CN110572057B - 一种极低开关频率下的电流源变流器特定谐波抑制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种极低开关频率下的电流源变流器特定谐波抑制方法，其特征在于：采用三相电流源型并网整流器拓扑结构，利用不对称特定谐波消除与旁路脉冲注入相结合的新型混合调制方法，主动控制输出PWM电流中的5次、7次谐波分量，对线电流中的5次、7次谐波分量进行主动补偿。这种控制策略使得大功率电流源变流器在极低开关频率下具备同时主动补偿5次、7次谐波的能力，在电网电压畸变的情况下得以有效降低线电流的低次谐波，大幅提升了系统的线电流电能质量，保证了系统的安全稳定运行。

Description

一种极低开关频率下的电流源变流器特定谐波抑制方法
技术领域
本发明涉及并网变流器电能质量治理，特别涉及一种极低开关频率下的电流源变流器特定谐波抑制方法。
背景技术
近年来，随着能源问题日益突出以及工业生产工艺要求日益增长，中压大功率变流器作为节能减排的手段已经成为电力、冶金、交通等众多行业的常用技术方案。根据直流侧储能环节的差异，变流器分为电压源型变流器(VSC)和电流源型变流器(CSC)。虽然当前中压大功率传动系统中，VSC以其较高的效率及功率开关器件的优势占据主导地位，CSC作为大功率变流技术的解决方案之一，以其拓扑结构简单、开关器件便于串联使用、输入/输出电流波形质量高、可靠的短路保护等无可比拟的优势,在当前大功率中压传动领域占有重要地位。
为降低开关损耗，保证效率，大功率电流源变流器开关频率一般仅有几百赫兹，因此，特定谐波消除(SHE)调制方法因其极低开关频率下优良的谐波特性被广泛应用。然而，传统特定谐波消除调制无主动控制输出PWM电流谐波分量的能力，因此只能保证自身的输PWM电流谐波最少，而无法主动补偿因电网电压背景谐波引起的谐波电流，难以在电网电压畸变的工况下保证线电流的电能质量。为此，Ye Zhang在传统特定谐波消除调制的基础上做出了改进，提出了一种不对称特定谐波消除调制方法[1]。不对称特定谐波消除调制使得输出PWM电流谐波分量可控，从而使大功率电流源变流器可以主动补偿因电网电压畸变带来的线电流谐波，大大提升了大功率电流源变流器的电能质量。然而，由于特定谐波消除调制的开关角度需要通过离线计算得到，虽然可以将不同谐波含量的开关角度提前计算好并存储到控制器中，但若想同时控制多个谐波分量，会导致所需内存的指数增长。依据现有控制器的内存大小，不对称特定谐波消除方法仅能控制一个特定次谐波分量，无法同时控制2个以上的谐波分量。然而，由于大功率电流源变流器交流侧滤波器的截止频率一般为200～350Hz，线电流中的5,7次谐波都有被放大的风险，仅仅补偿一个特定次谐波分量还是无法满足实际系统中的要求。
此外，旁路脉冲注入法的提出也从另一个角度解决了传统特定谐波消除调制法无可调节自由度的固有难题。然而，基于目前的现有技术，旁路脉冲注入法所增加的自由度仅被用来作直流电流控制[2]或并联电流源均流控制[3]，并没有用于补偿特定次谐波。
参考文献:
[1]H.Zhou,Y.W.Li,N.R.Zargari,G.Cheng,R.Ni,and Y.Zhang,“Selectiveharmonic compensation(SHC)PWM for grid-interfacing high-power converters,”IEEE Trans.Power Electron.,vol.29,no.3,pp.1118–1127,Mar.2014.
[2]J.He,Q.Li,C.Zhang,J.Han,and C.Wang,“Quasi-Selective HarmonicElimination(Q-SHE)Modulation-Based DC Current Balancing Method for ParallelCurrent Source Converters,”IEEE Trans.Power Electron.,vol.34,no.8,pp.7422-7436,Aug.2019.
[3]Y.Xiao,B.Wu,F.DeWinter,and R.Sotudeh,“High power GTO AC/DC currentsource converter with minimum switching frequency and maximum power factor,”Proceedings of 1996Canadian Conference on Electrical and ComputerEngineering,Calgary,Alberta,Canada,1996,pp.331-334vol.1.
发明内容
本发明的目的是为了克服现有技术中的不足，在传统特定谐波消除法的基础上，结合不对称特定谐波消除法及旁路脉冲注入法，提供一种可同时消除电网背景谐波中5次、7次谐波的新型特定谐波补偿方法，该方法可以在大功率电流源变流系统的极低开关频率下实现同时对电网侧线电流中5次、7次谐波的精确补偿，从而可以使大功率电流源的线电流在电网电压波形畸变的恶劣工况下保证较好的电能质量，完全符合实际系统的需求。
为实现上述目的，本发明提供的技术方案如下：
一种极低开关频率下的电流源变流器特定谐波抑制方法，基于三相电流源型并网变流器拓扑结构，电流源型并网变流器由六个门极换流晶闸管组成三相全桥拓扑，变流器的交流侧通过滤波器连接至公共连接点PCC后与三相电网交换功率；变流器直流侧串联公用的直流侧母线电感Ldc用于抑制直流侧的电流波动；极低开关频率指700Hz，该谐波补偿方法包括以下步骤：
(1)在每个采样周期开始时，变流器利用采样电路采集电网的三相电压VPCC、三相线电流Iline以及直流电流Idc；三相电网电压VPCC经过锁相环PLL产生电网电压实时相位θg；
(2)所采直流电流Idc与直流电流参考Idc_ref相减后作为反馈量，经过比例谐振(PI)控制器得到变流器的输出PWM电流IPWM相对于电网电压实时相位的延迟角α，直接控制直流电流；
(3)所采三相电网线电流经过滑动离散傅里叶变换(SDFT)提取出其中的5次、7次谐波电流分量
Figure GDA0003007690540000021
和
Figure GDA0003007690540000022
线电流5次、7次谐波分量分别乘以虚拟阻抗系数
Figure GDA0003007690540000023
后得到输出PWM电流的5次、7次谐波分量参考
Figure GDA0003007690540000024
和
Figure GDA0003007690540000025
Figure GDA0003007690540000026
和
Figure GDA0003007690540000027
除以直流电流参考Idc_ref得到标幺后的输出PWM电流5次、7次谐波分量参考
Figure GDA0003007690540000028
和
Figure GDA0003007690540000029
(4)步骤(3)所得标幺后输出PWM电流5次谐波分量参考
Figure GDA00030076905400000210
标幺后输出PWM电流7次谐波分量参考
Figure GDA00030076905400000211
步骤(1)所得延迟角α以及电网电压实时相位θg经过旁路脉冲注入与不对称特定谐波消除混合调制方法，产生六个门极换流晶闸管的开关信号G1～G6，最终在变流器输出PWM电流中产生相应的5次、7次谐波分量，以抑制线电流中的谐波。
进一步的，步骤(4)中所述的旁路脉冲注入与不对称特定谐波消除混合调制方法包括以下步骤：
a)所得标幺后的输出PWM电流7次谐波分量参考
Figure GDA0003007690540000031
经计算得到旁路脉冲的宽度βBP和位置θBP：
Figure GDA0003007690540000032
其中，
Figure GDA0003007690540000033
分别为
Figure GDA0003007690540000034
的幅值和相角。
b)由旁路脉冲的宽度βBP和位置θBP计算得到标幺后的旁路脉冲寄生5次谐波电流估计值
Figure GDA0003007690540000035
的幅值
Figure GDA0003007690540000036
和相角
Figure GDA0003007690540000037
Figure GDA0003007690540000038
c)将所得估计值
Figure GDA0003007690540000039
与标幺后的输出PWM电流5次谐波分量
Figure GDA00030076905400000310
相减，得到输入不对称特定谐波消除调制的5次谐波参考
Figure GDA00030076905400000311
d)依据
Figure GDA00030076905400000312
的幅值
Figure GDA00030076905400000313
和相角
Figure GDA00030076905400000314
选择相应的不对称特定谐波消除调制开关角度θ1～θ13；
e)将电网电压实时相位θg、延迟角α、旁路脉冲宽度βBP和位置θBP以及不对称特定谐波消除调制开关角度θ1～θ13输入混合调制方法，通过不对称特定谐波消除调制与旁路脉冲注入，得到六个门极换流晶闸管的开关信号G1～G6。
与现有技术相比，本发明的技术方案所带来的有益效果是：
1.本发明方法可以同时消除电网背景谐波引起的5,7次谐波；相比于现有技术中的空间矢量调制(SVM)方法，本发明方法中的开关频率仅为700Hz左右，若SVM想达到相同的控制效果，则开关频率至少需要5KHz。
2.本发明方法可以实现一台逆变器同时消除5,7次谐波，而现有技术中用不对称特定谐波消除调制方法仅能控制一个特定次谐波，需两台逆变器相互协调才能够实现与本发明相同的效果。
3.本发明中采用了旁路脉冲注入与不对称特定谐波消除法相结合的新型特定谐波调制方法。传统的SHE调制策略，只能保证自身的PWM输出电流中不含特定次谐波，但当电网电压含有背景谐波时，其无法对线电流中的谐波进行补偿。而本发明的技术方案中，新型特定谐波调制方法在同样的开关频率下具备了主动控制PWM输出电流中特定次谐波分量的能力，可以用于主动补偿电网背景谐波引起的线电流波形畸变。
4.应用本发明的技术方案，使三相电流源型并网变流器可以工作在电网电压畸变较为严重的恶劣运行工况下，使得电网线电流电能质量明显改善。传统大功率电流源变流器无法主动抑制因电网电压畸变产生的5,7次谐波，因此，为了避免交流侧滤波器对5,7次谐波电流的放大，滤波器截止频率被设置的很低，在200Hz左右，导致滤波器体积大，重量大。在应用本发明中的方法后，可以有效补偿线电流中的5,7次谐波分量，滤波器的截止频率不再需要很低，因此可以大大减轻滤波器的体积和重量，并节省成本。
附图说明
图1为本发明具体实施例中三相电流源型并网变流器的拓扑结构。
图2为本发明中并网变流器的简化拓扑及所提控制方法示意图。
图3为本发明所提新型混合调制门极控制信号示意图。
图4为应用传统特定谐波消除法和本发明所提方法的实验效果对照图。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明的控制方法基于三相电流源型并网变流器的拓扑结构，如图1所示，其结构具体如下：电流源型并网变流器由六个门极换流晶闸管组成三相全桥拓扑，变流器的交流侧通过滤波器连接至公共连接点PCC后与三相电网交换功率；变流器直流侧串联公用的直流侧母线电感Ldc用于抑制直流侧的电流波动。
本发明所提控制方法的电路及控制框图如图2所示，具体方法如下：
(1)在每个采样周期开始时，变流器利用采样电路采集电网的三相电压VPCC、三相线电流Iline以及直流电流Idc；三相电网电压VPCC经过锁相环PLL产生电网电压实时相位θg；
(2)所采直流电流Idc与直流电流参考Idc_ref相减后作为反馈量，经过比例谐振控制器得到变流器的输出PWM电流IPWM相对于电网电压实时相位的延迟角α，直接控制直流电流；
(3)所采三相电网线电流经过滑动离散傅里叶变换(SDFT)提取出其中的5次，7次谐波电流分量
Figure GDA0003007690540000051
和
Figure GDA0003007690540000052
线电流5次，7次谐波分量分别乘以虚拟阻抗系数
Figure GDA0003007690540000053
后得到输出PWM电流的5次，7次谐波分量参考
Figure GDA0003007690540000054
和
Figure GDA0003007690540000055
Figure GDA0003007690540000056
和
Figure GDA0003007690540000057
除以直流电流参考Idc_ref得到标幺后的输出PWM电流5次、7次谐波分量参考
Figure GDA0003007690540000058
和
Figure GDA0003007690540000059
(4)步骤(3)所得标幺后输出PWM电流5次谐波分量参考
Figure GDA00030076905400000510
标幺后输出PWM电流7次谐波分量参考
Figure GDA00030076905400000511
步骤(1)所得延迟角α以及电网电压实时相位θg经过旁路脉冲注入与不对称特定谐波消除混合调制方法，产生六个门极换流晶闸管的开关信号G1～G6，最终在变流器输出PWM电流中产生相应的5次、7次谐波分量，以抑制线电流中的谐波。
下面为本发明更具体的实施方式：
步骤(4)中的旁路脉冲注入与不对称特定谐波消除混合调制方法具体包括以下步骤：
a)所得标幺后的输出PWM电流7次谐波分量参考
Figure GDA00030076905400000512
经计算得到旁路脉冲的宽度βBP和位置θBP：
Figure GDA00030076905400000513
其中，
Figure GDA00030076905400000514
分别为
Figure GDA00030076905400000515
的幅值和相角。
b)由旁路脉冲的宽度βBP和位置θBP计算得到标幺后的旁路脉冲寄生5次谐波电流估计值
Figure GDA00030076905400000516
的幅值
Figure GDA00030076905400000517
和相角
Figure GDA00030076905400000518
Figure GDA00030076905400000519
c)将所得估计值
Figure GDA00030076905400000520
与标幺后的输出PWM电流5次谐波分量
Figure GDA00030076905400000521
相减，得到输入不对称特定谐波消除调制的5次谐波参考
Figure GDA00030076905400000522
d)依据
Figure GDA00030076905400000523
的幅值
Figure GDA00030076905400000524
和相角
Figure GDA00030076905400000525
选择相应的不对称特定谐波消除调制开关角度θ1～θ13；
e)将电网电压实时相位θg、延迟角α、旁路脉冲宽度βBP和位置θBP以及不对称特定谐波消除调制开关角度θ1～θ13输入混合调制方法，通过不对称特定谐波消除调制以及旁路脉冲注入，得到六个门极换流晶闸管的开关信号G1～G6。
其中，所提不对称特定谐波消除调制加旁路脉冲注入的新型混合调制方法具体实现方式如图3所示。图3为门极控制信号G1～G6示意图。其中，G1、G3、G5为上桥臂开关管门极控制信号，G2、G4、G6为下桥臂开关管门极控制信号。按照电流源变流器开关管的公知规则，门极控制信号G1到G6波形完全相同，仅在相位上依次超前π/3。以G1的波形为例，依据参考文献[1]，不对称特定谐波消除调制法遵循四分之一周期反镜像对称的原则，则相应的开关角度关系可表示为：
Figure GDA0003007690540000061
其中，θ1～θ13为在0～π/3内变化的自由角度，而τ1～τ13为固定角度，一旦θ1～θ13确定，τ1～τ13就随之确定下来。
而以G4为例，旁路脉冲信号sBP注入后，依据电流源变流器上桥臂开关管和下桥臂开关管每一时刻只能有一个导通的基本原则，G6信号中的相应位置需变为低电平。其中，旁路脉冲信号完全可以由旁路脉冲的宽度βBP和位置θBP决定。旁路脉冲信号所引起的控制信号波形改变同样遵循电流源依次超前π/3的原则。
图4为本发明所提新型谐波补偿方法与传统特定谐波消除调制方法的对比实验图，其中，直流电流被控制在11A。从图中可以看出，电网电压因存在5,7次谐波而发生较为明显的畸变。此时，传统特定谐波消除调制方法并不能主动抑制线电流中的谐波，导致其波形出现严重畸变，THD为16.8％；而采用本发明所提谐波抑制方法后，线电流中的5,7次谐波被明显抑制，电能质量明显改善，为4.9％。
综上：本发明提出的一种极低开关频率下的电流源变流器特定谐波补偿方法可以方便的应用于三相大功率电流源型并网变流器当中，起到很好的电网背景谐波补偿效果。本方法可以保证线电流在电网电压波形畸变的情况下有较好的电能质量，极大地提升了大功率电流源变流器的可靠性。同时，线电流电能质量的保证也使交流侧的滤波器尺寸得以减小，从而降低变流器的成本，减小体积和重量，是一种值得推广的新型变流器控制方法。
本发明并不限于上文描述的实施方式。以上对具体实施方式的描述旨在描述和说明本发明的技术方案，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，并不是限制性的。在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，本领域的普通技术人员在本发明的启示下还可做出很多形式的具体变换，这些均属于本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种极低开关频率下的电流源变流器特定谐波抑制方法，基于三相电流源变流器拓扑结构，电流源变流器由六个门极换流晶闸管组成三相全桥拓扑，变流器的交流侧通过滤波器连接至公共连接点PCC后与三相电网交换功率；变流器直流侧串联公用的直流侧母线电感Ldc用于抑制直流侧的电流波动；极低开关频率指700Hz，其特征在于，该谐波抑制方法包括以下步骤：
(1)在每个采样周期开始时，变流器利用采样电路采集电网的三相电压VPCC、三相线电流Iline以及直流电流Idc；三相电网电压VPCC经过锁相环PLL产生电网电压实时相位θg；
(2)所采直流电流Idc与直流电流参考Idc_ref相减后作为反馈量，经过比例谐振(PI)控制器得到变流器的输出PWM电流IPWM相对于电网电压实时相位的延迟角θdealy，直接控制直流电流；
(3)所采三相电网线电流经过滑动离散傅里叶变换(SDFT)提取出其中的5次、7次谐波电流分量
Figure FDA0003408190000000011
和
Figure FDA0003408190000000012
5次、7次谐波电流分量分别乘以虚拟阻抗系数
Figure FDA0003408190000000013
后得到输出PWM电流的5次，7次谐波分量参考
Figure FDA0003408190000000014
和
Figure FDA0003408190000000015
Figure FDA0003408190000000016
和
Figure FDA0003408190000000017
除以直流电流参考Idc_ref得到标幺后的输出PWM电流5次、7次谐波分量参考
Figure FDA0003408190000000018
和
Figure FDA0003408190000000019
(4)步骤(3)所得标幺后输出PWM电流5次谐波分量参考
Figure FDA00034081900000000110
标幺后输出PWM电流7次谐波分量参考
Figure FDA00034081900000000111
步骤(1)所得延迟角θdealy以及电网电压实时相位θg经过旁路脉冲注入与不对称特定谐波消除混合调制方法，产生六个门极换流晶闸管的开关信号G1～G6，最终在变流器输出PWM电流中产生相应的5次、7次谐波分量，以抑制线电流中的谐波；旁路脉冲注入与不对称特定谐波消除混合调制方法包括以下步骤：
a)所得标幺后的输出PWM电流7次谐波分量参考
Figure FDA00034081900000000112
经计算得到旁路脉冲的宽度WBP和位置θBP：
Figure FDA00034081900000000113
其中，
Figure FDA00034081900000000114
分别为
Figure FDA00034081900000000115
的幅值和相角；
b)由旁路脉冲的宽度WBP和位置θBP计算得到标幺后的旁路脉冲寄生5次谐波电流估计值
Figure FDA00034081900000000116
的幅值
Figure FDA00034081900000000117
和相角
Figure FDA00034081900000000118
Figure FDA0003408190000000021
c)将所得估计值
Figure FDA0003408190000000022
与标幺后的输出PWM电流5次谐波分量
Figure FDA0003408190000000023
相减，得到输入不对称特定谐波消除调制的5次谐波参考
Figure FDA0003408190000000024
d)依据
Figure FDA0003408190000000025
的幅值
Figure FDA0003408190000000026
和相角
Figure FDA0003408190000000027
选择相应的不对称特定谐波消除调制开关角度θ1～θ13；
e)将电网电压实时相位θg、延迟角θdealy、旁路脉冲宽度WBP和位置θBP以及不对称特定谐波消除调制开关角度θ1～θ13输入混合调制方法，通过不对称特定谐波消除调制与旁路脉冲注入，得到六个门极换流晶闸管的开关信号G1～G6。
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