电感和滤波电容的计算公式为：
式中，w0为电网电压角频率。wl为三相LC滤波器截止角频率I为辅助变换器输入电流有效值。
按照具体实施过程中的硬件设计和控制方法，从波形中可看出，此时补偿前电解制氢整流器的输出电流和输出电压波形为12脉波脉动的直流，纹波含量大。
按照具体实施过程中的硬件设计和控制方法，从波形中可看出，此时补偿前电解制氢整流器的输入电流波形畸变严重，总谐波失真度为13.92%。
按照具体实施过程中的硬件设计和控制方法，从中可以看出补偿后电解制氢整流器的输出电流和输出电压波形为一个恒定直流，纹波分量小。
按照具体实施过程中的硬件设计和控制方法，从波形中可看出，此时补偿后整流电源的输入电流波形正弦度高，总谐波失真度为1.07%。
本发明通过12脉波可控硅整流器和基于buck型同步整流电路拓扑的三相单级双向AC/DC辅助变换器并联，可以补偿交流侧电流谐波和直流侧输出电流纹波，从而大幅度提高制氢电解槽效率，实现大功率高效电解制氢，并满足IEEE519标准。与传统大功率PWM整流器电路相比，减少了全控器件的使用数量或器件容量，节约成本。与传统相控整流器电路相比，能够有效提高直流侧电能质量，降低直流电压及直流电流的纹波分量，提高制氢电解槽的制氢效率，同时可以抑制交流侧输入电流谐波，提高功率因数。
以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。
Claims (2)
1.具有谐波、纹波补偿功能的电解制氢整流器控制方法，其特征在于，具有谐波、纹波补偿功能的电解制氢整流器包括主功率整流器、移相变压器T、辅助变换器、三相LC滤波器、平衡电抗器L1、平衡电抗器L2、控制单元、驱动单元；
所述主功率整流器为并联型12脉波可控硅整流器，包含整流桥A和整流桥B，所述整流桥A和整流桥B的结构为三相可控硅整流桥臂；
所述移相变压器T原边采用y型连接，副边采用y/三角形连接，用于将电网输入的三相电压移相，产生两组相位互差30°的三相电压，所述两组相位互差30°的三相电压分别作为整流桥A和整流桥B的输入电压；
所述平衡电抗器L1的一端与整流桥A的正极输出端连接，平衡电抗器L1的另一端与整流桥B的正极输出端连接，平衡电抗器L1的中心抽头输出端与负载的正极端连接，所述平衡电抗器L2的一端与整流桥A的负极输出端连接，平衡电抗器L2的另一端与整流桥B的负极输出端连接，平衡电抗器L2的中心抽头输出端与负载的负极端连接；
所述辅助变换器的输入端与三相LC滤波器的近C端连接，辅助变换器的输出端与负载连接；
所述三相LC滤波器的一端与三相电网连接；
所述控制单元包括采样电路、通信电路、中央处理器，控制单元控制所述并联型12脉波可控硅整流器、辅助变换器，控制单元将控制信号传递给驱动单元；
所述驱动单元包括电流脉冲触发器和脉冲宽度调制驱动电路，所述电流脉冲触发器用于驱动并联型12脉波可控硅整流器，所述脉冲宽度调制驱动电路用于驱动辅助变换器；驱动单元驱动电解制氢整流器的功率开关元件，通过功率开关元件控制电解制氢整流器的功率流动，以在负载两端施加电流、电压；
所述移相变压器T为降压型变压器；
所述辅助变换器为基于buck型同步整流电路拓扑的三相单级双向AC/DC变换器；
所述三相单级双向AC/DC变换器包括6个IGBT（S1~S6）和3个电感（L3~L5）；
S1、S2、S3的集电极作为变换器的三相输入端，与LC滤波器的近C端连接；
S1、S2、S3的发射极分别与S4、S5、S6的集电极以及电感L3、L4、L5的一端连接；
S4、S5、S6的发射极共同连接作为变换器的负极输出端；
L3、L4、L5的另一端共同连接作为变换器的正极输出端；
其中，
首先利用控制单元中的采样电路采集以下数据：电网输入到电解制氢整流器的三相电压ua、ub、uc，移相变压器原边侧的三相输入电流ia、ib、ic，辅助变换器的三相输入电流ica、icb、icc，主功率整流器的直流输出电流idc1，辅助变换器的直流输出电流idc2，电解制氢整流器的输出电压udc和输出电流idc，通信电路将以上数据传递给中央处理器；
中央处理器使用锁相算法对三相电压ua、ub、uc进行锁相，计算得到三相电压的周期和参考相位θ；中央处理器使用瞬时无功功率算法提取移相变压器原边侧的三相输入电流ia、ib、ic的谐波电流分量ira，irb，irc；中央处理器使用DFT滑窗均值滤波算法提取主功率整流器的直流输出电流idc1中的纹波电流分量Δidc1；其中谐波电流分量ira，irb，irc作为辅助变换器的三相输入电流的控制指令值，纹波电流分量Δidc1作为辅助变换器的直流电流的控制指令值；
辅助变换器吸收由主功率整流器和移相变压器产生的谐波电流ira，irb，irc，并将谐波电流产生的这部分谐波功率传递到辅助变换器直流输出侧，补偿主功率整流器直流输出电流的纹波电流分量Δidc1产生的纹波功率，最终电解制氢整流器的输出到负载的电压udc和电流idc为纯直流量，电解制氢整流器的总输入电流为纯正弦量；
主功率整流器的输出电流控制采用PI控制，中央处理器给定主功率整流器的输出电流参考idc1*，并将idc1*和主功率整流器的直流输出电流idc1作差得到的电流误差信号A，中央处理器使用PI控制算法对电流误差信号A跟踪控制，得到主功率整流器的触发角α，中央处理器根据参考相位θ与触发角α比较后得到主功率整流器的驱动信号A，通信电路将驱动信号A传递给驱动单元中的电流脉冲触发器，电流脉冲触发器调节可控硅的触发时刻，改变主功率整流器输出电流；
辅助变换器有输入电流内环控制器和输出电流外环控制器，均采用PI控制+重复控制算法；中央处理器将辅助变换器的直流输出电流idc2与纹波电流分量Δidc1相减后得到输出电流误差信号B，中央处理器使用输出电流外环控制器对电流误差信号B跟踪控制，得到中间控制信号；中央处理器将谐波电流分量ira，irb，irc与辅助变换器的三相输入电流ica、icb、icc作差得到输入电流误差信号C，电流误差信号C和中间控制信号的和作为输入电流内环控制器的输入量，中央处理器使用输入电流内环控制器对其跟踪控制，得到辅助变换器的调制信号uref，中央处理器给定载波信号与调制信号uref比较后生成所述辅助变换器的驱动信号B；通信电路将驱动信号B传递给驱动单元中的PWM驱动电路，PWM驱动电路驱动辅助变换器中的IGBT，改变辅助变换器的输出电流和输入电流；辅助变换器输入一个与移相变压器输入侧产生的谐波电流大小相等方向相反的补偿电流ica，icb，icc，电网侧电流为纯正弦；辅助变换器输出一个与主功率整流器输出侧产生的纹波电流大小相等方向相反的补偿电流idc2，负载侧电流为纯直流。
2.根据权利要求1所述的具有谐波、纹波补偿功能的电解制氢整流器控制方法，其特征在于，所述PI控制的控制方程为：
所述重复控制的控制方程为：
式中，s为连续域的积分环节，Z为离散域积分环节；kp为比例调节系数，ki为积分调节系数，x*是指令值，x是反馈值，Kr为重复控制器增益，N为一个周期内采样次数，k为重复控制超前补偿系数。
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