CN113904570A - 三相可控脉冲电源整流器拓扑及整流方法 - Google Patents

三相可控脉冲电源整流器拓扑及整流方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种三相可控脉冲电源整流器拓扑及整流方法，整流器包括并联的多脉波不控整流器和两级AC‑DC变换器，所述多脉波不控整流器为由二极管或晶闸管构成的三相桥式整流结构，所述两级AC‑DC变换器能够输出与所述多脉波不控整流器回路中产生的纹波电流大小相等且方向相反的补偿电流。本发明利用多脉波不控整流器作为主功率回路，利用两级AC‑DC变换器作为辅助功率回路，通过辅助功率回路输出补偿电流补偿由主功率回路产生的纹波电流，实现低成本大功率的高效使用。

Description

三相可控脉冲电源整流器拓扑及整流方法
技术领域
本发明属于电源控制技术领域，特别是涉及一种三相可控脉冲电源整流器拓扑及整流方法。
背景技术
能源是人类社会发展的动力源泉，随着社会经济的高速发展，能源的需求量也在持续增加，整流电源输出直流电在很多领域都具有广泛的应用，在很多领域都需要满足低压大电流输出、高可靠性、高效率及低电流纹波等特点。
传统大功率整流电源通常采用二极管或晶闸管整流器(多脉波变换器)，其直流输出电压或电流中的纹波分量较大，导致电能质量降低。
在中小功率应用中直接采用脉宽调制(PWM)型整流器可以从根源上消除电流纹波，且具有单位功率因数而受到当前电源领域的广泛关注，但是其输出电流较小，并且成本高昂，多极并联存在环流等技术难题而无法用于大功率场景。
发明内容
本发明主要解决的技术问题是提供一种三相可控脉冲电源整流器拓扑及整流方法，利用多脉波不控整流器作为主功率回路，利用两级AC-DC变换器作为辅助功率回路，通过辅助功率回路输出补偿电流补偿由主功率回路产生的纹波电流，实现低成本大功率的高效使用。。
为解决上述技术问题，本发明的采用的一个技术方案如下：
一种三相可控脉冲电源整流器拓扑，包括并联的多脉波不控整流器和两级AC-DC变换器，所述多脉波不控整流器为由二极管或晶闸管构成的三相桥式整流结构，所述两级AC-DC变换器能够输出与所述多脉波不控整流器回路中产生的纹波电流大小相等且方向相反的补偿电流。
进一步地说，所述多脉波不控整流器的输入端还设有有载调压整流变压器，所述有载调压整流变压器的一次侧与电网连接，二次侧与所述多脉波不控整流器的输入端连接，所述多脉波不控整流器的输出端与平波电抗器L的一端连接。
进一步地说，所述两级AC-DC变换器包括三相二极管不控整流器、储能电容器模组和Cuk变换器，所述三相二极管不控整流器的输入端与电网连接，所述三相二极管不控整流器的输出端与所述的储能电容器模组连接，所述Cuk变换器的输入端与储能电容器模组连接，所述Cuk变换器的输出端与所述平波电抗器L的另一端连接。
进一步地说，所述Cuk变换器包括滤波电感L1、滤波电感L2、功率开关Q，二极管D，解耦电容Cs；
所述滤波电感L1的一端与所述储能电容器模组的正极连接，所述滤波电感L1的另一端连接所述功率开关Q的集电极以及所述解耦电容Cs的正极，所述解耦电容Cs负极与所述二极管D的阳极连接，所述功率开关Q的发射极与所述二极管D的阴极以及所述滤波电感L2的一端连接。
进一步地说，还包括控制装置，所述控制装置包括纹波检测模块和输出电流控制模块；
所述波纹检测模块包括用于采集所述多脉波不控整流器以及所述两级AC-DC变换器的输出电压和输出电流的传感器；
所述输出电流控制模块包括PR控制器和PI控制器。
本发明还提供一种脉冲电源整流方法，该方法基于的三相整流器包括并联的多脉波不控整流器和两级AC-DC变换器，所述整流方法包括：
(1)获取所述多脉波不控整流器的输出电流idc1，获取所述两级AC-DC变换器的输出电流idc2，获取所述三相整流器的输出电压udc和输出电流idc；
(2)对所述输出电流idc1进行DFT滑窗均值滤波得到该输出电流的平均值idc1_avg，将idc1和idc1_avg作差得到所述三相整流器的纹波电流补偿指令值Δidc1；
所述DFT滑窗均值滤波算法为：
Figure BDA0003232046960000031
式中，N为1个周期内采样次数，第i个采样点的采样值为i(i)，前一个周期内最滞后的采样值为i(i-N)；
(3)将所述的两级AC-DC变换器的输出电流参考值idc2*与反馈输出电流idc2做差，得到的误差信号经过PR控制和PI控制得到调制信号uref；
其中：
Figure BDA0003232046960000032
所述调制信号uref的计算公式为：
Figure BDA0003232046960000033
(4)将所述调制信号uref与载波信号比较并生成所述两级AC-DC变换器的驱动信号，所述两级AC-DC变换器输出一个与所述纹波电流大小相等方向相反的补偿电流。
进一步地说，所述两级AC-DC变换器包括三相二极管不控整流器、储能电容器模组和Cuk变换器；
所述输出电流idc2为所述Cuk变换器的输出电流，所述输出电流参考值idc2*为所述Cuk变换器的输出电流参考值；
步骤中所述驱动信号为所述Cuk变换器的驱动信号，所述补偿电流由所述Cuk变换器输出。
进一步地说，所述多脉波不控整流器的输入端还设有有载调压整流变压器；
还包括步骤：通过手动或自动装置调节有载调压整流变压器的分接头，以控制所述多脉波不控整流器输出电流idc1的大小。
进一步地说，还包括控制装置，所述控制装置包括纹波检测模块和输出电流控制模块；
所述波纹检测模块包括用于采集所述输出电流idc1、输出电流idc2、输出电压udc和输出电流idc的传感器；
所述输出电流控制模块包括PR控制器和PI控制器，步骤(3)中得到的误差信号经过所述PR控制器和PI控制器转换为所述调制信号uref。
本发明的有益效果：
本发明通过多脉波不控整流器和两级AC-DC变换器并联，可以减小整流电源输出电流纹波，从而大幅度提高能效，实现大功率高效使用，与传统大功率PWM整流器电路相比，减少了全控器件的使用数量或器件容量，节约成本，提高系统可靠性。与传统大功率不控/半控整流器电路相比，能够有效提高直流侧电能质量，降低直流电压及直流电流的纹波分量，提高电能质量。
本发明混合整流器可输出功率可达兆瓦级，并且输出电流纹波小，电能质量高。
本发明混合整流器器件数目少，仅使用少数不控型器件和1个或几个全控器件即可达到兆瓦级功率，器件的使用数量大幅减少，控制简单可靠，由于两级AC-DC变换器只需处理由纹波电流产生的很小一部分功率，其容量很小，成本大为降低。
本发明提供的混合整流器的主要功率回路全部使用不空器件，不涉及控制，系统的稳定性及可靠性大幅提升。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。
附图说明
图1是本发明的脉冲电源整流器拓扑结构框图；
图2是辅助功率回路Cuk变换器的控制框图；
图3是补偿前整流器输出的电流电压波形图；
图4Cuk变换器输出的电流波形图；
图5是补偿后整流器输出的电流电压波形图。
附图中各部分标记如下：
多脉波不控整流器1、三相二极管不控整流器2、储能电容器模组3、Cuk变换器4、有载调压整流变压器5、纹波检测模块6和输出电流控制模块7。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的较佳实施例进行详细阐述，以使本发明的优点和特征能更易于被本领域技术人员理解，从而对本发明的保护范围做出更为清楚明确的界定。
实施例：
一种三相可控脉冲电源整流器，具体为一种大功率、低纹波、低成本的混合整流器，其包括并联的多脉波不控整流器1和两级AC-DC变换器，所述多脉波不控整流器为由二极管或晶闸管构成的三相桥式整流结构，所述两级AC-DC变换器能够输出与所述多脉波不控整流器回路中产生的纹波电流大小相等且方向相反的补偿电流；
本实施中将所述多脉波不控整流器设置为6脉波不控整流器为例进行说明，并且整流器采用的是二极管器件，可以理解的是，还可以类似推广应用至12、18、24脉等多种多脉波不控整流器，也可以采用晶闸管的元器件，其整体结构和整流控制方法都是一样的。
如图1所示：还包括有载调压整流变压器5(移相器)和直流平波电抗器L和储能电容器模组3，电阻RL为负载。
其中，所述6脉波不控整流器1由一个三相二极管不控整流器模块构成，或者由多个三相二极管不控整流器模块并联组成；其中，所述有载调压整流(移相)变压器一次侧与电网连接，二次侧与6脉波不控整流器中的三相二极管不控整流器模块的桥臂中点连接，多脉波不控整流器1的输出端与平波电抗器L的一端连接。
所述两级AC-DC变换器包括三相二极管不控整流器2(三相二极管不控型全波整流电路)、储能电容器模组3和Cuk变换器4(Cuk斩波电路)；本实施例是通过三相二极管不控整流器和Cuk变换器组成两级AC-DC变换器，当然也可以采用其他的变换器，比如PWM整流器和/或移相全桥变换器。
其中，所述三相二极管不控整流器2的桥臂为三相两电平结构，所述三相二极管不控整流器2的相应的相桥臂中点与电网连接，所述三相二极管不控整流器2的输出端与所述的储能电容器模组连接；所述Cuk变换器输入端与储能电容器模组连接，且其输出端与所述平波电抗器L的另一端连接。
其中，所述6脉波不控整流器1与所述Cuk变换器4为并联结构，正极与正极连接，负极与负极连接，6脉波不控整流器1和有载调压整流变压器构成所述混合整流器的主功率回路，两级AC-DC变换器作为所述混合整流器的辅助功率回路。
如图1所示：所述Cuk变换器包括滤波电感L1、滤波电感L2、功率开关Q、二极管D以及解耦电容Cs，所述滤波电感L1一端与所述储能电容器模组正极连接，所述滤波电感L1的另一端连所述接功率开关Q的集电极以及所述解耦电容Cs的正极，所述解耦电容Cs的负极与所述二极管D的阳极连接，该连接点为Cuk变换器输出负极，所述功率开关Q的发射极与所述二极管D的阴极以及滤波电感L2的一端连接，所述滤波电感L2的另一端为Cuk变换器输出正极。其中功率开关Q，二极管D可采用串并联方式提高耐压、通流能力。
所述有载调压整流变压器，其频率为50Hz，变比为1：n(n>1)，是一个降压变压器，其高压侧和低压侧为一个独立三相绕组，均采用星型连接，高压侧绕组的每相匝数均为n1，低压侧绕组的每相匝数为n2，RL为负载，等效为一个电阻模型。
所述混合整流器具有控制装置，如图2所示：所述控制装置包括纹波检测模块6和输出电流控制模块7；
所述波纹检测模块包括用于采集所述多脉波不控整流器以及所述Cuk变换器的输出电压和输出电流的传感器(图未示出)；
所述输出电流控制模块包括PR控制器71(比例谐振控制器)和PI控制器72(比例微积分控制器)。
当混合整流器启动自检正确完成后，所述控制装置控制所述混合整流器的开关元件，通过开关元件控制混合整流器的功率流动，以在负载两端施加电流、电压。
基于上述混合整流器的拓扑结构，该混合整流器的设计方法和控制方法如下：
直流平波电抗器L设计：
根据基尔霍夫定律可得在一个脉波周期内的直流回路方程:
Figure BDA0003232046960000071
根据上述关系，并结合实际直流电压需求、输出电流以及负载大小，可以确定直流所述平波电抗器L的取值。
所述6脉波不控整流器1中二极管反向耐压V等于1.5Udc1，平均电流等于0.5idc1，可根据实际工况选择合适型号。
三相二极管不控整流器2：三相二极管不控整流器2为储能电容器模组提供能量，二极管反向耐压等于1.5VC，平均电流等于1.5PCuk/VC。
所述储能电容器模组为Cuk变换器提供电压支撑与能量，须保持两端电压稳定，其容值计算公式如下：
Figure BDA0003232046960000072
所述Cuk变换器中：
所述功率开关Q的反向耐压VQ等于VCs，平均电流等于：
Figure BDA0003232046960000073
所述二极管D的反向耐压VD等于Udc2，平均电流等于Idc2；
所述解耦电容器Cs为实现功率解耦，须保持两端电压稳定，计算公式如下：
Figure BDA0003232046960000074
所述滤波电感L1和所述滤波电感L2电流的脉动是输出电流的极限值的10％，电感量可按下式计算：
Figure BDA0003232046960000075
所述整流器的整流控制方法，具体控制步骤如下：
步骤1，通过所述控制装置中的电压传感器和电流传感器采集以下数据：多脉波不控整流器1的输出电流idc1，Cuk变换器的输出电流idc2，混合整流器输出电压(负载电压)udc和输出电流(负载电流)idc；
步骤2，通过手动或自动装置调节有载调压整流(移相)变压器的分接头，控制多脉波不控整流器1输出电流idc1的大小；
步骤3，对多脉波不控整流器1的输出电流idc1进行DFT滑窗均值滤波得到多脉波晶闸管变换器的输出电流的平均值idc1_avg，通过idc1和idc1_avg作差得到所述的混合整流器的纹波电流补偿指令值Δidc1。
所述DFT滑窗均值滤波算法为：
Figure BDA0003232046960000081
式中，1个周期内采样次数为N，第i个采样点的采样值为i(i)，前一个周期内最滞后的采样值为i(i-N)。通过idc1和idc1_avg作差得到所述的混合整流器的纹波电流补偿指令值Δidc1。
步骤4，通过步骤1、3获得的Δidc1，idc2作为所述的Cuk变换器的输出电流控制器的输入信号，通过所述的Cuk变换器的输出电流参考值idc2*与反馈输出电流idc2做差，误差信号经过所述PR控制器71和所述PI控制器72得到调制信号uref；
其中：
Figure BDA0003232046960000082
所述调制信号uref的计算方程为：
Figure BDA0003232046960000083
步骤5，利用4中的数据，通过对调制信号uref与载波信号比较后生成所述Cuk变换器的驱动信号，Cuk变换器输出一个与纹波电流大小相等方向相反的补偿电流；
其中，所述载波信号为一种固定频率和波形的信号。
图3为补偿前混合整流器输出的电流电压波形图，按照具体实施过程中的硬件设计和控制方法，从波形中可看出，此时补偿前混合整流器的输出电流和输出电压波形为6脉波直流，纹波含量大。
图4为Cuk变换器输出的电流波形图，按照具体实施过程中的硬件设计和控制算法仿真验证，从图4中可看出补偿电流与6脉波不控整流器输出电流纹波分量方向相反，大小相等。
图5为补偿后混合整流器输出的电流电压波形图，按照具体实施过程中的硬件设计和控制方法，从中可以看出补偿后混合整流器的输出电流和输出电压波形为一个恒定直流，纹波分量小。
本发明通过6脉波不控整流器和两级AC-DC变换器并联，可以减小整流电源输出电流纹波，从而大幅度提高能效，实现大功率高效使用。
与传统大功率PWM整流器电路相比，减少了全控器件的使用数量或器件容量，节约成本，提高系统可靠性。与传统大功率不控/半控整流器电路相比，能够有效提高直流侧电能质量，降低直流电压及直流电流的纹波分量，提高电能质量。
以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (9)

1.一种三相可控脉冲电源整流器拓扑，其特征在于：包括并联的多脉波不控整流器(1)和两级AC-DC变换器，所述多脉波不控整流器为由二极管或晶闸管构成的三相桥式整流结构，所述两级AC-DC变换器能够输出与所述多脉波不控整流器回路中产生的纹波电流大小相等且方向相反的补偿电流。
2.根据权利要求1所述的三相可控脉冲电源整流器拓扑，其特征在于：所述多脉波不控整流器的输入端还设有有载调压整流变压器(5)，所述有载调压整流变压器的一次侧与电网连接，二次侧与所述多脉波不控整流器的输入端连接，所述多脉波不控整流器的输出端与平波电抗器L的一端连接。
3.根据权利要求2所述的三相可控脉冲电源整流器拓扑，其特征在于：所述两级AC-DC变换器包括三相二极管不控整流器(2)、储能电容器模组(3)和Cuk变换器(4)，所述三相二极管不控整流器的输入端与电网连接，所述三相二极管不控整流器的输出端与所述的储能电容器模组连接，所述Cuk变换器的输入端与储能电容器模组连接，所述Cuk变换器的输出端与所述平波电抗器L的另一端连接。
4.根据权利要求3所述的三相可控脉冲电源整流器拓扑，其特征在于：所述Cuk变换器包括滤波电感L1、滤波电感L2、功率开关Q，二极管D，解耦电容Cs；
所述滤波电感L1的一端与所述储能电容器模组的正极连接，所述滤波电感L1的另一端连接所述功率开关Q的集电极以及所述解耦电容Cs的正极，所述解耦电容Cs负极与所述二极管D的阳极连接，所述功率开关Q的发射极与所述二极管D的阴极以及所述滤波电感L2的一端连接。
5.根据权利要求1所述的三相可控脉冲电源整流器拓扑，其特征在于：还包括控制装置，所述控制装置包括纹波检测模块(6)和输出电流控制模块(7)；
所述波纹检测模块包括用于采集所述多脉波不控整流器以及所述两级AC-DC变换器的输出电压和输出电流的传感器；
所述输出电流控制模块包括PR控制器和PI控制器。
6.一种脉冲电源整流方法，其特征在于：该方法基于的整流器包括并联的多脉波不控整流器(1)和两级AC-DC变换器，所述整流方法包括：
(1)获取所述多脉波不控整流器的输出电流idc1，获取所述两级AC-DC变换器的输出电流idc2，获取所述三相整流器的输出电压udc和输出电流idc；
(2)对所述输出电流idc1进行DFT滑窗均值滤波得到该输出电流的平均值idc1_avg，将idc1和idc1_avg作差得到所述三相整流器的纹波电流补偿指令值Δidc1；
所述DFT滑窗均值滤波算法为：
Figure FDA0003232046950000021
式中，N为1个周期内采样次数，第i个采样点的采样值为i(i)，前一个周期内最滞后的采样值为i(i-N)；
(3)将所述的两级AC-DC变换器的输出电流参考值idc2*与反馈输出电流idc2做差，得到的误差信号经过PR控制和PI控制得到调制信号uref；
其中：
Figure FDA0003232046950000022
所述调制信号uref的计算公式为：
Figure FDA0003232046950000023
(4)将所述调制信号uref与载波信号比较并生成所述两级AC-DC变换器的驱动信号，所述两级AC-DC变换器输出一个与所述纹波电流大小相等方向相反的补偿电流。
7.根据权利要求6所述的一种三相整流方法，其特征在于：所述两级AC-DC变换器包括三相二极管不控整流器(2)、储能电容器模组(3)和Cuk变换器(4)；
所述输出电流idc2为所述Cuk变换器的输出电流，所述输出电流参考值idc2*为所述Cuk变换器的输出电流参考值；
步骤(4)中所述驱动信号为所述Cuk变换器的驱动信号，所述补偿电流由所述Cuk变换器输出。
8.根据权利要求6所述的一种整流方法，其特征在于：所述多脉波不控整流器的输入端还设有有载调压整流变压器(5)；
还包括步骤(5)：通过手动或自动装置调节有载调压整流变压器的分接头，以控制所述多脉波不控整流器输出电流idc1的大小。
9.根据权利要求6所述的一种整流方法，其特征在于：还包括控制装置，所述控制装置包括纹波检测模块(6)和输出电流控制模块(7)；
所述波纹检测模块包括用于采集所述输出电流idc1、输出电流idc2、输出电压(负载电压)udc和输出电流(负载电流)idc的传感器；
所述输出电流控制模块包括PR控制器和PI控制器，步骤(3)中得到的误差信号经过所述PR控制器和PI控制器转换为所述调制信号uref。
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