CN108879773B - 一种六相风力发电机直流并网结构的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种六相风力发电机直流并网结构的控制方法，所述结构包括六相开绕组直驱永磁风力发电机、6个单相MMC半桥变换器；每个变换器的交流侧与六相开绕组直驱永磁风力发电机的一相绕组相连，六个变换器的直流侧依次串联接入中压直流电网。变换器控制策略包括桥臂电容电压控制、最大功率跟踪控制、子模块电容电压平衡控制和子模块电容电压波动抑制控制。本发明提高了系统输出电压大小，提高了系统输出电压灵活性。

Description

一种六相风力发电机直流并网结构的控制方法

技术领域

本发明属于风力发电技术领域，特别涉及一种六相风力发电机直流并网结构的控制方法。

背景技术

随着社会发展，能源问题日渐突出。寻求各种新能源来取代日渐枯竭的传统化石能源已经成为了各国研究的热点。

风能是一种清洁的可再生能源，近年来，世界各国的风电装机容量快速增长。由于低压风力发电机相较于中压风力发电机体积更小、价格更低且工程应用经验更为丰富，目前工业中应用的风力发电机以低压为主(典型值为690V)。传统风力发电系统需要一个升压变压器来实现低压风机与中高压电网的连接。升压变压器增大了系统体积、重量，提高了系统成本，因此如何在无升压变压器的情况下实现风电系统直接接入中高压电网是一个难题。

一种风力发电直流并网系统将风机输出交流电经过不控整流后通过一个多电平升压变换器连接到中压电网上。但是升压变换器增加了电能变换阶数，导致系统的损耗、维护费用增加，同时给系统稳定性带来影响。

另一种高压直流输电系统将各个风机输出的交流电通过AC-DC-DC变换电路变换为直流电，再串联后直接接入高压直流母线。但由于每个风机接收的风能不同，导致输出电压不同，直接将它们串联可能会存在潜在的危险。

发明内容

针对背景技术所述的缺陷或不足，本发明提出了一种六相风力发电机直流并网结构的控制方法。本发明中基于六相开绕组直驱永磁风力发电机设计的新型直流并网结构提高了系统输出电压大小和灵活性，提高了系统运行稳定性。

本发明所提供的技术方案为：

一种六相风力发电机直流并网结构，所述包括六相开绕组直驱永磁风力发电机、6个单相MMC半桥变换器；

所述的六相开绕组直驱永磁风力发电机，其绕组依次标号为：A_k，k＝1，2，3，4，5，6；

所述的6个单相MMC半桥变换器用MMC_k表示；MMC_k由一个滤波电容C_v，两个双向晶闸管T₁、T₂和E，F两相桥臂组成；

E相桥臂包括上下两个桥臂，每个桥臂由N个SM子模块和一个桥臂电感串联而成；上桥臂的N个SM子模块依次记为SM_p1，SM_p2，…，SM_pN；下桥臂的N个SM子模块依次记为SM_n1，SM_n2，…，SM_nN；上桥臂的桥臂电感记为L_p；下桥臂的桥臂电感记为L_n；

所述的SM子模块由1个电容C_sm和2个IGBT管T_sm1、T_sm2构成；C_sm的正极和T_sm1的集电极相连，C_sm的负极和T_sm2的发射极相连；T_sm1的发射极和T_sm2的集电极相连构成半桥子模块的输出端正极，T_sm2的发射极作为半桥子模块的输出端负极；

每相上桥臂的N个SM子模块和L_p依次串联，即SM_p1的负端与SM_p2正端相连；处于中间的SM_pi的正端与SM_p(i-1)的负端相连，SM_pi的负端与SM_p(i+1)的正端相连，i＝2，3，…，N-1；SM_pN负端与L_p一端相连，L_p另一端和L_n的一端相连，作为MMC_k的输入端正极；每相下桥臂的L_n和N个SM子模块依次串联，即L_n另一端与SM_n1正端相连；处于中间的SM_ni的正端与SM_n(i-1)的负端相连，SM_ni的负端与SM_n(i+1)的正端相连，i＝2，3，…，N-1；

F相桥臂包括四个电容C₁，C₂，C₃，C₄；C₁的负极和C₂的正极相连，连接点和T₁的b端相连；C₃的负极和C₄的正极相连，连接点和T₂的b端相连；T₁的a端和T₂的a端相连，作为MMC_k的输入端负极；SM_p1的正端、C₁的正极和C₃的正极两两相连，作为MMC_k的输出端正极；SM_nN的负端、C₂的负极和C₄的负极两两相连，作为MMC_k的输出端负极；

滤波电容C_v的两端分别和MMC_k的输入端正极、输入端负极相连；

MMC_k的输入端正极与绕组A_k的正极相连；MMC_k的输入端负极与绕组A_k的负极相连；MMC₁的输出端正极与直流电网正极相连；MMC_j的输出端正极与MMC_(j-1)的输出端负极相连，MMC_j的输出端负极与MMC_(j+1)的输出端正极相连，j＝2，3，4，5；MMC₆的输出端负极与直流电网的负极相连。

上述的六相风力发电机直流并网结构的控制方法，六个单相MMC半桥变换器的控制方法相同；

对于任意一个单相MMC半桥变换器，该控制方法包括桥臂电容电压控制、最大功率跟踪控制、子模块电容电压平衡控制、子模块电容电压波动抑制控制；

所述的桥臂电容电压控制的步骤如下：

(1)检测MMC_k输出端电压U_dc，与给定值U_dcref比较，比较结果通过第一PI调节器进行调节，得到第一PI调节器的输出结果k₁：

其中，k_p1和k_i1是第一PI调节器的比例系数和积分系数；

(2)检测当前交流侧电流i_out，得到方向信号S_d1；具体为，当i_out为正时，S_d1＝1；当i_out为负时，S_d1＝-1；当i_out为0时，S_d1＝0；

(3)检测C₂电压U_C2，与给定值U_C2ref比较，比较结果通过第二PI调节器后再与S_d1以及当前T₁的开关状态S₁相乘，得到电流补偿因子k₂：

其中，k_p2和k_i2是第二PI调节器的比例系数和积分系数；当T₁导通时，S₁＝1；当T₁关断时，S₁＝0；

(4)检测C₄电压U_C4，与给定值U_C4ref比较，比较结果通过第三PI调节器后再与S_d1以及当前T₂的开关状态S₂相乘，得到电流补偿因子k₃：

其中，k_p3和k_i3是第三PI调节器的比例系数和积分系数；当T₂导通时，S₂＝1；当T₂关断时，S₂＝0；

所述的最大功率跟踪控制的步骤如下：

(1)检测当前风速v，与六相电机的叶片半径R和最佳叶尖速比λ_opt一起计算电机转子的角速度给定值ω_ref：

(2)检测六相电机转子的角速度ω，将其与ω_ref进行比较，比较结果通过第四PI调节器进行调节，得到第四PI调节器的输出结果i_qinref：

其中，k_p4和k_i4是第四PI调节器的比例系数和积分系数；

(3)将i_qinref通过下式进行修正，得到q轴电流给定值i_qref：

i_qref＝(1+k₁-k₂-k₃)i_qinref

(4)检测当前六相电机转子位置θ_r，通过下式得到虚拟β轴电流分量i_β：

i_β＝i_qrefcos(θ)

θ＝pθ_r+δ

其中，θ是同步角；p是电机极对数；δ是绕组相移，MMC₁～MMC₆的δ分别为0，2π/3，4π/3，π/6，5π/6，9π/6；

(5)将i_out和i_β进行αβ/dq坐标变换，得到d、q轴电流分量i_d，i_q；

(6)将i_d与d轴电流给定值i_dref进行比较，比较结果通过第五PI调节器，再加上前馈分量pωL_qi_q，得到d轴电压分量u_d：

其中，k_p5和k_i5是第五PI调节器的比例系数和积分系数；L_q是电机交轴电感；

(7)将i_q与q轴电流给定值i_qref进行比较，比较结果通过第六PI调节器，再加上前馈分量-pωL_di_d和pωΨ_f得到q轴电压分量u_q：

其中，k_p6和k_i6是第六PI调节器的比例系数和积分系数；L_d是电机直轴电感；Ψ_f是电机转子磁链；

(8)将u_d和u_q进行dq/αβ坐标变换，得到α轴电压分量u_outref；

所述子模块电容电压平衡控制的步骤如下：

(1)检测各个SM子模块电容电压u_{smp_h}和u_{smn_h}，h＝1，2，…，N，分别计算上、下桥臂子模块电容总能量W_smp和W_smn：

(2)将W_smp、W_smn之和与给定值W_smref比较，比较结果通过第七PI调节器，得到第七PI调节器输出结果i_cir1ref：

其中，k_p7和k_i7是第七PI调节器的比例系数和积分系数；

(3)将u_outref和注入的高频方波电压u_cmref相加后取反，得到上下桥臂子模块级联电压差值信号Δu，根据Δu得到调制方向信号S_d2；具体为，当Δu为正时，S_d2＝1；当Δu为负时，S_d2＝-1；当Δu为0时，S_d2＝0；

u_cmref是幅值为U_cm，频率为f_cm，占空比为50％的方波，即从t＝0开始，以1/f_cm为周期，在0～1/2f_cm时间段内，u_cmref＝U_cm；在1/2f_cm～1/f_cm时间段内，u_cmref＝-U_cm；

(3)将W_smp、W_smn之差与0比较，比较结果通过第八PI调节器后与S_d2相乘，输出结果i_cir2ref：

其中，k_p8和k_i8是第八PI调节器的比例系数和积分系数；

所述的子模块电容电压波动抑制控制的步骤如下：

(1)从t＝0开始，以1/f_cm为周期，在0～1/2f_cm时间段内，控制T₁导通，T₂关断；在1/2f_cm～1/f_cm时间段内，控制T₁关断，T₂导通；

(2)检测MMC_k的输入端电压u_out，计算环流参考值，具体计算公式如下：

其中，ω_cm＝2πf_cm；

(3)检测上桥臂电流i_p和下桥臂电流i_n，以T为系统控制周期，计算上桥臂调制信号u_pref和下桥臂调制信号u_nref：

(4)对u_pref和u_nref采用最近电平逼近的方式进行调制，得到MMC_k各子模块的控制脉冲信号。

附图说明

图1六相风力发电机直流并网结构图

图2单相MMC半桥变换器拓扑结构图

图3桥臂电容电压控制框图

图4最大功率跟踪控制框图

图5子模块电容电压平衡控制框图

图6子模块电容电压波动抑制控制框图

图7系统直流侧输出电压波形

图8系统直流侧输出电流波形

图9六相风力发电机A1相绕组输出电压波形

图10六相风力发电机A1相绕组输出电流波形

图11A1相桥臂电容C1、C2电压波形

图12A1相上桥臂SM子模块电容平均电压波形

具体实施方式

下面结合附图对本发明进一步说明。

图1是6相风力发电机直流并网结构图，其中包括六相开绕组直驱永磁风力发电机、6个单相MMC半桥变换器。六相发电机的转子与装于风场的风力机同轴连接。每个单相MMC半桥变换器的交流侧与发电机的一相绕组相连，六个变换器的直流侧依次串联接入中压直流电网。

本发明中单相MMC半桥变换器控制策略包括桥臂电容电压控制、最大功率跟踪控制、子模块电容电压平衡控制、子模块电容电压波动抑制控制5个部分。

在本控制实例中，六相风力发电机的具体参数如下：额定功率为1MW，额定电压为690V，额定转速为17.86rpm，运行额定风速为9m/s，风叶半径为39m，极对数为30对，直轴电感为1mH，交轴电感为1mH，永磁体磁链为10.5Wb。单相MMC半桥变换器的具体参数如下：各个桥臂子模块个数6个，子模块电容为20mF，子模块额定电压为833V，桥臂电感为0.7mH，桥臂电容为100mF，桥臂电容C1，C2，C3，C4的给定电压分别为1250V、3750V、3750V、1250V。直流电网额定电压30kV。控制方法的具体参数如下：d轴电流给定值i_dref为0，系统控制周期为0.0001s，注入的高频电压幅值和频率别为1250V、100Hz。

对于任意一个单相MMC半桥变换器MMC_k，控制方法包括桥臂电容电压控制、最大功率跟踪控制、子模块电容电压平衡控制、子模块电容电压波动抑制。

图3是桥臂电容电压控制框图，控制步骤如下：

(1)检测MMC_k输出端电压U_dc，与给定值U_dcref比较，比较结果通过第一PI调节器进行调节，得到第一PI调节器的输出结果k₁。，第一PI调节器的比例系数k_p1和积分系数k_i1分别为0.04、0。

(2)检测当前交流侧电流i_out，得到方向信号S_d1。

(3)检测C₂电压U_C2，与给定值U_C2ref比较，比较结果通过第二PI调节器后再与S_d1以及当前T₁的开关状态S₁相乘，得到电流补偿因子k₂。第二PI调节器的比例系数k_p2和积分系数k_i2分别为0.004、0。

(4)检测C₄电压U_C4，与给定值U_C4ref比较，比较结果通过第三PI调节器后再与S_d1以及当前T₂的开关状态S₂相乘，得到电流补偿因子k₃。第三PI调节器的比例系数k_p3和积分系数k_i3分别为0.004、0。

图4是最大功率跟踪控制框图，控制步骤如下：

(1)检测当前风速v，计算电机转子的角速度给定值ω_ref。最佳叶尖速比λ_opt为8.1。

(2)检测6相电机转子的角速度ω，将其与ω_ref进行比较，比较结果通过第四PI调节器进行调节，得到第四PI调节器的输出结果i_qinref。第四PI调节器的比例系数k_p4和积分系数k_i4分别为200、20000。

(3)将i_qinref进行修正，得到q轴电流给定值i_qref。

(4)检测当前6相电机转子位置θ_r，得到虚拟β轴电流分量i_β。

(5)将i_out和i_β进行αβ/dq坐标变换，得到d、q轴电流分量i_d，i_q。

(6)将i_d与d轴电流给定值i_dref进行比较，比较结果通过第五PI调节器，再加上前馈分量pωL_qi_q，得到d轴电压分量u_d。第五PI调节器的比例系数k_p5和积分系数k_i5分别为5、500。

(7)将i_q与q轴电流给定值i_qref进行比较，比较结果通过第六PI调节器，再加上前馈分量-pωL_di_d和pωΨ_f得到q轴电压分量u_q。第六PI调节器的比例系数k_p6和积分系数k_i6分别为5、500。

(8)将u_d和u_q进行dq/αβ坐标变换，得到α轴电压分量u_outref。

图5是子模块电容电压平衡控制框图，控制步骤如下：

(1)检测各个SM子模块电容电压，分别计算上、下桥臂子模块电容总能量W_smp和W_smn。

(2)将W_smp、W_smn之和与给定值W_smref比较，比较结果通过第七PI调节器，得到第七PI调节器输出结果i_cir1ref。第七PI调节器的比例系数k_p7和积分系数k_i7分别为0.1、10。

(3)将u_outref和注入的高频方波电压u_cmref相加后取反，得到上下桥臂子模块级联电压差值信号Δu，根据Δu得到调制方向信号S_d2。

(4)将W_smp、W_smn之差与0比较，比较结果通过第八PI调节器后与S_d2相乘，输出结果i_cir2ref。第八PI调节器的比例系数k_p8和积分系数k_i8分别为0.03、0。

图6是子模块电容电压波动抑制控制框图，具体步骤如下：

(1)从t＝0开始，以1/f_cm为周期，在0～1/2f_cm时间段内，控制T₁导通，T₂关断；在1/2f_cm～1/f_cm时间段内，控制T₁关断，T₂导通。

(2)检测MMC_k的输入端电压u_out，计算环流参考值。

(3)检测上桥臂电流i_p和下桥臂电流i_n，以T为系统控制周期，计算上桥臂调制信号u_pref和下桥臂调制信号u_nref。

(4)对u_pref和u_nref采用最近电平逼近的方式进行调制，得到MMC_k各SM子模块的控制脉冲信号。

图7是系统直流侧输出电压波形，从波形上可以看出，电压幅值略大于30kV，且十分稳定，波动很小，满足并网要求。

图8是系统直流输出侧的电流波形，电流平均值为32.4A，和图7中的电压一起可以计算出系统注入直流输电网的平均功率为0.97MW，和风机的额定功率1MW相比较可得系统有3％的功率损耗，损耗大小满足要求。

图9是风力发电机A1相绕组输出电压波形，可以得到输出电压的基波有效值为568.9V，与风力发电机的额定电压相近。其余绕组的输出电压波形也能达到相似效果。

图10是风力发电机A1相绕组输出电流波形，可以得到输出电流的基波有效值为591V，与风力发电机的额定电流相近。其余绕组的输出电流波形也能达到相似效果。

图11是A1相单相MMC半桥变换器桥臂电容C1、C2电压波形，可以看到C1电压稳定在1250V，C2电压稳定在3750V。其余桥臂电容电压波形也能达到相似效果。

图12是A1相SM_p1子模块电容电压波形，从图中可以看出，电容电压稳定在833V，波动在10％以内，满足要求。其余子模块电压波形也能达到相似效果。

Claims (2)

1.一种六相风力发电机直流并网结构的控制方法，其特征在于，所述的六相风力发电机直流并网结构包括六相开绕组直驱永磁风力发电机、6个单相MMC半桥变换器；

所述的六相开绕组直驱永磁风力发电机，其绕组依次标号为：A_k，k＝1，2，3，4，5，6；

所述的6个单相MMC半桥变换器用MMC_k表示；第k个单相MMC半桥变换器MMC_k由一个滤波电容C_v，两个双向晶闸管T₁、T₂和E，F两相桥臂组成；

E相桥臂包括上下两个桥臂，每个桥臂由N个SM子模块和一个桥臂电感串联而成；上桥臂的N个SM子模块依次记为SM_p1，SM_p2，…，SM_pN；下桥臂的N个SM子模块依次记为SM_n1，SM_n2，…，SM_nN；上桥臂的桥臂电感记为L_p；下桥臂的桥臂电感记为L_n；

所述的SM子模块由1个电容C_sm和2个IGBT管T_sm1、T_sm2构成；C_sm的正极和T_sm1的集电极相连，C_sm的负极和T_sm2的发射极相连；T_sm1的发射极和T_sm2的集电极相连构成半桥子模块的输出端正极，T_sm2的发射极作为半桥子模块的输出端负极；

每相上桥臂的N个SM子模块和L_p依次串联，即SM_p1的负端与SM_p2正端相连；处于中间的SM_pi的正端与SM_p(i-1)的负端相连，SM_pi的负端与SM_p(i+1)的正端相连，i＝2，3，…，N-1；SM_pN负端与L_p一端相连，L_p另一端和L_n的一端相连，作为MMC_k的输入端正极；每相下桥臂的L_n和N个SM子模块依次串联，即L_n另一端与SM_n1正端相连；处于中间的SM_ni的正端与SM_n(i-1)的负端相连，SM_ni的负端与SM_n(i+1)的正端相连，i＝2，3，…，N-1；

F相桥臂包括四个电容C₁，C₂，C₃，C₄；C₁的负极和C₂的正极相连，连接点和T₁的b端相连；C₃的负极和C₄的正极相连，连接点和T₂的b端相连；T₁的a端和T₂的a端相连，作为MMC_k的输入端负极；SM_p1的正端、C₁的正极和C₃的正极两两相连，作为MMC_k的输出端正极；SM_nN的负端、C₂的负极和C₄的负极两两相连，作为MMC_k的输出端负极；

滤波电容C_v的两端分别和MMC_k的输入端正极、输入端负极相连；

MMC_k的输入端正极与绕组A_k的正极相连；MMC_k的输入端负极与绕组A_k的负极相连；MMC₁的输出端正极与直流电网正极相连；MMC_j的输出端正极与MMC_(j-1)的输出端负极相连，MMC_j的输出端负极与MMC_(j+1)的输出端正极相连，j＝2，3，4，5；MMC₆的输出端负极与直流电网的负极相连；

6个单相MMC半桥变换器的控制方法相同；对于任意一个单相MMC半桥变换器，其控制方法包括桥臂电容电压控制、最大功率跟踪控制、子模块电容电压平衡控制、子模块电容电压波动抑制控制；

所述的桥臂电容电压控制的步骤如下：

(1)检测MMC_k输出端电压U_dc，与给定值U_dcref比较，比较结果通过第一PI调节器进行调节，得到第一PI调节器的输出结果k₁：

其中，k_p1和k_i1是第一PI调节器的比例系数和积分系数；

(2)检测当前交流侧电流i_out，得到方向信号S_d1；具体为，当i_out为正时，S_d1＝1；当i_out为负时，S_d1＝-1；当i_out为0时，S_d1＝0；

(3)检测C₂电压U_C2，与给定值U_C2ref比较，比较结果通过第二PI调节器后再与S_d1以及当前T₁的开关状态S₁相乘，得到电流补偿因子k₂：

其中，k_p2和k_i2是第二PI调节器的比例系数和积分系数；当T₁导通时，S₁＝1；当T₁关断时，S₁＝0；

(4)检测C₄电压U_C4，与给定值U_C4ref比较，比较结果通过第三PI调节器后再与S_d1以及当前T₂的开关状态S₂相乘，得到电流补偿因子k₃：

其中，k_p3和k_i3是第三PI调节器的比例系数和积分系数；当T₂导通时，S₂＝1；当T₂关断时，S₂＝0；

所述的最大功率跟踪控制的步骤如下：

(1)检测当前风速v，与六相电机的叶片半径R和最佳叶尖速比λ_opt一起计算电机转子的角速度给定值ω_ref：

(2)检测六相电机转子的角速度ω，将其与ω_ref进行比较，比较结果通过第四PI调节器进行调节，得到第四PI调节器的输出结果i_qinref：

其中，k_p4和k_i4是第四PI调节器的比例系数和积分系数；

(3)将i_qinref通过下式进行修正，得到q轴电流给定值i_qref：

i_qref＝(1+k₁-k₂-k₃)i_qinref

(4)检测当前六相电机转子位置θ_r，通过下式得到虚拟β轴电流分量i_β：

i_β＝i_qrefcos(θ)

θ＝pθ_r+δ

其中，θ是同步角；p是电机极对数；δ是绕组相移，MMC₁～MMC₆的δ分别为0，2π/3，4π/3，π/6，5π/6，9π/6；

(5)将i_out和i_β进行αβ/dq坐标变换，得到d、q轴电流分量i_d，i_q；

(6)将i_d与d轴电流给定值i_dref进行比较，比较结果通过第五PI调节器，再加上前馈分量pωL_qi_q，得到d轴电压分量u_d：

其中，k_p5和k_i5是第五PI调节器的比例系数和积分系数；L_q是电机交轴电感；

(7)将i_q与q轴电流给定值i_qref进行比较，比较结果通过第六PI调节器，再加上前馈分量-pωL_di_d和pωΨ_f得到q轴电压分量u_q：

其中，k_p6和k_i6是第六PI调节器的比例系数和积分系数；L_d是电机直轴电感；Ψ_f是电机转子磁链；

(8)将u_d和u_q进行dq/αβ坐标变换，得到α轴电压分量u_outref；

所述子模块电容电压平衡控制的步骤如下：

(1)检测各个SM子模块电容电压u_{smp_h}和u_{smn_h}，h＝1，2，…，N，分别计算上、下桥臂子模块电容总能量W_smp和W_smn：

(2)将W_smp、W_smn之和与给定值W_smref比较，比较结果通过第七PI调节器，得到第七PI调节器输出结果i_cir1ref：

其中，k_p7和k_i7是第七PI调节器的比例系数和积分系数；

(3)将u_outref和注入的高频方波电压u_cmref相加后取反，得到上下桥臂子模块级联电压差值信号Δu，根据Δu得到调制方向信号S_d2；具体为，当Δu为正时，S_d2＝1；当Δu为负时，S_d2＝-1；当Δu为0时，S_d2＝0；

u_cmref是幅值为U_cm，频率为f_cm，占空比为50％的方波，即从t＝0开始，以1/f_cm为周期，在0～1/2f_cm时间段内，u_cmref＝U_cm；在1/2f_cm～1/f_cm时间段内，u_cmref＝-U_cm；

(4)将W_smp、W_smn之差与0比较，比较结果通过第八PI调节器后与S_d2相乘，输出结果i_cir2ref：

其中，k_p8和k_i8是第八PI调节器的比例系数和积分系数；

所述的子模块电容电压波动抑制控制的步骤如下：

(1)从t＝0开始，以1/f_cm为周期，在0～1/2f_cm时间段内，控制T₁导通，T₂关断；在1/2f_cm～1/f_cm时间段内，控制T₁关断，T₂导通；

(2)检测MMC_k的输入端电压u_out，计算环流参考值i_cirref，具体计算公式如下：

其中，ω_cm＝2πf_cm；

(3)检测上桥臂电流i_p和下桥臂电流i_n，以T为系统控制周期，计算上桥臂调制信号u_pref和下桥臂调制信号u_nref：

(4)对u_pref和u_nref采用最近电平逼近的方式进行调制，得到MMC_k各子模块的控制脉冲信号。

2.根据权利要求1所述的六相风力发电机直流并网结构的控制方法，其特征在于，第一PI调节器的比例系数k_p1和积分系数k_i1分别为0.04、0；第二PI调节器的比例系数k_p2和积分系数k_i2分别为0.004、0；第三PI调节器的比例系数k_p3和积分系数k_i3分别为0.004、0；第四PI调节器的比例系数k_p4和积分系数k_i4分别为200、20000；第五PI调节器的比例系数k_p5和积分系数k_i5分别为5、500；第六PI调节器的比例系数k_p6和积分系数k_i6分别为5、500；第七PI调节器的比例系数k_p7和积分系数k_i7分别为0.1、10；第八PI调节器的比例系数k_p8和积分系数k_i8分别为0.03、0。

Images