WO2014034427A1 - 静止型無効電力補償装置及び電圧制御方法 - Google Patents

静止型無効電力補償装置及び電圧制御方法 Download PDF

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修一 宇敷
正明 大島
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    • Y02E40/30—Reactive power compensation

Definitions

  • the present invention relates to a static reactive power compensator that controls reactive power and adjusts the voltage of a power system, and a voltage control method for a single-phase AC power system.
  • an object of the present invention is to provide a static reactive power compensator and a voltage control method capable of voltage adjustment in a single-phase AC power system.
  • a static reactive power compensator provides a second axis voltage based on a difference between a DC voltage detected on the DC terminal side of the static reactive power compensator and a set DC voltage command. It was decided to generate a directive.
  • the static reactive power compensator has an internal electromotive voltage and an internal equivalent impedance when viewed from the AC terminal, and is based on the pulse width of the gate signal generated based on the PWM command.
  • a single-phase voltage type AC / DC converter circuit for converting between single-phase AC power and DC power from a single-phase AC power system connected to the AC terminal;
  • a first axis voltage command serving as a target amplitude value of the single-phase AC voltage of the AC terminal is output, a DC voltage command value higher than the peak value of the single-phase AC voltage is set, and the single-phase voltage type AC / DC conversion circuit
  • a voltage command circuit that detects the converted DC voltage, calculates a difference between the DC voltage command value and the DC voltage detection value, and outputs the second axis voltage command;
  • a phase-delayed single-phase AC generator that delays the phase of the single-phase AC voltage of the AC terminal and generates a delayed single-phase AC, and based on the delayed single-phase AC, the single-phase AC
  • the voltage control method according to the present invention has an internal electromotive voltage and an internal equivalent impedance when viewed from an AC terminal, and is connected to the AC terminal according to the pulse width of a gate signal generated based on a PWM command.
  • a first axis voltage command serving as a target amplitude value of the single-phase AC voltage of the AC terminal is output, a DC voltage command value higher than the peak value of the single-phase AC voltage is set, and the single-phase voltage type AC / DC conversion circuit
  • a delayed single-phase alternating current generated by delaying the phase of the single-phase alternating current voltage at the alternating-current terminal is generated by a phase-delayed single-phase alternating current generator,
  • a phase difference generating step for generating a voltage corresponding to the phase difference from the internal electromotive voltage of the voltage type AC / DC converter circuit; Based on the first axis voltage command and the second axis voltage command output in the voltage command step, the voltage corresponding to the phase difference generated in the phase difference generation step, and the single-phase AC voltage of the AC terminal, The voltage command signal generated so that the
  • An upper voltage control process for outputting the frequency command signal generated as described above The single-phase voltage type based on a reference frequency serving as a reference for the frequency of single-phase alternating current at the alternating-current terminal, a frequency command signal output in the higher voltage control step, and a voltage corresponding to the phase difference generated in the phase difference generation step
  • the voltage command signal output in the upper voltage control step is added to a value obtained by multiplying a reference voltage, which is a reference for the voltage amplitude of the single-phase AC voltage at the AC terminal, and a signal based on the electrical angle from the frequency control circuit, and
  • a lower voltage control step that outputs an internal electromotive voltage and a difference between the internal electromotive voltage and the single-phase AC voltage as the PWM command; Execute.
  • the static reactive power compensator and the voltage control method using the same generate the second axis voltage command from the difference between the DC voltage detection value and the DC voltage command value.
  • An internal electromotive voltage is generated based on the second axis voltage command and the first axis voltage command serving as a voltage target value of the AC terminal, and a PWM command is generated based on a difference between the internal electromotive voltage and the AC terminal voltage.
  • PWM control is performed so as to reduce the voltage on the AC terminal side of the conversion circuit. Since the voltage of the single-phase voltage type AC / DC converter circuit is lower than the voltage of the single-phase AC power system, the reactive current flows from the single-phase AC power system into the static reactive power compensator and lowers the voltage of the single-phase AC power system. be able to.
  • the first axis voltage command output from the voltage command circuit of the static reactive power compensator according to the present invention may be a preset fixed value. Reactive power can be calculated and monitored.
  • the static reactive power compensator according to the present invention further includes an alternating current detection circuit that detects alternating current at the alternating current terminal, and an alternating current power measurement circuit that measures reactive power at the alternating current terminal, The voltage command circuit may calculate a difference between a reactive power measured by the AC power measurement circuit and a preset reactive power command value to be used as the first axis voltage command.
  • the present invention can provide a static reactive power compensator and a voltage adjustment method capable of voltage adjustment in a single-phase AC power system.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a static reactive power compensator according to the present invention. It is the figure which showed the control flow in the static type reactive power compensation apparatus which concerns on this invention. It is a schematic block diagram of the single phase voltage type
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a static reactive power compensator according to the present embodiment
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a control flow in the static reactive power compensator.
  • the first axis voltage command and the second axis voltage command are generated by the voltage command circuit (B1)
  • the upper voltage control circuit A voltage command signal and a frequency command signal are generated so that the amplitude and frequency of the phase AC voltage approach the first axis voltage command and the second voltage command (B2), and the internal frequency of the single-phase voltage type AC / DC converter circuit is increased by the frequency control circuit.
  • a phase-delayed single-phase alternating current generation that delays the phase of the single-phase alternating current voltage at the AC terminal 21 and generates a delayed single-phase alternating current.
  • the delay single phase A phase difference generation circuit 30 that generates a voltage corresponding to the phase difference between the single-phase AC voltage of the AC terminal 21 and the internal electromotive voltage of the single-phase voltage type AC / DC conversion circuit 40 based on the current, and a voltage command circuit 150-1
  • a reference frequency that is a reference for the frequency of
  • the reference frequency, the frequency command signal from the higher voltage control circuit 70, and the phase difference generated by the phase difference generation circuit 30 are set.
  • An electrical angle of an internal electromotive voltage of the single-phase voltage type AC / DC converter circuit 40 is determined based on the corresponding voltage, a frequency control circuit 50 that generates a generated electrical angle, a standard for a voltage amplitude of a single-phase AC at the AC terminal 21, and
  • the reference voltage is multiplied by the signal based on the electrical angle from the frequency control circuit 50 and the reference voltage, and the voltage command signal from the higher voltage control circuit 70 is added to obtain an internal electromotive voltage.
  • a lower voltage control circuit 60 that outputs a difference between the voltage and the single-phase AC voltage as the PWM command.
  • FIG. 5 shows a schematic configuration diagram of the single-phase voltage type AC / DC converter 42 and the single-phase AC filter circuit 45 in FIGS. 3 and 4.
  • the single-phase AC filter circuit 45 shown in FIG. 5 includes an inductance 45a, a resistor 45b, and a capacitor 45c, and the single-phase AC voltage to AC-DC converter 42 in the single-phase voltage AC / DC converter 42 is provided. It is possible to remove the high-frequency component caused by the gate signal in the network and connect to the system.
  • the resistor 45b may not be connected depending on operating conditions.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit viewed from the AC terminal of the static reactive power compensator shown in FIGS. 3 and 4. More specifically, in the circuit diagram shown in FIG. 5, the inductance 45a of the single-phase AC filter circuit 45 is shown. It is the equivalent circuit which looked at the direct current
  • Vco (t) is an internal electromotive voltage
  • the internal equivalent impedance is a parallel circuit of a resistance component Ri and an inductance component Li.
  • a single-phase transformer may be connected to the single-phase outputs of the single-phase voltage type AC / DC converter circuits 40-1 and 40-2.
  • a single-phase transformer may be connected to the subsequent stage of the reactor.
  • a resistor is connected to the single-phase output of each of the single-phase voltage type AC / DC converter circuits 40-1 and 40-2, and a reactor is connected in series to the subsequent stage of the resistor, the single-phase voltage transformer is connected to the subsequent stage of the reactor.
  • a vessel may be connected.
  • the command value calculation circuit 152 of FIG. 8 calculates the difference between the DC voltage command value and the DC voltage detection value by the integration circuit 152b.
  • the integrating circuit 152b has the characteristic of Formula 2.
  • V 2 * is the second axis voltage command
  • V D * is the DC voltage command value
  • V D is the DC voltage detection value
  • s is a variable for Laplace conversion
  • T dc is an integration time constant
  • ⁇ Laplace conversion Indicates.
  • This command value calculation circuit has a smaller DC voltage deviation in a steady state than the command value calculation circuit using the above-described low-pass characteristic circuit.
  • the AC current detection circuit 34 shown in FIG. 10 detects the single-phase AC current at the AC terminal 21 via the current transformer 38 and outputs it to the AC power measurement circuit 140.
  • the reactive power value of the single-phase output power of the AC terminal 21 calculated by the AC power measurement circuit 140 is input to the voltage command circuit 150-2, and the adding circuit 153 corresponds to the reactive power value of the single-phase output power of the AC terminal 21.
  • a difference from the reactive power command value Q * is calculated, and a command value calculation circuit 151 (to be described later) generates and outputs a first axis voltage command V 1 * .
  • the reactive power command value Q * is a command value set in advance or input from the outside.
  • the first axis voltage command V 1 * and the second axis voltage command V 2 * from the voltage command circuit 150-1 are input to the upper voltage control circuit 70 in FIG.
  • the angle 57, the phase difference voltage from the phase difference generation circuit 30, and the single-phase AC voltage at the AC terminal 21 are input.
  • the upper voltage control circuit 70 Based on these inputs, the upper voltage control circuit 70 generates the single-phase AC voltage amplitude and frequency of the AC terminal 21 so as to approach the first axis voltage command V 1 * and the second axis voltage command V 2 * .
  • a voltage command signal and a frequency command signal are output.
  • the first higher-order control amplifier 72a amplifies the signal from the first subtractor 71a and outputs it as a voltage command signal so that the single-phase AC voltage at the AC terminal 21 approaches the first axis voltage command V 1 * .
  • the second subtractor 71b subtracts the phase difference voltage from the phase difference generation circuit 30 from the value obtained by multiplying the second axis voltage command V 2 * by ⁇ 2.
  • the second upper control amplifier 72b amplifies the signal from the second subtractor 71b and outputs it as a frequency command signal so that the frequency of the single-phase AC voltage at the AC terminal 21 approaches the second axis voltage command V 2 * .
  • the phase difference generation circuit 30 in FIG. 1 generates a phase difference voltage corresponding to the phase difference between the single-phase AC voltage V FIL (t) at the AC terminal 21 and the internal electromotive voltage of the single-phase voltage type AC / DC conversion circuit 40.
  • FIG. 12 is an example of a schematic configuration diagram of the phase difference generation circuit 30.
  • the phase difference generation circuit 30 is input from a terminal 33-1 and a phase-delayed single-phase AC generator 35 that generates a delayed single-phase AC delayed from a single-phase AC voltage input from a terminal 33-1 by a predetermined phase.
  • a phase difference voltage generator 36 for generating a phase difference voltage from a single phase AC voltage, a delayed single phase AC voltage from the phase delay single phase AC generator 35 and a value input from the terminal 33-3, and a phase difference voltage Has a terminal 33-2.
  • the phase-delayed single-phase AC generator 35 delays the phase of the delayed single-phase AC by approximately 90 °.
  • the phase to be delayed may be any angle as long as it is not 0 ° and 180 °.
  • a single-phase AC voltage V FIL (t) detected by the AC voltage detection circuit 31 is input to the terminal 33-1.
  • a generated electrical angle 57 generated by a frequency control circuit 50 described later is input to the terminal 33-3.
  • the single-phase AC voltage V FIL (t) of the AC terminal 21 can be expressed by Equation 5.
  • ⁇ s angular frequency [rad / s]
  • ⁇ s phase angle [rad]
  • E s effective value [V].
  • the reference for the phase angle is set to the internal electromotive voltage.
  • the frequency control circuit 50 is based on the reference frequency of the single-phase AC output frequency at the AC terminal 21, the frequency command signal from the higher voltage control circuit 70, and the output signal from the phase difference generation circuit 30. Determine the electrical angle of the internal electromotive force.
  • the second adder 56 adds the frequency command signal from the higher voltage control circuit 70 and the phase difference voltage from the phase difference generation circuit 30.
  • the loop filter 53 filters the low frequency component, which is a component related to the frequency difference of the single-phase AC voltage, from the frequency component of the signal output from the second adder 56.
  • the low-pass filtering element added in the loop filter 53 is a delay element such as a first-order delay element, for example. Thereby, the feedback loop can be stabilized.
  • the reference voltage setting device 61 sets and outputs the reference voltage.
  • the second multiplier 65 multiplies the value obtained by multiplying the sine value of the generated electrical angle 57 from the frequency control circuit 50 by ⁇ 2 and the reference voltage from the reference voltage setting unit 61.
  • the first adder 62 adds the voltage command signal from the higher voltage control circuit 70 and the signal output from the second multiplier 65 and outputs the result.
  • the third subtracter 63 subtracts the signal from the AC voltage detection circuit 31 from the signal output from the first adder 62.
  • the voltage controller 64 controls the signal output by the third subtractor 63 so that the single-phase AC voltage at the AC terminal 21 approaches the combined value of the reference voltage, the voltage command signal, and the electrical angle command signal, and the PWM command Output.
  • the amplitude and phase of the compensation device 11 can be controlled.
  • an amplifier can be applied to the voltage controller 64.
  • a low-pass filter may be further provided between the third subtractor 63 and the voltage controller 64, and an output from the third subtractor 63 may be output via the low-pass filter. Control by the voltage controller 64 can be stabilized.
  • a voltage limiter is further provided between the third subtracter 63 and the voltage controller 64 (between the low-pass filter and the voltage controller 64 when a low-pass filter is provided at this position), and the third subtractor 63 is provided. It is good also as outputting the output from via a voltage limiter. It is possible to suppress transient fluctuations in the output voltage when the static reactive power compensator 11 is started up.
  • FIG. 13 shows a schematic configuration diagram of a static reactive power compensator according to another embodiment.
  • FIG. 13 further includes a filter current compensator 66, a PWM current deviation compensator 67, and a feedforward amplifier 68 in addition to the output from the voltage controller 64 of the static reactive power compensator 11 shown in FIG. Are added in the fourth adder 69.
  • any of the single-phase voltage type AC / DC conversion circuits 40-1 and 40-2 described in FIG. 3 or FIG. 4 can be applied to the single-phase voltage type AC / DC conversion circuit 40. Therefore, in FIG. 13, it is assumed that the single-phase voltage type AC / DC converting circuits 40-1 and 40-2 in FIG. 3 or 4 are applied.

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Abstract

　単相交流の電力系統での電圧調整が可能である静止型無効電力補償装置及び電圧制御方法を提供することを目的とする。　本発明に係る静止型無効電力補償装置は、単相電圧型交直変換回路で変換された直流電圧と設定された直流電圧指令との差分から第２軸電圧指令を生成することとした。単相交流電力系統の電圧（交流端子の電圧）が上昇している場合、交流端子の電圧と内部起電圧との差が大きくなるので、静止型無効電力補償装置は単相電圧型交直変換回路の交流端子側の電圧を下げるようにＰＷＭ制御する。単相交流電力系統の電圧より単相電圧型交直変換回路の電圧が低くなるため、単相交流電力系統から無効電流が静止型無効電力補償装置内に流れ込み、単相交流電力系統の電圧を下げることができる。

Description

静止型無効電力補償装置及び電圧制御方法
　本発明は、無効電力を制御して電力系統の電圧を調整する静止型無効電力補償装置及び単相交流電力系統の電圧制御方法に関する。
　通常、電力系統では電力供給側から離れた系統末端の電圧は低下する。しかし、太陽光発電（ＰＶ）や風力発電等の再生可能エネルギーを用いた分散電源が電力系統に接続された場合には系統末端の電圧上昇が懸念されるようになってきた。変電所から従前通りに電力を供給した場合、電力系統内の低圧配電電圧が適正電圧範囲を逸脱するような場合も考えられる。そこで、電力系統内の低圧配電電圧を適正電圧範囲に収めるため電力系統に静止型無効電力補償装置を接続することが知られている（例えば、非特許文献１を参照。）。このような静止型無効電力補償装置は“ＳＴＡＴＣＯＭ（Ｓｔａｔｉｃ　Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒ）”あるいは“自励式ＳＶＣ（Ｓｔａｔｉｃ　Ｖａｒ　Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒ）”とも呼ばれる。
「再生可能エネルギーの有効活用に役立つスマートグリッド用ＳＴＡＴＣＯＭ」東芝レビューＶｏｌ．６６　Ｎｏ．１２(２０１１)Ｐ３６－３９
　今後、スマートグリッドの拡充に伴い、単相交流電力が供給される一般家庭へＰＶが普及することが予想される。このため、単相交流の電力系統での電圧調整が必要となるが、従来の静止型無効電力補償装置は非特許文献１のＳＴＡＴＣＯＭのように三相交流の電圧を調整するものであり、単相交流の電力系統での電圧調整ができないという課題があった。
　そこで、本発明は、単相交流の電力系統での電圧調整が可能である静止型無効電力補償装置及び電圧制御方法を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明に係る静止型無効電力補償装置は、静止型無効電力補償装置の直流端子側で検出した直流電圧と設定された直流電圧指令との差分から第２軸電圧指令を生成することとした。
　具体的には、本発明に係る静止型無効電力補償装置は、交流端子から見て内部起電圧と内部等価インピーダンスとを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて前記交流端子に接続された単相交流電力系統からの単相交流電力と直流電力との間を変換する単相電圧型交直変換回路と、
　前記交流端子の単相交流電圧の振幅目標値となる第１軸電圧指令を出力し、前記単相交流電圧のピーク値より高い直流電圧指令値が設定され、前記単相電圧型交直変換回路で変換された直流電圧を検出し、前記直流電圧指令値と前記直流電圧検出値との差分を演算して前記第２軸電圧指令を出力する電圧指令回路と、
　前記交流端子の単相交流電圧の位相を遅延させ、遅延単相交流を発生させる位相遅れ単相交流生成器を有し、前記遅延単相交流に基づいて前記交流端子の単相交流電圧と前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧との位相差に相応する電圧を生成する位相差生成回路と、
　前記電圧指令回路からの前記第１軸電圧指令と前記第２軸電圧指令、前記位相差生成回路からの位相差に相応する電圧、及び前記交流端子の単相交流電圧に基づいて、前記交流端子の単相交流電圧の振幅が前記第１軸電圧指令に近づくように生成した電圧指令信号、及び前記位相差生成回路からの位相差に相応する電圧が前記第２軸電圧指令に近づくように生成した周波数指令信号を出力する上位電圧制御回路と、
　前記交流端子における単相交流の周波数の規準となる規準周波数が設定されており、前記規準周波数、前記上位電圧制御回路からの周波数指令信号及び前記位相差生成回路で生成した位相差に相応する電圧に基づいて前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧の電気角を決定し、生成電気角を生成する周波数制御回路と、
　前記交流端子における単相交流の電圧振幅の規準となる規準電圧が設定されており、前記周波数制御回路からの電気角に基づく信号と前記規準電圧とを乗算した値に前記上位電圧制御回路からの電圧指令信号を加算して前記内部起電圧とし、前記内部起電圧と前記単相交流電圧との差分を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路と、
を備える。
　本発明に係る電圧制御方法は、交流端子から見て内部起電圧と内部等価インピーダンスとを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて前記交流端子に接続された単相交流電力系統からの単相交流電力と直流電力との間を変換する単相電圧型交直変換回路を用いて、前記単相交流電力系統の電圧を適正電圧範囲に収束させる電圧制御方法であって、
　前記交流端子の単相交流電圧の振幅目標値となる第１軸電圧指令を出力し、前記単相交流電圧のピーク値より高い直流電圧指令値が設定され、前記単相電圧型交直変換回路で変換された直流電圧を検出し、前記直流電圧指令値と前記直流電圧検出値との差分を演算して前記第２軸電圧指令を出力する電圧指令工程と、
　位相遅れ単相交流生成器で前記交流端子の単相交流電圧の位相を遅延させた遅延単相交流を発生させ、前記遅延単相交流に基づいて前記交流端子の単相交流電圧と前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧との位相差に相応する電圧を生成する位相差生成工程と、
　前記電圧指令工程で出力した前記第１軸電圧指令と前記第２軸電圧指令、前記位相差生成工程で生成した位相差に相応する電圧、及び前記交流端子の単相交流電圧に基づいて、前記交流端子の単相交流電圧の振幅が前記第１軸電圧指令に近づくように生成した電圧指令信号、及び前記位相差生成工程で生成した位相差に相応する電圧が前記第２軸電圧指令に近づくように生成した周波数指令信号を出力する上位電圧制御工程と、
　前記交流端子における単相交流の周波数の規準となる規準周波数、前記上位電圧制御工程で出力した周波数指令信号及び前記位相差生成工程で生成した位相差に相応する電圧に基づいて前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧の電気角を決定し、生成電気角を生成する周波数制御工程と、
　前記交流端子における単相交流の電圧振幅の規準となる規準電圧と前記周波数制御回路からの電気角に基づく信号とを乗算した値に前記上位電圧制御工程で出力した電圧指令信号を加算して前記内部起電圧とし、前記内部起電圧と前記単相交流電圧との差分を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御工程と、
を実行する。
　本発明に係る静止型無効電力補償装置及びこれを用いた電圧制御方法は、直流電圧検出値と直流電圧指令値との差分から第２軸電圧指令を生成する。この第２軸電圧指令と交流端子の電圧目標値となる第１軸電圧指令に基づいて内部起電圧を生成し、内部起電圧と交流端子の電圧との差分に基づいてＰＷＭ指令を生成してインバータ（単相交直変換回路）の交流端子側の電圧を制御をする。例えば、単相交流電力系統の電圧（交流端子の電圧）が上昇している場合、交流端子の電圧と内部起電圧との差が大きくなるので、静止型無効電力補償装置は単相電圧型交直変換回路の交流端子側の電圧を下げるようにＰＷＭ制御する。単相交流電力系統の電圧より単相電圧型交直変換回路の電圧が低くなるため、単相交流電力系統から無効電流が静止型無効電力補償装置内に流れ込み、単相交流電力系統の電圧を下げることができる。
　従って、本発明は、単相交流の電力系統での電圧調整が可能である静止型無効電力補償装置及び電圧調整方法を提供することができる。
　本発明に係る静止型無効電力補償装置の前記電圧指令回路が出力する前記第１軸電圧指令は、予め設定された固定値としてもよい。無効電力を算出し、その監視をすることができる。
　また、本発明に係る静止型無効電力補償装置は、前記交流端子における交流電流を検出する交流電流検出回路と、前記交流端子における無効電力を測定する交流電力測定回路をさらに備え、
　前記電圧指令回路は、前記交流電力測定回路が測定した無効電力と予め設定された無効電力指令値との差分を演算して前記第１軸電圧指令としてもよい。
　本発明に係る単相交流電力系統の電圧制御方法は、少なくとも１台の、請求項１から３のいずれかに記載の静止型無効電力補償装置の前記交流端子を単相交流電力系統に接続し、前記単相交流電力系統の電圧を適正電圧範囲に収束させる。本発明に係る複数の静止型無効電力補償装置を単相交流電力系統に接続することで、より効果的に電力系統内の低圧配電電圧を適正電圧範囲に収めることができる。
　本発明は、単相交流の電力系統での電圧調整が可能である静止型無効電力補償装置及び電圧調整方法を提供することができる。
本発明に係る静止型無効電力補償装置の概略構成図である。 本発明に係る静止型無効電力補償装置における制御フローを示した図である。 本発明に係る静止型無効電力補償装置が備える単相電圧型交直変換回路の概略構成図である。 本発明に係る静止型無効電力補償装置が備える単相電圧型交直変換回路の概略構成図である。 本発明に係る静止型無効電力補償装置が備える単相電圧型交直変換回路内の単相交流フィルタ回路及び単相電圧型交直変換部の概略構成図である。 本発明に係る静止型無効電力補償装置の交流端子からみた等価回路である。 本発明に係る静止型無効電力補償装置が備える指令値演算回路を説明する図である。 本発明に係る静止型無効電力補償装置が備える指令値演算回路を説明する図である。 本発明に係る静止型無効電力補償装置が備える指令値演算回路を説明する図である。 本発明に係る静止型無効電力補償装置における直流電圧と無効電力との同時制御を説明する図である。 本発明に係る静止型無効電力補償装置の概略構成図である。 本発明に係る静止型無効電力補償装置が備える位相差生成回路の概略構成図である。 本発明に係る静止型無効電力補償装置の概略構成図である。 本発明に係る静止型無効電力補償装置が備える交流電力測定回路の概略構成図である。 本発明に係る静止型無効電力補償装置が備える交流電力測定回路の概略構成図である。 本発明に係る単相交流電力系統を説明する図である。
　添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施の例であり、本発明は、以下の実施形態に制限されるものではない。これらの実施の例は例示に過ぎず、本発明は当業者の知識に基づいて種々の変更、改良を施した形態で実施することができる。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。
［静止型無効電力補償装置］
　図１は、本実施形態に係る静止型無効電力補償装置の概略構成図を示し、図２は、静止型無効電力補償装置における制御フローを例示した図である。図２に示すように、本実施形態に係る静止型無効電力補償装置は、電圧指令回路によって、第１軸電圧指令及び第２軸電圧指令が生成され（Ｂ１）、上位電圧制御回路によって、単相交流電圧の振幅及び周波数が第１軸電圧指令及び第２電圧指令に近づくように電圧指令信号及び周波数指令信号が生成され（Ｂ２）、周波数制御回路によって、単相電圧型交直変換回路の内部起電圧の電気角が決定され（Ｂ３）、下位電圧制御回路によって、単相電圧型交直変換回路の交流電圧を一定にするような電流指令が生成され（Ｂ４）、ゲート信号発生器によって、ゲート信号を発生させて（Ｂ５）、主スイッチを動作させる（Ｂ６）。ここで、図１の単相電圧型交直変換回路４０に含まれる単相電圧型交直変換部が図２の主スイッチＢ６に相当する。
　以下に、図２で示した制御フローについてより詳細に説明する。
　図１に示す静止型無効電力補償装置１１は、交流端子２１から見て内部起電圧と内部等価インピーダンスとを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて交流端子２１に接続された単相交流電力系統からの単相交流電力と直流電力との間を変換する単相電圧型交直変換回路４０と、交流端子２１の単相交流電圧の振幅目標値となる第１軸電圧指令を出力し、単相交流電圧のピーク値より高い直流電圧指令値が設定され、単相電圧型交直変換回路４０で変換された直流電圧を検出し、直流電圧指令値と直流電圧検出値との差分を演算して第２軸電圧指令を出力する電圧指令回路１５０－１と、交流端子２１の単相交流電圧の位相を遅延させ、遅延単相交流を発生させる位相遅れ単相交流生成器を有し、前記遅延単相交流に基づいて交流端子２１の単相交流電圧と単相電圧型交直変換回路４０の前記内部起電圧との位相差に相応する電圧を生成する位相差生成回路３０と、電圧指令回路１５０－１からの第１軸電圧指令と第２軸電圧指令、位相差生成回路３０からの位相差に相応する電圧、及び交流端子の単相交流電圧に基づいて、交流端子２１の単相交流電圧の振幅が第１軸電圧指令に近づくように生成した電圧指令信号、及び位相差生成回路からの位相差に相応する電圧が第２軸電圧指令に近づくように生成した周波数指令信号を出力する上位電圧制御回路７０と、交流端子２１における単相交流の周波数の規準となる規準周波数が設定されており、規準周波数、上位電圧制御回路７０からの周波数指令信号及び位相差生成回路３０で生成した位相差に相応する電圧に基づいて単相電圧型交直変換回路４０の内部起電圧の電気角を決定し、生成電気角を生成する周波数制御回路５０と、交流端子２１における単相交流の電圧振幅の規準となる規準電圧が設定されており、周波数制御回路５０からの電気角に基づく信号と規準電圧とを乗算した値に上位電圧制御回路７０からの電圧指令信号を加算して内部起電圧とし、内部起電圧と単相交流電圧との差分を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路６０と、を備える。
　図３及び図４に単相電圧型交直変換回路４０の概略構成図を示す。
　図３に示す単相電圧型交直変換回路４０－１は、交流端子２１から見て内部等価インピーダンスを持ち、ゲート信号のパルス幅に応じて交流端子２１の単相交流電力と直流電力との間を変換する単相電圧型交直変換部４２と、単相電圧型交直変換部４２と単相交流フィルタ回路４５の間の電流を検出し単相交流電流の大きさに応じて生成した信号を出力する電流検出回路４３と、ＰＷＭ指令と電流検出回路４３からの出力との差分がゼロに近づくようにゲート信号を発生させて出力するゲート信号発生器４１と、単相電圧型交直変換部４２の単相交流電圧から単相電圧型交直変換部４２でのゲート信号に起因する高周波成分を除去して系統に連系する単相交流フィルタ回路４５と、を備える。
　また、図４に示す単相電圧型交直変換回路４０－２は、図３の電流検出回路４３に代えて、単相電圧型交直変換部４２の単相交流電圧を検出し単相交流電圧の大きさに応じて生成した信号を出力する電圧検出回路４４を備える。この場合、ゲート信号発生器４１は、ＰＷＭ指令と電圧検出回路４４からの出力との差分がゼロに近づくようにゲート信号を発生させて出力する。
　ここで、図５に、図３及び図４における単相電圧型交直変換部４２及び単相交流フィルタ回路４５の概略構成図を示す。
　図５に示す単相電圧型交直変換部４２は、４個の自己消弧型スイッチ４６ｇ、４６ｈ、４６ｋ、４６ｌと、４個のダイオード４６ａ、４６ｂ、４６ｅ、４６ｆと、を備える。自己消弧型スイッチ４６ｇ、４６ｈ、４６ｋ、４６ｌは、入力信号のオン／オフに応じてスイッチのオン／オフを切替える素子で、ＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）やＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を例示できる。単相電圧型交直変換部４２は、入力信号として図１に示すゲート信号発生器４１からゲート信号が入力される。単相電圧型交直変換部４２は、ゲート信号に応じて４個のスイッチのオン／オフを４つの自己消弧型スイッチ４６ｇ、４６ｈ、４６ｋ、４６ｌごとにパルス信号により切替えることで、交流と直流とを変換できる。なお、図５において交流端子２１－１，２１－２は、図１の交流端子２１に対応する。また、４個のスイッチ群と並列に直列コンデンサ４７ｇが接続されている。なお、直列コンデンサ４７ｇに代えて、バッテリー又は電気二重層キャパシタなどの蓄電器を接続しても構わない。
　また、図５に示す単相交流フィルタ回路４５は、インダクタンス４５ａ、抵抗４５ｂ及びコンデンサ４５ｃから構成されており、単相電圧型交直変換部４２の単相交流電圧から単相電圧型交直変換部４２でのゲート信号に起因する高周波成分を除去して系統に連系することができる。なお、抵抗４５ｂは、動作条件によって接続しない場合もある。
　図６は、図３及び図４に示す静止型無効電力補償装置の交流端子からみた等価回路であり、より具体的には、図５に示す回路図において、単相交流フィルタ回路４５のインダクタンス４５ａを除いた矢印Ａ点から直流側をみた等価回路である。図６において、Ｖｃｏ（ｔ）は内部起電圧であり、内部等価インピーダンスは、抵抗成分Ｒｉとインダクタンス成分Ｌｉとの並列回路になる。
　図３及び図４に示す単相電圧型交直変換部４２の持つ内部等価インピーダンスは、図１の静止型無効電力補償装置１１内の制御変数により持たせることもできるし、図３及び図４の単相電圧型交直変換回路４０－１，４０－２の出力に抵抗、リアクトル若しくは単相変圧器又はこれらの組み合わせを接続して持たせることもできる。例えば、単相電圧型交直変換回路４０－１，４０－２の単相出力にそれぞれ抵抗又はリアクトルを直列に接続してもよいし、さらに抵抗を接続した場合には抵抗の後段にリアクトルをそれぞれ直列に接続してもよい。また、単相電圧型交直変換回路４０－１，４０－２の単相出力に単相変圧器を接続してもよい。また、単相電圧型交直変換回路４０－１，４０－２の単相出力にそれぞれリアクトルを接続した場合には、リアクトルの後段に単相変圧器を接続してもよい。さらに、単相電圧型交直変換回路４０－１，４０－２の単相出力にそれぞれ抵抗を接続し、抵抗の後段にリアクトルをそれぞれ直列に接続した場合には、当該リアクトルの後段に単相変圧器を接続してもよい。このように、単相電圧型交直変換回路４０が内部等価インピーダンスを持つことにより、図１の静止型無効電力補償装置１１は、無効電力を可変できる負荷として電力系統に接続し、電力系統の交流電圧を調整することが可能となる。
　また、電流検出回路４３又は電圧検出回路４４において、単相交流フィルタ４５と単相電圧型交直変換部４２との間の電流又は電圧を検出し、ゲート信号発生器４１においてＰＷＭ指令と電流検出回路４３又は電圧検出回路４４からの出力との差分がゼロに近づくようにゲート信号を発生させることで電流誤差が許容範囲内に収まるように制御すること、或いは出力電圧をＰＷＭ指令に追従させることができる。
［電圧指令］
　図１の電圧指令回路１５０－１は、交流端子２１の電圧（適正電圧）が第１軸電圧指令値Ｖ１ ＊として予め設定、又は外部から入力されており、この値を第１軸電圧指令Ｖ１ ＊として出力する。また、電圧指令回路１５０－１には、単相電圧型交直変換回路４０で変換された直流電圧を直流電圧検出回路１６１で検出した直流電圧検出値が入力され、加算回路１５４で直流電圧指令値ＶＤ ＊との差分を計算し、後述する指令値演算回路１５２で第２軸電圧指令Ｖ２ ＊を生成して出力する。
　図７～図９は、指令値演算回路１５２の演算について説明する図である。図７の指令値演算回路１５２は、直流電圧指令値と直流電圧検出値との差分をローパス特性回路１５２ａで演算する。ローパス特性回路１５２ａは、数１の特性を持つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 ここで、Ｖ２ ＊は第２軸電圧指令、ＶＤ ＊は直流電圧指令値、ＶＤは直流電圧検出値、ｓはラプラス変換の変数、Ｋｄｃは比例ゲイン、ＴＫｄｃは一次遅れ時定数であり、＾はラプラス変換を示す。本指令値演算回路は、後述する積分回路を用いた指令値演算回路より過渡応答がよい。
　図８の指令値演算回路１５２は、直流電圧指令値と直流電圧検出値との差分を積分回路１５２ｂで演算する。積分回路１５２ｂは、数２の特性を持つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 ここで、Ｖ２ ＊は第２軸電圧指令、ＶＤ ＊は直流電圧指令値、ＶＤは直流電圧検出値、ｓはラプラス変換の変数、Ｔｄｃは積分時定数であり、＾はラプラス変換を示す。本指令値演算回路は、前述のローパス特性回路を用いた指令値演算回路より定常状態での直流電圧偏差が小さい。
　図９の指令値演算回路１５２は、直流電圧指令値と直流電圧検出値との差分をローパス特性回路１５２ａと積分回路１５２ｂとを並列させた並列回路１５２ｃで演算する。並列回路１５２ｃは、数３の特性を持つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 ここで、Ｖ２ ＊は第２軸電圧指令、ＶＤ ＊は直流電圧指令値、ＶＤは直流電圧検出値、ｓはラプラス変換の変数、Ｋｄｃは比例ゲイン、ＴＫｄｃは一次遅れ時定数、Ｔｄｃは積分時定数であり、＾はラプラス変換を示す。本指令値演算回路は、ローパス特性回路と積分回路を並列させたため、過渡応答と定常偏差との両立を図ることができる。
　ここで、図１に示す電圧指令回路１５０－１では、第１軸電圧指令Ｖ１ ＊として、交流端子２１の電圧（適正電圧）が第１軸電圧指令値Ｖ１ ＊として予め設定、又は外部から入力していたが、図１０の電圧指令回路１５０－２に示すように、交流電流検出回路３４及び交流電力測定回路１４０を設け、交流電力測定回路１４０が測定した無効電力を利用して演算した値を第１軸電圧指令Ｖ１ ＊として出力してもよい。
　図１０に示す交流電流検出回路３４は、変流器３８を介して交流端子２１の単相交流電流を検出し、交流電力測定回路１４０に出力する。電圧指令回路１５０－２には、交流電力測定回路１４０が算出した交流端子２１の単相出力電力の無効電力値が入力され、加算回路１５３で交流端子２１の単相出力電力の無効電力値に対する無効電力指令値Ｑ＊との差分を計算し、後述する指令値演算回路１５１で第１軸電圧指令Ｖ１ ＊を生成して出力する。ここで、無効電力指令値Ｑ＊は、予め設定、又は外部から入力される指令値である。
　指令値演算回路１５１は、指令値演算回路１５２と同様にローパスフィルタ特性回路及び積分回路を組み合わせた回路で無効電力指令値Ｑ＊と無効電力値との差分を演算して第１軸電圧指令を生成する。
　例えば、指令値演算回路１５１と指令値演算回路１５２がローパスフィルタ特性回路及び積分回路を並列させた回路で構成していれば、第１軸電圧指令及び第２軸電圧指令は次式で計算できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 ここで、Ｖ１ ＊：第１軸電圧指令［Ｖ］
　　　　Ｖ２ ＊：第２軸電圧指令［Ｖ］
　　　　Ｑ＊：無効電力指令［ｖａｒ］
　　　　Ｑ：無効電力値［ｖａｒ］
　　　　ＶD ＊：直流電圧指令値［Ｖ］
　　　　ＶD：直流電圧検出値［Ｖ］
　　　　ＫＱ：Ｑ制御の一次遅れゲイン
　　　　ＴＫＱ：Ｑ制御の一次遅れ時定数［ｓ］
　　　　ＴＱ：Ｑ制御の積分時定数［ｃ］
　　　　Ｋｄｃ：直流電圧制御の一次遅れゲイン
　　　　ＴＫｄｃ：直流電圧制御の一次遅れ時定数［ｓ］
　　　　Ｔｄｃ：直流電圧制御の積分時定数［ｓ］
　　　　＾はラプラス変換を示す。
　リミッタ１２１は、第１軸電圧指令Ｖ１ ＊の上限と下限を定め、過大な第１軸電圧指令Ｖ１ ＊が上位電圧制御回路７０に入力されることを防止する。
　以後の説明では、電圧指令回路１５０－１によって構成される静止型無効電力補償装置に基づいて説明するが、電圧指令回路１５０－２によって構成される静止型無効電力補償装置についても同様である。
　図１の交流電圧検出回路３１は、交流端子２１の単相交流電圧を検出し、位相差生成回路３０、下位電圧制御回路６０及び上位電圧制御回路７０にそれぞれ出力する。また、交流電圧検出回路３１の前段にローパスフィルタを備え、交流電圧検出回路３１への単相交流電圧をローパスフィルタを介して検出することとしてもよい。単相交流電圧からＰＷＭ成分を除去して静止型無効電力補償装置１１の制御を安定化させることができる。また、交流電圧検出回路３１の後段にローパスフィルタを備え、交流電圧検出回路３１からの出力電圧をローパスフィルタを介して出力することとしてもよい。交流電圧検出回路３１からの出力電圧からＰＷＭ成分を除去して静止型無効電力補償装置１１の制御を安定化させることができる。
［上位電圧制御回路］
　図１の上位電圧制御回路７０には、電圧指令回路１５０－１からの第１軸電圧指令Ｖ１ ＊及び第２軸電圧指令Ｖ２ ＊が入力され、後述する周波数制御回路５０からの生成電気角５７、位相差生成回路３０からの位相差電圧並びに交流端子２１の単相交流電圧が入力される。上位電圧制御回路７０は、これらの入力に基づいて、交流端子２１の単相交流電圧の振幅及び周波数が第１軸電圧指令Ｖ１ ＊及び第２軸電圧指令Ｖ２ ＊に近づくように生成した電圧指令信号及び周波数指令信号を出力する。上位電圧制御回路７０には、第１軸電圧指令Ｖ１ ＊及び第２軸電圧指令Ｖ２ ＊を直接入力するのではなく、第１軸電圧指令Ｖ１ ＊及び第２軸電圧指令Ｖ２ ＊の上限と下限を定めるリミッタ１２１を介して入力してもよい。具体的には、図１１に示すように、第一乗算器７３が周波数制御回路５０からの生成電気角５７の正弦値に√２を乗算した値と第１軸電圧指令Ｖ１ ＊とを乗算する。第一減算器７１ａが第一乗算器７３からの信号から交流端子２１の単相交流電圧を減算する。第一上位制御増幅器７２ａが、交流端子２１の単相交流電圧が第１軸電圧指令Ｖ１ ＊に近づくように第一減算器７１ａからの信号を増幅して電圧指令信号として出力する。また、第二減算器７１ｂが第２軸電圧指令Ｖ２ ＊に√２を乗算した値から位相差生成回路３０からの位相差電圧を減算する。第二上位制御増幅器７２ｂが、交流端子２１の単相交流電圧の周波数が第２軸電圧指令Ｖ２ ＊に近づくように第二減算器７１ｂからの信号を増幅して周波数指令信号として出力する。
　これにより、電力系統の振幅及び周波数が変化しても、当該振幅及び周波数に対する静止型無効電力補償装置１１の単相交流電圧の振幅及び周波数のそれぞれの誤差分を検出できる。ここで、第一上位制御増幅器７２ａ及び第二上位制御増幅器７２ｂでは、第一減算器７１ａ及び第二減算器７１ｂからの出力に低域濾過要素を付加することとしてもよい。これにより、フィードバックループを安定化させることができる。また、第一上位制御増幅器７２ａ及び第二上位制御増幅器７２ｂの後段にさらにリミッタを備え、第一上位制御増幅器７２ａ及び第二上位制御増幅器７２ｂからの出力をリミッタを介して出力することとしてもよい。過出力を防止して制御を安定化させることができる。
［位相差生成回路］
　図１の位相差生成回路３０は、交流端子２１の単相交流電圧ＶＦＩＬ（ｔ）と単相電圧型交直変換回路４０の内部起電圧との位相差に相応する位相差電圧を生成する。図１２は、位相差生成回路３０の概略構成図の一例である。位相差生成回路３０は、端子３３－１から入力される単相交流電圧から所定の位相を遅らせた遅延単相交流を生成する位相遅れ単相交流生成器３５と、端子３３－１から入力される単相交流電圧、位相遅れ単相交流生成器３５からの遅延単相交流の電圧及び端子３３－３から入力される値から位相差電圧を生成する位相差電圧生成器３６と、位相差電圧を出力する端子３３－２を有する。図１２では、位相遅れ単相交流生成器３５が遅延単相交流の位相をほぼ９０°遅らせているが、遅らせる位相は０°及び１８０°でなければ、何れの角度でもかまわない。
　端子３３－１には交流電圧検出回路３１が検出した単相交流電圧ＶＦＩＬ（ｔ）が入力される。端子３３－３には、後述する周波数制御回路５０が生成する生成電気角５７が入力される。交流端子２１の単相交流電圧ＶＦＩＬ（ｔ）は、数５で表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 ここで、ωｓ：角周波数［ｒａｄ／ｓ］、θｓ：位相角［ｒａｄ］、Ｅｓ：実効値［Ｖ］である。なお、位相角の基準を内部起電圧におく。
　交流端子２１の単相交流電圧の角周波数ωｓと単相電圧型交直変換回路４０の規準角周波数ωｃｏとが等しい場合は、単相交流電圧ＶＦＩＬ（ｔ）と位相遅れ単相交流電圧Ｖ”ＦＩＬ（ｔ）との位相差が９０°となり、位相遅れ単相交流生成器３５が生成する位相遅れ単相交流電圧Ｖ”ＦＩＬ（ｔ）は数６で表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　位相差電圧生成器３５は、単相交流電圧ＶＦＩＬ（ｔ）、位相遅れ単相交流電圧Ｖ”ＦＩＬ（ｔ）及び周波数制御回路５０が生成する生成値から位相差電圧Ｖｑ（ｔ）を出力する。位相差電圧Ｖｑ（ｔ）は数７で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 θｉの角速度がωｓに等しくなれば、数式７は定数となる。θｓは内部等価インピーダンス両端電圧の位相差であるので一般的に小さい。そこで、Ｖｑ（ｔ）は数８のように近似できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　位相差生成回路３０は、生成した位相差電圧を周波数制御回路５０及び上位電圧制御回路７０にそれぞれ出力する。なお、ここではωｓがωｃｏと等しい場合のみを示したが、等しくない場合にも同様の近似解を得ることができ、実用上の問題はない。
［周波数制御回路］
　周波数制御回路５０は、交流端子２１における単相交流出力周波数の規準周波数、上位電圧制御回路７０からの周波数指令信号及び位相差生成回路３０からの出力信号に基づいて単相電圧型交直変換回路４０の内部起電圧の電気角を決定する。具体的には、図１１に示すように、第二加算器５６が上位電圧制御回路７０からの周波数指令信号と位相差生成回路３０からの位相差電圧とを加算する。第二加算器５６が出力する信号の周波数成分にループフィルタ５３が単相交流電圧の周波数差に関わる成分である低域成分を濾過する。ループフィルタ５３において付加する低域濾過要素は、例えば、一次遅れ要素等の遅れ要素である。これにより、フィードバックループを安定化させることができる。
　また、第三加算器５８は、規準周波数設定器５１から出力される規準周波数とループフィルタ５３の出力値とを加算する。時間積分器５５は、第三加算器５８からの出力を時間積分する。時間積分器５５が第三加算器５８からの出力を時間積分することで固有角度θｉとなる生成電気角５７が得られる。
　生成電気角５７は、下位電圧制御回路６０の第二乗算器６５によって単相電圧型交直変換回路４０の内部起電圧の電気角になる。これにより、当該回転角度を電力系統の周波数に追従させることができる。
　ここで、位相差生成回路３０では、前述したように交流端子２１の単相交流電圧と単相電圧型交直変換回路４０の内部起電圧との位相差に相応する位相差電圧を出力する。そのため、位相差生成回路３０での信号処理は、単相交流電圧と周波数制御回路５０からの生成電気角５７との位相を比較する位相比較処理に相当すると考えられる。また、規準周波数設定器５１からの規準周波数とループフィルタ５３からの出力値とを加算して積分する信号処理は、ループフィルタ５３からの出力電圧に応じて生成電気角５７の値を可変するＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の信号処理に相当すると考えられる。そのため、位相差生成回路３０及び周波数制御回路５０は、全体として、生成電気角５７が交流端子２１の単相交流電圧の周波数に同期するＰＬＬとしての動作を行っていると考えられる。
［下位電圧制御回路］
　図１の下位電圧制御回路６０は、交流端子２１の単相交流電圧、周波数制御回路５０の生成電気角５７を含む電気角指令信号並びに上位電圧制御回路７０からの電圧指令信号に基づいて、前記単相交流電圧の振幅、周波数及び位相が交流端子２１における単相交流電圧の規準電圧、前記電圧指令信号及び前記電気角指令信号の合成値に近づくように生成した信号をＰＷＭ指令として出力する。また、規準電圧は、規準電圧設定器６１により予め設定する。この規準電圧は交流端子２１の単相交流電圧の振幅の規準となる。
　具体的には、図１１に示すように、規準電圧設定器６１が規準電圧を設定して出力する。第二乗算器６５が、周波数制御回路５０からの生成電気角５７の正弦値に√２を乗算した値と規準電圧設定器６１からの規準電圧とを乗算する。第一加算器６２が、上位電圧制御回路７０からの電圧指令信号と第二乗算器６５が出力する信号とを加算して出力する。第三減算器６３が、第一加算器６２が出力する信号から交流電圧検出回路３１からの信号を減算する。電圧制御器６４が、交流端子２１の単相交流電圧が規準電圧、電圧指令信号及び電気角指令信号の前記合成値に近づくように第三減算器６３が出力する信号を制御し、ＰＷＭ指令として出力する。
　これにより、上位電圧制御回路７０で検出した誤差分を補償すると共に、静止型無効電力補償装置１１の単相交流電圧の振幅及び位相を電力系統の振幅及び位相に一致させるように静止型無効電力補償装置１１の振幅及び位相を制御することができる。電圧制御器６４は、例えば増幅器を適用することができる。ここで、第三減算器６３と電圧制御器６４との間にさらにローパスフィルタを備え、第三減算器６３からの出力をローパスフィルタを介して出力することとしてもよい。電圧制御器６４での制御を安定化させることができる。また、第三減算器６３と電圧制御器６４との間（この位置にローパスフィルタを備えた場合は、ローパスフィルタと電圧制御器６４との間）にさらに電圧リミッタを備え、第三減算器６３からの出力を電圧リミッタを介して出力することとしてもよい。静止型無効電力補償装置１１の起動時の出力電圧の過渡変動を抑制することができる。
　図１３に、他の形態に係る静止型無効電力補償装置の概略構成図を示す。
　図１３の静止型無効電力補償装置１１は、図１１に示す静止型無効電力補償装置１１の電圧制御器６４からの出力にさらにフィルタ電流補償器６６、ＰＷＭ電流偏差補償器６７及びフィードフォワード増幅器６８からの出力を第四加算器６９において加算した形態である。この場合、単相電圧型交直変換回路４０は、図３又は図４で説明したいずれかの単相電圧型交直変換回路４０－１，４０－２を適用することができる。そのため、図１３では、図３又は図４のいずれかの単相電圧型交直変換回路４０－１，４０－２が適用されているものとする。
　フィルタ電流補償器６６は、単相電圧型交直変換回路４０内の単相交流フィルタ回路４５（図３又は図４）における電流損失分を補償するように規定された電流補償値を出力する。これにより、静止型無効電力補償装置１１では、図３又は図４の単相交流フィルタ回路４５における電流損失分を予めフィルタ電流補償器６６において設定し、電圧制御器６４からの出力ベクトルに加算することで当該電流損失分を補償することができる。また、ＰＷＭ電流偏差補償器６７は、単相電圧型交直変換回路４０からの単相交流電流の電流偏差分を補償するように規定された電流偏差補償値を出力する。これにより、静止型無効電力補償装置１１では、ＰＷＭ指令をゼロ指令としたときの単相電圧型交直変換回路４０における電流偏差分を予めＰＷＭ電流偏差補償器６７において設定し、電圧制御器６４からの出力ベクトルに加算することで当該電流偏差分を補償することができる。また、フィードフォワード増幅器６８は、交流電流検出回路３４が検出した単相交流電流の値が入力され、交流端子２１の負荷に対する電流を補償するように所定のフィードフォワードゲインで増幅して出力する。これにより、静止型無効電力補償装置１１では、交流電流検出回路３４において交流端子２１の単相交流電流を検出し、その値をフィードフォワード増幅器６８を通して、電圧制御器６４からの出力値に加算することで負荷電流が変化しても安定した出力電圧を発生することができる。
　図１０の交流電力測定回路１４０は、交流電圧検出回路３１が検出した交流端子２１の単相交流電圧の値及び交流電流検出回路３４が検出した交流端子２１の単相交流電流の値が入力され、交流端子２１における単相出力電力の有効電力値と無効電力値を算出する。
　具体的には、交流電力測定回路１４０は、図１４に示すように、電圧検出回路３１と電流検出回路３４とがそれぞれ測定した電力測定点の電圧と電流とを乗算器１４７－１で乗算した積をローパスフィルタ１４９－１に通して有効電力値測定回路１４５で有効電力値を測定する。また、電力測定点の電流位相を電流位相遅延回路１４３で９０度ずらした関数を生成し、この関数と電力測定点の電圧とを乗算器１４７－２で乗算した積をローパスフィルタ１４９－２に通して無効電力値測定回路１４６で無効電力値を測定する。
　また、交流電力測定回路１４０は、図１５に示すような構成であってもよい。交流電力測定回路１４０は、規準周波数を生成する規準周波数回路１４１と、規準周波数回路１４１からの規準周波数に基づいて、電力測定点の交流電圧である測定交流電圧の位相を遅らせて遅延交流電圧を生成する電圧位相遅延回路１４２と、規準周波数回路１４１からの規準周波数に基づいて、電力測定点の交流電流である測定交流電流の位相を遅らせて遅延交流電流を生成する電流位相遅延回路１４３と、電力演算回路１４４と、を備える。電力演算回路１４４では、測定交流電圧と測定交流電流とを乗算器１４７－１で乗算した乗算値に電圧位相遅延回路１４２からの遅延交流電圧と電流位相遅延回路１４３からの遅延交流電流とを乗算器１４７－２で乗算した乗算値を加算器１４８－１で加算した加算値をローパスフィルタ１４９－１に通し、有効電力値として有効電力値測定回路１４５で測定する。また、測定交流電流と電圧位相遅延回路１４２からの遅延交流電圧とを乗算器１４７－４で乗算した乗算値から測定交流電圧と電流位相遅延回路１４３からの遅延交流電流とを乗算器１４７－３で乗算した乗算値を減算器１４８－２で減算した減算値をローパスフィルタ１４９－２に通し、無効電力値として無効電力値測定回路１４６で測定する。測定交流電圧と測定交流電流との乗算値に遅延交流電圧と遅延交流電流との乗算値を加算することで、有効電力値に含まれる２倍周波数成分を低減することができる。また、測定交流電流と遅延交流電圧との乗算値から測定交流電圧と遅延交流電流との乗算値を減算することで、無効電力値に含まれる２倍周波数成分を低減することができる。このため、有効電力値と無効電力値の測定精度を向上させ、有効電力値と無効電力値を精度よく制御することができる。
［実施例］
　次に、図１６を用いて、静止型無効電力補償装置１１（ＳＴＡＴＣＯＭ）を配電系統の単相側の低圧需要家に接続した実施例を説明する。図１６（Ａ）は、配電用変電所からの距離に対する高圧配電線電圧を示す図である。図１６（Ｂ）は、単相交流側の各系統（ｎ１、ｎ２、・・・ｎｍ）接続された低圧需要家に複数のＳＴＡＴＣＯＭを設けた例を示す図である。図１６（Ｃ）は、高圧配電線に設置された低圧用トランスからの距離に対する低圧配電線電圧を示す図である。
　図１６（Ａ）に示した高圧配電線電圧は、低圧配電線の電圧に換算した値である。夜間や雨天時には、ＰＶからは電力が供給されないため，電圧は配電用変電所から離れるほど低下することになる。一方、好天時には、ＰＶから電力が供給されるため配電用変電所から離れた箇所の電圧が上昇することがある。例えば、図１６（Ｂ）に示すように、単相交流側の各系統に太陽光発電（ＰＶ）用パワーコンディショナ（ＰＣＳ）が設けられた住宅が多数存在すると、高圧配電線電圧は、配電用変電所から離れた系統末端では、適正電圧範囲である１０１±６Ｖの上限値である１０７Ｖを超えてしまう場合がある。例えば、配電用変電所から離れた配電系統（ｎｍ）では、高圧配電線の電圧が低圧換算で１０７Ｖ相当であった場合、高圧配電線から離れた単相交流の末端では、低圧配電線電圧は、さらに１０７Ｖよりも大きな値に上昇してしまう場合がある。
　このように電力系統の電圧が変動した場合、交流端子２１の電圧と内部起電圧との差が発生するので、静止型無効電力補償装置１１は単相電圧型交直変換回路４０の交流端子側の電圧を下げる又は上げるようにＰＷＭ制御する。例えば、電力系統の電圧が上昇した場合、静止型無効電力補償装置１１は単相電圧型交直変換回路４０の交流端子側の電圧を下げるため、単相交流電力系統の電圧より単相電圧型交直変換回路４０の電圧が低くなり、単相交流電力系統から無効電流が静止型無効電力補償装置４０内に流れ込み、単相交流電力系統の電圧を下げることができる。
　一般に、高圧配電側にＳＴＡＴＣＯＭを設けた場合には、高圧配電線側の電圧上昇を適性電圧範囲内に抑えることができるが、低圧単相交流側の各系統での電圧上昇を局所的に制御することが困難であった。この実施例では、低圧側の単相交流側にＳＴＡＴＣＯＭを設けることができるため、低圧単相交流側の各系統（ｎ１、ｎ２、・・・ｎｍ）での電圧上昇を局所的に制御することが可能である。
１１：静止型無効電力補償装置
２１：交流端子 
３０：位相差生成回路
３１：交流電圧検出回路
３３－１～３３－３：端子
３４：出力電流検出回路
３５：位相遅れ単相交流生成器
３６：位相差電圧生成器
３８：変流器
４０：単相電圧型交直変換回路
４０－１，４０－２：単相電圧型交直変換回路
４１：ゲート信号発生器
４２：単相電圧型交直変換部
４３：電流検出回路
４４：電圧検出回路
４５：単相交流フィルタ回路
５０：周波数制御回路
５１：規準周波数設定器
５３：ループフィルタ
５５：時間積分器
５６：第二加算器
５７：生成電気角
５８：第三加算器
６０：下位電圧制御回路
６１：規準電圧設定器
６２：第一加算器
６３：第三減算器
６４：電圧制御器
６５：第二乗算器
６６：フィルタ電流補償器
６７：ＰＷＭ電流偏差補償器
６８：フィードフォワード増幅器
６９：第四加算器
７０：上位電圧制御回路
７１ａ：第一減算器
７１ｂ：第二減算器
７２ａ：第一上位制御増幅器
７２ｂ：第二上位制御増幅器
７３：第一乗算器 
１２１：リミッタ
１４０：交流電力測定回路
１４１：規準周波数回路
１４２：電圧位相遅延回路
１４３：電流位相遅延回路
１４４：電力演算回路
１４５：有効電力値測定回路
１４６：無効電力値測定回路
１４７－１、１４７－２、１４７－３、１４７－４：乗算器
１４８－１：加算器
１４８－２：減算器
１４９－１、１４９－２：ローパスフィルタ
１５０－１、１５０－２：電圧指令回路
１６１：直流電圧検出回路
Ｂ１：電圧指令
Ｂ２：上位電圧指令
Ｂ３：周波数制御
Ｂ４：下位電圧制御
Ｂ５：ゲート信号発生
Ｂ６：主スイッチ

Claims (7)

  1. 　交流端子から見て内部起電圧と内部等価インピーダンスとを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて前記交流端子に接続された単相交流電力系統からの単相交流電力と直流電力との間を変換する単相電圧型交直変換回路と、
    　前記交流端子の単相交流電圧の振幅目標値となる第１軸電圧指令を出力し、前記単相交流電圧のピーク値より高い直流電圧指令値が設定され、前記単相電圧型交直変換回路で変換された直流電圧を検出し、前記直流電圧指令値と前記直流電圧検出値との差分を演算して前記第２軸電圧指令を出力する電圧指令回路と、
    　前記交流端子の単相交流電圧の位相を遅延させ、遅延単相交流を発生させる位相遅れ単相交流生成器を有し、前記遅延単相交流に基づいて前記交流端子の単相交流電圧と前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧との位相差に相応する電圧を生成する位相差生成回路と、
    　前記電圧指令回路からの前記第１軸電圧指令と前記第２軸電圧指令、前記位相差生成回路からの位相差に相応する電圧、及び前記交流端子の単相交流電圧に基づいて、前記交流端子の単相交流電圧の振幅が前記第１軸電圧指令に近づくように生成した電圧指令信号、及び前記位相差生成回路からの位相差に相応する電圧が前記第２軸電圧指令に近づくように生成した周波数指令信号を出力する上位電圧制御回路と、
    　前記交流端子における単相交流の周波数の規準となる規準周波数が設定されており、前記規準周波数、前記上位電圧制御回路からの周波数指令信号及び前記位相差生成回路で生成した位相差に相応する電圧に基づいて前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧の電気角を決定し、生成電気角を生成する周波数制御回路と、
    　前記交流端子における単相交流の電圧振幅の規準となる規準電圧が設定されており、前記周波数制御回路からの電気角に基づく信号と前記規準電圧とを乗算した値に前記上位電圧制御回路からの電圧指令信号を加算して前記内部起電圧とし、前記内部起電圧と前記単相交流電圧との差分を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御回路と、
    を備える静止型無効電力補償装置。
  2. 　前記電圧指令回路が出力する前記第１軸電圧指令は、予め設定された固定値であることを特徴とする請求項１に記載の静止型無効電力補償装置。
  3. 　前記交流端子における交流電流を検出する交流電流検出回路と、
    　前記交流端子における無効電力を測定する交流電力測定回路と、
    をさらに備え、
    　前記電圧指令回路は、前記交流電力測定回路が測定した無効電力と予め設定された無効電力指令値との差分を演算して前記第１軸電圧指令とすることを特徴とする請求項１に記載の静止型無効電力補償装置。
  4. 　交流端子から見て内部起電圧と内部等価インピーダンスとを持ち、ＰＷＭ指令に基づいて発生させたゲート信号のパルス幅に応じて前記交流端子に接続された単相交流電力系統からの単相交流電力と直流電力との間を変換する単相電圧型交直変換回路を用いて、前記単相交流電力系統の電圧を適正電圧範囲に収束させる電圧制御方法であって、
    　前記交流端子の単相交流電圧の振幅目標値となる第１軸電圧指令を出力し、前記単相交流電圧のピーク値より高い直流電圧指令値が設定され、前記単相電圧型交直変換回路で変換された直流電圧を検出し、前記直流電圧指令値と前記直流電圧検出値との差分を演算して前記第２軸電圧指令を出力する電圧指令工程と、
    　位相遅れ単相交流生成器で前記交流端子の単相交流電圧の位相を遅延させた遅延単相交流を発生させ、前記遅延単相交流に基づいて前記交流端子の単相交流電圧と前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧との位相差に相応する電圧を生成する位相差生成工程と、
    　前記電圧指令工程で出力した前記第１軸電圧指令と前記第２軸電圧指令、前記位相差生成工程で生成した位相差に相応する電圧、及び前記交流端子の単相交流電圧に基づいて、前記交流端子の単相交流電圧の振幅が前記第１軸電圧指令に近づくように生成した電圧指令信号、及び前記位相差生成工程で生成した位相差に相応する電圧が前記第２軸電圧指令に近づくように生成した周波数指令信号を出力する上位電圧制御工程と、
    　前記交流端子における単相交流の周波数の規準となる規準周波数、前記上位電圧制御工程で出力した周波数指令信号及び前記位相差生成工程で生成した位相差に相応する電圧に基づいて前記単相電圧型交直変換回路の前記内部起電圧の電気角を決定し、生成電気角を生成する周波数制御工程と、
    　前記交流端子における単相交流の電圧振幅の規準となる規準電圧と前記周波数制御回路からの電気角に基づく信号とを乗算した値に前記上位電圧制御工程で出力した電圧指令信号を加算して前記内部起電圧とし、前記内部起電圧と前記単相交流電圧との差分を前記ＰＷＭ指令として出力する下位電圧制御工程と、
    を実行する電圧制御方法。
  5. 　前記電圧指令工程が出力する前記第１軸電圧指令は、予め設定された固定値であることを特徴とする請求項４に記載の電圧制御方法。
  6. 　前記交流端子における交流電流を検出する交流電流検出工程と、
    　前記交流端子における無効電力を測定する交流電力測定工程と、
    をさらに行い、
    　前記電圧指令工程は、前記交流電力測定工程で測定した無効電力と予め設定された無効電力指令値との差分を演算して前記第１軸電圧指令とすることを特徴とする請求項４に記載の電圧制御方法。
  7. 　少なくとも１台の、請求項１から３のいずれかに記載の静止型無効電力補償装置の前記交流端子を単相交流電力系統に接続し、
    　前記単相交流電力系統の電圧を適正電圧範囲に収束させる請求項４から６のいずれかに記載の電圧制御方法。
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