CN115021593A - 一种具有多尺度调频能力的混合整流器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种具有多尺度调频能力的混合整流器控制方法，包括所述的辅助变换器与6脉波晶闸管变换器并联构成混合整流器；辅助变换器的电压源型变换器为三相两电平结构，采用虚拟同步电机控制策略，实现惯量阻尼补偿等短时间/小功率/低能量尺度的频率调节，同时控制辅助变换器的直流母线电压稳定；辅助变换器的移相全桥变换器采用单电流环结构保证辅助变换器内部功率平衡，通过总输出电流指令实现对混合整流器的输出电流纹波的抑制；通过辅助变换器短时快速调频后，建立6脉波晶闸管变换器触发角和系统频率间的下垂控制关系，根据系统频率变化改变6脉波晶闸管变换器触发角，实现长时间/大功率/高能量尺度频率调节。

Description

一种具有多尺度调频能力的混合整流器控制方法

技术领域

本发明涉及电力技术领域，具体是一种具有多尺度调频能力的混合整流器控制方法。

背景技术

典型的新能源电解制氢系统，在整流器输出直流电压作用下，电解堆栈中的水分子分解产生氢气和氧气。相比中小容量电解堆栈，大容量电解堆栈具有更低的单位成本和更高的电-氢能量转换效率。但新能源电解制氢系统中各单元均通过电力电子设备接入交流母线，系统惯量阻尼不足，且新能源发电波动性强。亟需有效的频率调节措施，确保新能源电解制氢系统的安全稳定运行。

目前主要基于发电或储能单元，采用虚拟同步发电机或下垂控制调频，但需要配置大量储能设备，成本较高，且并联控制及稳定性分析复杂。而制氢负荷中电解堆栈容量大，功率灵活可调，响应速度快，是天然的可提供调频能量的物理资源。因此，应充分发挥制氢负荷的调频能力，满足系统调频需求。整流器作为实现电解制氢负荷调频能力的关键设备，由于目前所用拓扑的局限性，无法有效传输大容量电解堆栈的调频能量。全控型整流器动态响应快，但相同成本下功率等级低，仅适合用于中小容量电解堆栈实现快速频率支撑；相控型整流器动态响应慢，但功率等级高，可配合大容量电解堆栈作为调频主力。二者只能实现电解制氢负荷单一尺度的频率调节，无法实现多时间/多功率/多能量尺度调频。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种具有多尺度调频能力的混合整流器控制方法，包括如下过程：

电压源型变换器和移相全桥变换器级联构成辅助变换器，所述的辅助变换器与6脉波晶闸管变换器并联构成混合整流器；

辅助变换器的电压源型变换器为三相两电平结构，采用虚拟同步电机控制策略，调节流经辅助变换器的功率，为系统提供快速频率支撑，实现惯量阻尼补偿，通过有功调节模型及无功功率外环调节，并结合同步电机的转子电气方程，得到内环电流指令的基波分量；获取6脉波晶闸管变换器交流电流的谐波分量作为电压源型变换器的内环电流指令的谐波分量；内环电流指令基波分量和内环电流指令的谐波分量构成电流指令值，电流内环采用比例积分和重复控制器并联的结构，使电压源型变换器的交流电流跟随电流指令值；

辅助变换器的移相全桥变换器采用单电流环结构，建立移相全桥变换器输出电流的直流偏置分量和系统频率间的比例微分下垂关系，调节输出功率以确保辅助变换器内部功率平衡，将6脉波晶闸管变换器输出的直流电流的纹波分量与移相全桥变换器输出电流的直流偏置分量叠加作为总输出电流指令，通过总输出电流指令实现对混合整流器的输出电流纹波的抑制；

辅助变换器为主功率变换器一次调频赢得时间，建立6脉波晶闸管变换器触发角和系统频率间的下垂控制关系，根据系统频率变化改变6脉波晶闸管变换器触发角，进行一次调频或者二次调频，实现频率调节。

进一步的，所述的采用虚拟同步电机控制策略，通过有功调节模型及无功功率外环调节，并结合同步电机的转子电气方程，得到内环电流指令的基波分量，包括如下过程：

虚拟同步电机控制策略包括虚拟同步电机转矩方程，具体为：

式中：δ为同步电机的功角，ω是同步电机的电气角速度，ω ₀为额定角频率，J为同步电机的转动惯量，P _e、P _m、P _d分别为同步电机的电磁、机械和阻尼功率，D为阻尼系数，在具体的电压源型变换器虚拟同步电机控制算法中，P _e为输入电压源型变换器的有功功率，P _m为电压源型变换器输出到移相全桥变换器的有功功率，P _d为虚拟阻尼功率；

有功调节模型为：根据电压源型变换器输出电压得到直流电压调节量P _dc ；根据指令值P _ref 、直流电压调节量P _dc 和比例控制模块得到输入电压源型变换器的有功功率P _e ；

采用如下公式：

其中，K _f为频率调节系数，k _p 、k _i 为PI控制器的控制参数；s为积分算子；U _dc 、U _dc ^*分别为直流侧输出电压实际值和参考值，P _ref 为电压源型变换器额定有功功率；

通过调节虚拟同步电机的转子端电压E _p 来调节电压源型变换器交流侧端电压和无功功率,实现对6脉波晶闸管变换器的无功补偿，无功调节模型包括：

式中，E _p 为虚拟同步电机的转子端电压；E _ref 为虚拟同步电机的转子空载端电压；k _q 为无功-电压下垂系数；Q _ref 为电压源型变换器交流侧无功功率参考值，Q为电压源型变换器交流侧无功功率实际值；

所生成的虚拟同步电机的转子端电压E _p ，通过虚拟同步电机的转子电气方程，产生电流内环的指令参考值基波分量。

进一步的，所述的获取6脉波晶闸管变换器交流电流的谐波分量作为电压源型变换器的内环电流指令的谐波分量，包括利用派克变换将6脉波晶闸管变换器输入电流i _r 变换到两相旋转坐标系下，得到d、q轴分量i _rd 、i _rq ，再通过DFT滑窗迭代算法滤波获得i _r 在两相旋转坐标系下的基波电流分量i _rd1、i _rq1，将6脉波晶闸管变换器输入电流减去基波电流，得到谐波补偿电流指令值：

式中，i _rdh 和i _rqh 分别为d轴补偿电流指令值和q轴补偿电流指令值。

进一步的，所述的内环电流指令基波分量和内环电流指令的谐波分量构成电流指令值，电流内环采用比例积分和重复控制器并联的结构，使电压源型变换器的交流电流跟随电流指令值，包括：

控制方程为：

式中，u _d1，u _q1分别为电压源型变换器的调制信号的d、q轴分量，i _{c_d} 、i _{c_q} 分别为电压源型变换器交流电流的d、q轴分量，i _d ^* 、i _q ^* 分别为电压源型整流器交流电流指令值d、q分量，i _{cref_d} 、i _{cref_q} 分别为虚拟同步电机控制策略得到的内环电流指令的基波分量的d、q轴分量，k _p 为PI控制器的比例调节系数，k _i 为PI控制器的积分调节系数，k _r 为PR控制器的比例参数，N为1个周期内采样次数，Z为离散域的拉普拉斯算子，k为超前补偿拍数。

进一步的，辅助变换器的移相全桥变换器采用单电流环结构，建立移相全桥变换器输出电流的直流偏置分量和系统频率间的比例微分下垂关系，实现辅助变换器内部功率平衡，将6脉波晶闸管变换器输出的直流电流的纹波分量与移相全桥变换器输出电流的直流偏置分量叠加作为总输出电流指令，通过总输出电流指令实现对混合整流器的输出电流纹波的抑制，包括如下过程：

移相全桥变换器的控制策略具体表现为：

其中，i _dc2 ^*和i _dc2分别为移相全桥变换器的输出电流参考值与实际输出电流，i _offset 为直流偏置分量，i _dc1 、i _{dc1_avg} 分别为6脉波晶闸管变换器输出电流实际值与平均值，u _ref 为移相全桥变换器的调制信号，k _p 为PI控制器的比例调节系数，k _i 为PI控制器的积分调节系数，k_r、ω_c和ω分别是PR控制器的比例参数、截止频率和谐振频率，f _g 和f _n 为系统频率实际值和参考值，K _{f_1} 、K _{f_2} 分别是频率比例微分下垂系数。

进一步的，所述的辅助变换器为主功率变换器一次调频赢得时间，建立6脉波晶闸管变换器触发角和系统频率间的下垂控制关系，根据系统频率变化改变6脉波晶闸管变换器触发角，进行一次调频或者二次调频，实现频率调节，包括：6脉波晶闸管变换器的控制策略具体表现为：

式中，α为晶闸管控制触发角，k _p 为PI控制器的比例调节系数，k _i 为PI控制器的积分调节系数，i _dc1 ^* 和i _{dc1_avg} 分别为6脉波晶闸管变换器的输出电流参考值和平均值，ω _g 与ω ₀ 分别是电网频率和频率参考值。

本发明的有益效果是： (1)本发明提出了所述的一种适用于大容量电解堆栈的具有多尺度调频能力的混合整流器控制方法，其首先设计其大容量电解堆栈整流器的电路，包括6脉波晶闸换整流器和辅助变换器两部分组成，分别提出了基于两种时间尺度的频率调节控制方案。

(2)本发明通过其中电压源型变换器采用虚拟同步电机控制，调节流经辅助变换器的功率，为系统提供快速频率支撑，即实现惯量阻尼补偿等短时间/小功率/低能量尺度的频率调节，减缓系统频率的跌落速度，为主功率变换器一次调频赢得时间，并为电网提供必要的惯性和阻尼，提高了电网运行的稳定性。

(3)本发明中6脉波晶闸管整流器作为主功率变换器，调节制氢功率进行一次调频或二次调频等长时间/大功率/高能量尺度频率调节，辅助变换器逐渐退出调频过程，为有效响应下一次频率突变事件预备调频能量通道。通过混合整流器中各变换器的协调配合，实现多时间/多功率/多能量尺度调频。

附图说明

图1为混合整流器结构示意图；

图2为基于三相电压源型PWM整流器的虚拟同步电机控制框图；

图3为基于三相电压源型PWM整流器的谐波补偿控制框图；

图4为本发明6脉波晶闸管变换器的控制框图；

图5为移相全桥变换器的控制框图；

图6为辅助变换器基于对照控制的负荷切入情况下系统频率波形图；

图7为辅助变换器基于VSM控制的负荷切入情况下系统频率波形图；

图8为辅助变换器基于VSM控制的输出功率。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。

为了使本发明的目的，技术方案及优点更加清楚明白，结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明，即所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。

因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。需要说明的是，术语“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。

而且，术语“包括”，“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程，方法，物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程，方法，物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程，方法，物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以下结合实施例对本发明的特征和性能作进一步的详细描述。

如图1所示，一种具有多尺度调频能力的混合整流器控制方法，包括如下过程：

电压源型变换器和移相全桥变换器级联构成辅助变换器，所述的辅助变换器与6脉波晶闸管变换器并联构成混合整流器；

辅助变换器的电压源型变换器为三相两电平结构，采用虚拟同步电机控制策略，调节流经辅助变换器的功率，为系统提供快速频率支撑，实现惯量阻尼补偿，通过有功调节模型及无功功率外环调节，并结合同步电机的转子电气方程，得到内环电流指令的基波分量；获取6脉波晶闸管变换器交流电流的谐波分量作为电压源型变换器的内环电流指令的谐波分量；内环电流指令基波分量和内环电流指令的谐波分量构成电流指令值，电流内环采用比例积分和重复控制器并联的结构，使电压源型变换器的交流电流跟随电流指令值；

辅助变换器的移相全桥变换器采用单电流环结构，建立移相全桥变换器输出电流的直流偏置分量和系统频率间的比例微分下垂关系，调节输出功率以确保辅助变换器内部功率平衡，将6脉波晶闸管变换器输出的直流电流的纹波分量与移相全桥变换器输出电流的直流偏置分量叠加作为总输出电流指令，通过总输出电流指令实现对混合整流器的输出电流纹波的抑制；

辅助变换器为主功率变换器一次调频赢得时间，建立6脉波晶闸管变换器触发角和系统频率间的下垂控制关系，根据系统频率变化改变6脉波晶闸管变换器触发角，进行一次调频或者二次调频，实现频率调节。

所述的采用虚拟同步电机控制策略，通过有功调节模型及无功功率外环调节，并结合同步电机的转子电气方程，得到内环电流指令的基波分量，包括如下过程：

虚拟同步电机控制策略包括虚拟同步电机转矩方程，具体为：

式中：δ为同步电机的功角，ω是同步电机的电气角速度，ω ₀为额定角频率，J为同步电机的转动惯量，P _e、P _m、P _d分别为同步电机的电磁、机械和阻尼功率，D为阻尼系数，在具体的电压源型变换器虚拟同步电机控制算法中，P _e为输入电压源型变换器的有功功率，P _m为电压源型变换器输出到移相全桥变换器的有功功率，P _d为虚拟阻尼功率；

有功调节模型为：根据电压源型变换器输出电压得到直流电压调节量P _dc ；根据指令值P _ref 、直流电压调节量P _dc 和比例控制模块得到输入电压源型变换器的有功功率P _e ；

采用如下公式：

其中，K _f为频率调节系数，k _p 、k _i 为PI控制器的控制参数；s为积分算子；U _dc 、U _dc ^*分别为直流侧输出电压实际值和参考值，P _ref 为电压源型变换器额定有功功率；

通过调节虚拟同步电机的转子端电压E _p 来调节电压源型变换器交流侧端电压和无功功率,实现对6脉波晶闸管变换器的无功补偿，无功调节模型包括：

式中，E _p 为虚拟同步电机的转子端电压；E _ref 为虚拟同步电机的转子空载端电压；k _q 为无功-电压下垂系数；Q _ref 为电压源型变换器交流侧无功功率参考值，Q为电压源型变换器交流侧无功功率实际值；

所生成的虚拟同步电机的转子端电压E _p ，通过虚拟同步电机的转子电气方程，产生电流内环的指令参考值基波分量。

所述的获取6脉波晶闸管变换器交流电流的谐波分量作为电压源型变换器的内环电流指令的谐波分量，包括利用派克变换将6脉波晶闸管变换器输入电流i _r 变换到两相旋转坐标系下，得到d、q轴分量i _rd 、i _rq ，再通过DFT滑窗迭代算法滤波获得i _r 在两相旋转坐标系下的基波电流分量i _rd1、i _rq1，将6脉波晶闸管变换器输入电流减去基波电流，得到谐波补偿电流指令值：

式中，i _rdh 和i _rqh 分别为d轴补偿电流指令值和q轴补偿电流指令值。

所述的内环电流指令基波分量和内环电流指令的谐波分量构成电流指令值，电流内环采用比例积分和重复控制器并联的结构，使电压源型变换器的交流电流跟随电流指令值，包括：

控制方程为：

式中，u _d1，u _q1分别为电压源型变换器的调制信号的d、q轴分量，i _{c_d} 、i _{c_q} 分别为电压源型变换器交流电流的d、q轴分量，i _d ^* 、i _q ^* 分别为电压源型整流器交流电流指令值d、q分量，i _{cref_d} 、i _{cref_q} 分别为虚拟同步电机控制策略得到的内环电流指令的基波分量的d、q轴分量，k _p 为PI控制器的比例调节系数，k _i 为PI控制器的积分调节系数，k _r 为PR控制器的比例参数，N为1个周期内采样次数，Z为离散域的拉普拉斯算子，k为超前补偿拍数。

辅助变换器的移相全桥变换器采用单电流环结构，建立移相全桥变换器输出电流的直流偏置分量和系统频率间的比例微分下垂关系，实现辅助变换器内部功率平衡，将6脉波晶闸管变换器输出的直流电流的纹波分量与移相全桥变换器输出电流的直流偏置分量叠加作为总输出电流指令，通过总输出电流指令实现对混合整流器的输出电流纹波的抑制，包括如下过程：

移相全桥变换器的控制策略具体表现为：

其中，i _dc2 ^*和i _dc2分别为移相全桥变换器的输出电流参考值与实际输出电流，i _offset 为直流偏置分量，i _dc1 、i _{dc1_avg} 分别为6脉波晶闸管变换器输出电流实际值与平均值，u _ref 为移相全桥变换器的调制信号，k _p 为PI控制器的比例调节系数，k _i 为PI控制器的积分调节系数，k_r、ω_c和ω分别是PR控制器的比例参数、截止频率和谐振频率，f _g 和f _n 为系统频率实际值和参考值，K _{f_1} 、K _{f_2} 分别是频率比例微分下垂系数。

所述的辅助变换器为主功率变换器一次调频赢得时间，建立6脉波晶闸管变换器触发角和系统频率间的下垂控制关系，根据系统频率变化改变6脉波晶闸管变换器触发角，进行一次调频或者二次调频，实现频率调节，包括：6脉波晶闸管变换器的控制策略具体表现为：

式中，α为晶闸管控制触发角，k _p 为PI控制器的比例调节系数，k _i 为PI控制器的积分调节系数，i _dc1 ^* 和i _{dc1_avg} 分别为6脉波晶闸管变换器的输出电流参考值和平均值，ω _g 与ω ₀ 分别是电网频率和频率参考值。

具体的，混合整流器电路，包括6脉波晶闸管变换器和辅助变换器两部分组成，移相全桥变换器和电压源型PWM整流器共同构成辅助变换器，所述电压源型PWM变换器的桥臂为三相两电平结构，这也是虚拟同步电机控制策略所对应的位置，辅助变换器用于实现惯量阻尼补偿等短时间/小功率/低能量尺度的频率调节，所述辅助变换器与6脉波晶闸管变换器并联组成大容量电解堆栈整流器。

本发明中需要采集的主要信号包括：6脉波晶闸管变换器输出电流实际值和平均值i _dc1 ，i _{dc1_avg} 、6脉波晶闸管变换器输入电流i _r 、电网频率ω _g 、移相全桥变换器的实际输出电流i _dc2、直流侧输出电压实际值U _dc 。

电压源型PWM变换器采用虚拟同步电机控制策略，见图2，通过有功及无功功率外环的调节，并结合同步发电机电磁方程，到外环电压指令经过比例积分控制后得到内环电流指令基波分量。

首先采用park变换，建立电压源型PWM变换器在abc三相静止座标下的数学模型具体为：

其中，R对应定子绕组内阻，L对应电子电感，u _abc 和e _abc 分别对应对应同步电机的机端电压和三相同步电动势，i _abc 为三相电流。

机械方程部分对应电压源型PWM变换器虚拟同步发电机转矩方程，通过对ω积分得到θ，生成独立的相位指令，具体为：

式中：δ为发电机的功角，机械角速度ω是同步电机的电气角速度，ω ₀为电网同步角速度，J为同步电机的转动惯量，T _e、T _m、T _d分别为同步电机的电磁、机械转矩和阻尼转矩，D为阻尼系数。

电压源型PWM变换器采用虚拟同步电机控制策略包括有功调节模型，通过对整流器输出电压U _dc 的比例积分控制产生直流电压调节量P _dc ，输入电压源型变换器的有功功率P _e 由指令值P _ref ，直流电压调节量P _dc 和频率比例控制模块产生，如下所示：

其中，K _f为频率调节系数，k _p 、k _i 为PI控制器的控制参数；s为积分算子；U _dc 、U _dc ^*分别为直流侧输出电压实际值和参考值。

电压源型PWM变换器采用虚拟同步电机控制策略通过无功下垂控制得到电压指令E _p ,无功调节模型包括：

式中，E _p 为虚拟同步电机的转子端电压；E _ref 为空载转子端电压；k _q 为无功-电压下垂系数；Q _ref 和Q分别为无功功率参考值与实际值。

电压源型PWM变换器通过虚拟同步电机控制策略得到的独立相位指令θ与电压指令E _p 共同构成电压指令值E _p sin(θ)，经过电压比例积分控制得到内环电流指令值的基波分量I _cr 。电流内环由虚拟同步电机控制策略所得到的的电流指令基波分量与谐波抑制控制所得的谐波补偿电流共同组成。

如图3所示，谐波抑制控制策略通过利用派克变换将6脉波晶闸管变换器输入电流i _r 变换到两相旋转坐标系下，得到正序、负序分量i _rd 、i _rq ，再使用DFT滑窗迭代算法获得i _r 在旋转坐标下的基波电流分量i _rd1 、i _rq1 ，最后将晶闸管整流器输入总电流减去基波电流，即可得到谐波补偿电流指令值：

式中，i _rdh 和i _rqh 分别为d轴补偿电流指令值和q轴补偿电流指令值。

电压源型PWM变换器采用虚拟同步电机控制策略得到内环电流指令的基波分量，与晶闸管整流器交流电流的谐波电流补偿指令值i _rdh 和i _rqh ，共同构成电流指令值，电流内环采用比例积分和重复控制器并联的结构，确保电压源型PWM变换器的交流电流跟随其指令值。

移相全桥变换器采用单电流环结构，通过建立输出电流直流偏置分量和频率间的比例微分下垂关系保证辅助变换器内部功率平衡，并且将6脉波晶闸管整器的电流纹波分量与直流偏置分量叠加作为总输出电流指令，实现对混合整流器的输出电流纹波的抑制。

如图4所示，移相全桥变换器采用单电流环结构，i _dc2 ^*移相全桥变换器的输出电流参考值由晶闸管整流器输入电流纹波与电流偏置共同构成，晶闸管整流器输出电路实际值i _dc 经过纹波检测模块得到晶闸管整流器输入电流的纹波分量，由晶闸管整流器输出电路实际值i _dc 和平均值i _{dc1_avg} 相减得到晶闸管输入电流纹波，频率经过频率下垂控制得到电流偏置，频率下垂控制实际是由比例微分控制器构成，由于电压源型PWM变换器虚拟同步电机控制中加入了直流侧电压的控制，需要通过移相全桥的控制改变辅助变换器的输出功率，电流偏置和频率间的比例微分下垂关系保证辅助变换器内部功率平衡，两者共同实现对混合整流器的输出电流纹波的抑制和移相全桥输出功率控制。

移相全桥变换器的控制策略具体表现为：

其中，i _dc2 ^*和i _dc2分别为移相全桥变换器的输出电流参考值与实际输出电流，i _offset 为直流偏置分量，i _dc1 、i _{dc1_avg} 为晶闸管整流器输出电路实际值与平均值，u _ref 为移相全桥变换器的调制信号，k _p 、k _i 为PI控制器的比例积分参数，k _r 、ω _c 和ω分别是PR控制器的比例参数、截止频率和谐振频率，f _g 和f _n 为系统频率实际值和参考值，K _{f_1} 、K _{f_2} 分别是频率比例微分下垂系数。

通过辅助变换器的短时快速调频为主功率整流器调频赢得时间，之后主功率整流器通过建立其触发角α和系统频率ω _g 和参考频率ω ₀ 间的下垂控制关系，根据系统频率变化情况改变其触发角，调节制氢功率，主功率整流器作为调频主力进行一次调频或者二次调频。

6脉波晶闸管变换器采用PI控制策略，其控制结构如图5所示。将测量得到的6脉波晶闸管变换器输出电流i _dc1经低通滤波器（LPF）后与给定的参考电流i _dc1 ^*比较，用锁相环PLL通过对V _s 电压锁相得到电网相角ω _g ，加入下垂控制调节输出功率，两者之和经PI 控制器调节后传递给反余弦变换器，得到相应的触发角度α；利用锁相环(PLL)模块及电网电压V _s 测得电网电源相位信息θ，最后根据触发角α的大小调节晶闸管的触发时刻，即可改变输出电流。

为了验证在负载发生突变的情况下，采用频率多尺度调节控制策略对系统频率的支撑作用，对照组的电路拓扑结构采用相同的电路拓扑，控制策略中不加入频率调节控制，通过比例积分控制直流电压产生电流参考系数同时利用锁相环采集ω信号，进行仿真实验如下：根据图1的结构，在MATLAB/SIMULINK平台上建立仿真模型，如图5和图6所示，在4 秒时50kw的负载切入系统，对照组频率下降更大，频率最低点49.16Hz，相较而言采用虚拟同步电机控制策略的方案频率最低只到49.28Hz，频率变化更小，比较频率开始下降点4.01s到4.2s时间段两种方案频率变换的快慢，对照组频率下降的斜率绝对值达3对比虚拟同步电机控制方案斜率绝对值只有2.3，采用负荷虚拟同步电机控制频率变化更缓慢。同时，如图7和图8中所示，在4s发生系统负载切换时，辅助变换器减小自身吸收功率迅速为微系统提供频率支撑，在恢复系统频率后退出调频过程，为下一次频率调节留出通道。

综上所述，本发明公开的适用于大容量电解堆栈的具有多尺度调频能力的混合整流器控制方法，通过其中电压源型变换器采用虚拟同步电机控制，调节流经辅助变换器的功率，为系统提供快速频率支撑，即实现惯量阻尼补偿等短时间/小功率/低能量尺度的频率调节，减缓系统频率的跌落速度，为主功率变换器一次调频赢得时间，并为电网提供必要的惯性和阻尼，提高了电网运行的稳定性。将6脉波晶闸管变换器作为主功率变换器，调节制氢功率进行一次调频或二次调频等长时间/大功率/高能量尺度频率调节，辅助变换器逐渐退出调频过程，为有效响应下一次频率突变事件预备调频能量通道。通过混合整流器中各变换器的协调配合，实现多时间/多功率/多能量尺度调频。并通过实验验证了所提出的方法降低了系统频率的跌落速度，调节自身输出功率为系统提供频率支撑，为系统提供了惯性补偿。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (6)

1.一种具有多尺度调频能力的混合整流器控制方法，其特征在于，包括如下过程：

电压源型变换器和移相全桥变换器级联构成辅助变换器，所述的辅助变换器与6脉波晶闸管变换器并联构成混合整流器；

辅助变换器的电压源型变换器为三相两电平结构，采用虚拟同步电机控制策略，调节流经辅助变换器的功率，为系统提供快速频率支撑，实现惯量阻尼补偿，通过有功调节模型及无功功率外环调节，并结合同步电机的转子电气方程，得到内环电流指令的基波分量；获取6脉波晶闸管变换器交流电流的谐波分量作为电压源型变换器的内环电流指令的谐波分量；内环电流指令基波分量和内环电流指令的谐波分量构成电流指令值，电流内环采用比例积分和重复控制器并联的结构，使电压源型变换器的交流电流跟随电流指令值；

辅助变换器的移相全桥变换器采用单电流环结构，建立移相全桥变换器输出电流的直流偏置分量和系统频率间的比例微分下垂关系，调节输出功率以确保辅助变换器内部功率平衡，将6脉波晶闸管变换器输出的直流电流的纹波分量与移相全桥变换器输出电流的直流偏置分量叠加作为总输出电流指令，通过总输出电流指令实现对混合整流器的输出电流纹波的抑制；

辅助变换器为主功率变换器一次调频赢得时间，建立6脉波晶闸管变换器触发角和系统频率间的下垂控制关系，根据系统频率变化改变6脉波晶闸管变换器触发角，进行一次调频或者二次调频，实现频率调节。

2.根据权利要求1所述的一种具有多尺度调频能力的混合整流器控制方法，其特征在于，所述的采用虚拟同步电机控制策略，通过有功调节模型及无功功率外环调节，并结合同步电机的转子电气方程，得到内环电流指令的基波分量，包括如下过程：

虚拟同步电机控制策略包括虚拟同步电机转矩方程，具体为：

式中：δ为同步电机的功角，ω是同步电机的电气角速度，ω ₀为额定角频率，J为同步电机的转动惯量，P _e、P _m、P _d分别为同步电机的电磁、机械和阻尼功率，D为阻尼系数，在具体的电压源型变换器虚拟同步电机控制算法中，P _e为输入电压源型变换器的有功功率，P _m为电压源型变换器输出到移相全桥变换器的有功功率，P _d为虚拟阻尼功率；

有功调节模型为：根据电压源型变换器输出电压得到直流电压调节量P _dc ；根据指令值P _ref 、直流电压调节量P _dc 和比例控制模块得到输入电压源型变换器的有功功率P _e ；

采用如下公式：

其中，K _f为频率调节系数，k _p 为PI控制器的比例调节系数，k _i 为PI控制器的积分调节系数；s为积分算子；U _dc 、U _dc ^*分别为直流侧输出电压实际值和参考值，P _ref 为电压源型变换器额定有功功率；通过调节虚拟同步电机的转子端电压E _p 来调节电压源型变换器交流侧端电压和无功功率,实现对6脉波晶闸管变换器的无功补偿，无功调节模型包括：

式中，E _p 为虚拟同步电机的转子端电压；E _ref 为虚拟同步电机的转子空载端电压；k _q 为无功-电压下垂系数；Q _ref 为电压源型变换器交流侧无功功率参考值，Q为电压源型变换器交流侧无功功率实际值；所生成的虚拟同步电机的转子端电压E _p ，通过虚拟同步电机的转子电气方程，产生电流内环的指令参考值基波分量。

3.根据权利要求1所述的一种具有多尺度调频能力的混合整流器控制方法，其特征在于，所述的获取6脉波晶闸管变换器交流电流的谐波分量作为电压源型变换器的内环电流指令的谐波分量，包括利用派克变换将6脉波晶闸管变换器输入电流i _r 变换到两相旋转坐标系下，得到d、q轴分量i _rd 、i _rq ，再通过DFT滑窗迭代算法滤波获得i _r 在两相旋转坐标系下的基波电流分量i _rd1、i _rq1，将6脉波晶闸管变换器输入电流减去基波电流，得到谐波补偿电流指令值：

式中，i _rdh 和i _rqh 分别为d轴补偿电流指令值和q轴补偿电流指令值。

4.根据权利要求1所述的一种具有多尺度调频能力的混合整流器控制方法，其特征在于，所述的内环电流指令基波分量和内环电流指令的谐波分量构成电流指令值，电流内环采用比例积分和重复控制器并联的结构，使电压源型变换器的交流电流跟随电流指令值，包括：

控制方程为：

式中，u _d1，u _q1分别为电压源型变换器的调制信号的d、q轴分量，i _{c_d} 、i _{c_q} 分别为电压源型变换器交流电流的d、q轴分量，i _d ^* 、i _q ^* 分别为电压源型整流器交流电流指令值d、q分量，i _{cref_d} 、i _{cref_q} 分别为虚拟同步电机控制策略得到的内环电流指令的基波分量的d、q轴分量，k _p 为PI控制器的比例调节系数，k _i 为PI控制器的积分调节系数，k _r 为PR控制器的比例参数，N为1个周期内采样次数，Z为离散域的拉普拉斯算子，k为超前补偿拍数。

5.根据权利要求1所述的一种具有多尺度调频能力的混合整流器控制方法，其特征在于，辅助变换器的移相全桥变换器采用单电流环结构，建立移相全桥变换器输出电流的直流偏置分量和系统频率间的比例微分下垂关系，实现辅助变换器内部功率平衡，将6脉波晶闸管变换器输出的直流电流的纹波分量与移相全桥变换器输出电流的直流偏置分量叠加作为总输出电流指令，通过总输出电流指令实现对混合整流器的输出电流纹波的抑制，包括如下过程：

移相全桥变换器的控制策略具体表现为：

其中，i _dc2 ^*和i _dc2分别为移相全桥变换器的输出电流参考值与实际输出电流，i _offset 为直流偏置分量，i _dc1 、i _{dc1_avg} 分别为6脉波晶闸管变换器输出电流实际值与平均值，u _ref 为移相全桥变换器的调制信号，k _p 为PI控制器的比例调节系数，k _i 为PI控制器的积分调节系数，k_r、ω_c和ω分别是PR控制器的比例参数、截止频率和谐振频率，f _g 和f _n 为系统频率实际值和参考值，K _{f_1} 、K _{f_2} 分别是频率比例微分下垂系数。

6.根据权利要求1所述的一种具有多尺度调频能力的混合整流器控制方法，其特征在于，所述的辅助变换器为主功率变换器一次调频赢得时间，建立6脉波晶闸管变换器触发角和系统频率间的下垂控制关系，根据系统频率变化改变6脉波晶闸管变换器触发角，进行一次调频或者二次调频，实现频率调节，包括：6脉波晶闸管变换器的控制策略具体表现为：

式中，α为晶闸管控制触发角，k _p 为PI控制器的比例调节系数，k _i 为PI控制器的积分调节系数，i _dc1 ^* 和i _{dc1_avg} 分别为6脉波晶闸管变换器的输出电流参考值和平均值，ω _g 与ω ₀ 分别是电网频率和频率参考值。

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