CN108736751B - 一种双频并联三相并网逆变器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及逆变器技术领域，具体涉及一种双频并联三相并网逆变器的控制方法，包括两个耦合的闭环控制回路，两个闭环控制回路通过高频补偿单元耦合；两个耦合的闭环控制回路分别为高频消谐控制回路和低频功率控制回路；它通过新型的拓扑结构，降低所需电力滤波器的电感量，从而减小电感体积，降低并网逆变器的成本，简化并网逆变器的控制难度，降低大功率开关器件的开关频率，提高并网逆变器的效率和功率密度。

Description

一种双频并联三相并网逆变器的控制方法

【技术领域】

本发明涉及逆变器技术领域，具体涉及一种双频并联三相并网逆变器的控制方法。

【背景技术】

逆变器是把直流电能(电池、蓄电瓶)转变成交流电能(一般为220V，50Hz正弦波)的装置，它由逆变桥、控制逻辑和滤波电路组成。三相PWM并网逆变器技术是将直流电能转换为三相交流电能，并输送给电网的主要装置，一般需要使用自关断功率器件。由于并网规范对并网电流的谐波有着严格的要求，为此需要采取措施，对电流谐波进行抑制，以减小对电网的污染。通常，功率器件的开关频率越高，并网电流的谐波越小，但是，为了降低并网系统的损耗，提高逆变器的效率，又希望降低功率器件的开关频率，开关频率越低，损耗越小，但谐波会越大。目前主要采用在电网侧安装电力滤波器的方法，对并网电流谐波进行抑制，按照滤波器的不同，可分为L型三相并网逆变器和LCL型三相并网逆变器。在L型三相并网逆变器中，使用三个电感作为电力滤波器，在LCL型三相并网逆变器中，使用三电容六电感组成的三相滤波电路作为电力滤波器。

在L型三相并网逆变器中，三相滤波器的电感值与滤波器的体积和成本正相关。滤波器的电感值越大，体积就会越大，成本就会越高。而且，在滤波器的工作过程中，电流流过电感时，一方面由于电感中的电阻会产生热损耗，另一方面由于电感的感抗会导致交流压降；热损耗的存在降低了三相逆变器的效率，电感上的压降限制了直流母线的最小值。同时，为了提高三相并网逆变器的效率，总是期望降低功率器件的开关频率，但是开关频率越低，相同的并网电流质量要求的电感值就越大。因此，L型三相并网逆变器存在的主要问题是体积大、成本高、效率低，不利于提高逆变器的功率密度。

在LCL型三相并网逆变器中，使用三相LCL滤波器抑制高频电流谐波。LCL滤波器由六个电感和三个电容通过串并联组合而成，电路本身存在谐振频率。在实际应用中，需要对各个电感值和各个电容值进行精确匹配。在控制层面，不仅需要对滤波器的状态进行测量和反馈，而且还需要对控制器的参数进行精确整定，增加了整个系统的实现难度，降低了系统的鲁棒性。因此，LCL型三相并网逆变器存在的主要问题是：元器件多、成本高、结构复杂，控制难度大、鲁棒性差等。最后，为了保证LCL滤波器的滤波效果，要求逆变器工作在较高的开关频率，限制了效率的进一步提升。

可见，L型和LCL型三相并网逆变器，虽然能够实现谐波抑制，但是都存在着开关频率较高、效率提升受限等问题，都无法通过降低开关频率的方法，来进一步提高逆变器的效率。

【发明内容】

本发明的目的在于针对现有技术的缺陷和不足，提供一种双频并联三相并网逆变器的控制方法，它采用一种新型拓扑结构和控制方法，降低电能流动通道中的开关频率，从而降低功率器件的开关损耗，提高并网逆变器的效率。

本发明所述的一种双频并联三相并网逆变器的控制方法，包括两个耦合的闭环控制回路，两个闭环控制回路通过高频补偿单元耦合；两个耦合的闭环控制回路分别为高频消谐控制回路和低频功率控制回路；

高频消谐控制回路中，

为直流给定电压，与实际电压V_H比较，其差值作为电压调节器AVR的输入，AVR的输出为高频电流d轴的给定值

为高频电流q轴的给定值；高频d轴电流控制环和高频q轴电流控制环采用两个一样的电流调节器AIRH，两个调节器的输出分别为u_AIRHd和u_AIRHq，与对应的补偿量u_CHd、u_CHq相加后，得到d、q轴调制信号u_Hd和u_Hq；u_Hd和u_Hq经过IPARK变换得到α、β轴调制信号u_Hα和u_Hβ，θ_G为电网电压定向角；SVPWMH单元根据给定信号u_Hα和u_Hβ，产生驱动信号PH1、PH2、PH3、PH4、PH5、PH6，分别驱动三相高频消谐单元的6个功率器件V_H1、V_H2、V_H3、V_H4、V_H5、V_H6；

低频功率控制回路中，

为并网电流幅值给定值，

为并网电流q轴给定值；低频d轴电流控制环和低频q轴电流控制环，采用两个一样的电流调节器AIRL，两个调节器的输出分别为u_AIRLd和q轴调制信号u_Lq，u_AIRLd与补偿量U_G相加后得到d轴调制信号u_Ld，U_G为电网电压的幅值；u_Ld和u_Lq经过IPARK变换得到α、β轴调制信号u_Lα和u_Lβ；SVPWML单元根据信号u_Lα和u_Lβ，产生驱动信号PL1、PL2、PL3、PL4、PL5、PL6，分别驱动三相低频功率单元的6个功率器件V_L1、V_L2、V_L3、V_L4、V_L5、V_L6；

高频补偿单元HCU连接高频消谐控制回路和低频功率控制回路，输入信号为U_G、θ_G、

PL1、PL2、PL3、PL4、PL5、PL6，输出信号为高频补偿电压矢量u_CH在d轴上的分量u_CHd和在q轴上的分量u_CHq；

上述计算补偿电压矢量u_CH的方法为：

其中：L_L和L_H分别为低频滤波器和高频滤波器的电感量，u_LSV为三相低频功率单元输出电压矢量、u_G为电网电压矢量，ω为电网电压角频率，

为并网电流给定值；

消除i_G中的纹波，采用如下步骤：

步骤一：在低频功率控制回路作用下，于三相低频功率单元电流矢量i_L中，叠加有高频谐波，i_L可分解为基波电流矢量i_B，和谐波电流矢量i_HOM，即

i_L＝i_B+i_HOM (1)

三相低频滤波器两端的电压矢量为

u_LL＝u_LSV-u_G (2)

其中u_LL为作用于三相低频滤波器两端的电压矢量，u_LSV为三相低频功率单元输出电压矢量，u_G为电网电压矢量；

步骤二：在稳态时，i_B是在U_LL中的基波电压矢量作用下产生的，i_HOM是在u_LL中的高频电压矢量作用下产生的，忽略低频功率控制回路的控制误差，则高频电压矢量可表示为

其中u_HOM为与i_HOM对应的高频电压矢量，

为并网电流给定值，L_L为低频滤波器的电感值，ω为电网电压的角频率；

i_HOM可表示为

步骤三：对于三相高频消谐单元，由于开关频率高，故电流i_H的谐波电流很小，因此，认为三相高频消谐单元输出电压矢量，就等于给定电压矢量u_H

u_H＝u_AIRH+u_CH (5)

其中u_AIRH为两个调节器AIRH输出的电压矢量，u_CH为高频补偿电压矢量；

u_CH的计算公式为

其中L_H为三相高频滤波器的电感值；

作用于三相高频滤波器两端的电压矢量为

把式(6)代入到式(7)有

稳态时u_AIRH＝0，则i_H可以表示为

由式(1)、式(4)可知，并网电流矢量i_G＝i_L+i_H，所以i_G＝i_B。

采用上述结构后，本发明有益效果为：本发明所述的一种双频并联三相并网逆变器的控制方法，它通过新型的拓扑结构，降低所需电力滤波器的电感量，从而减小电感体积，降低并网逆变器的成本，简化并网逆变器的控制难度，降低大功率开关器件的开关频率，提高并网逆变器的效率和功率密度。

【附图说明】

此处所说明的附图是用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，但并不构成对本发明的不当限定，在附图中：

图1是本发明的拓扑结构示意图；

图2是本发明的主回路单元的拓扑结构示意图；

图3是本发明的控制系统结构图。

【具体实施方式】

下面将结合附图以及具体实施例来详细说明本发明，其中的示意性实例以及说明仅用来解释本发明，但并不作为对本发明的限定。

如图1所示，本具体实施方式所述的一种双频并联三相并网逆变器包括器壳，该器壳内设置有电路板，该电路板上包括控制单元和主回路单元；所述控制单元通过信号与主回路单元相连；

所述主回路单元由低频部分和高频部分组成；所述低频部分包括三相低频功率单元、三相低频滤波器，该三相低频功率单元与三相低频滤波器串联连接；所述高频部分包括三相高频消谐单元、三相高频滤波器，该三相高频消谐单元与三相高频滤波器串联连接；所述低频部分和高频部分并联于三相电网两侧。

一种双频并联三相并网逆变器的控制方法的控制方法包括两个耦合的闭环控制回路，两个闭环控制回路通过高频补偿单元耦合；两个耦合的闭环控制回路分别为高频消谐控制回路和低频功率控制回路。

三相低频功率单元包含六个全控型功率器件(V_L1-V_L6)、六个续流二极管(D_L1-D_L6)、一个滤波电容(C_L)；所述V_L1与V_L4串联，V_L3和V_L6串联，V_L5和V_L2串联，均并联在两根输电导线(L+、L-)上；所述V_L1反并联D_L1，V_L2反并联D_L2，V_L3反并联D_L3，V_L4反并联D_L4，V_L5反并联D_L5，V_L6反并联D_L6；所述滤波电容C_L并联在两根输电导线(L+、L-)上，形成三相低频功率单元分电路。

三相低频功率单元通过端子AL、BL、CL和三相低频滤波器相连。

三相低频滤波器包括电感L_LA、电感L_LB、电感L_LC，形成三相低频滤波器分电路。

三相高频消谐单元包含六个全控型功率器件(V_H1-V_H6)、六个续流二极管(D_H1-D_H6)、一个滤波电容(C_H)；所述V_H1与V_H4串联，V_H3和V_H6串联，V_H5和V_H2串联，均并联在两根输电导线(H+、H-)上；所述V_H1反并联D_H1，V_H2反并联D_H2，V_H3反并联D_H3，V_H4反并联D_H4，V_H5反并联D_H5，V_H6反并联D_H6；所述滤波电容C_H并联在两根输电导线(H+、H-)上，形成三相高频消谐单元分电路。

三相高频滤波器包括电感L_HA、电感L_HB、电感L_HC，形成三相高频滤波器分电路。

三相低频功率单元的AL、BL、CL端子通过三相低频滤波器连接到三相电网的A、B、C三个端子；所述三相高频消谐单元的AH、BH、CH端子通过三相高频滤波器连接到三相电网的A、B、C三个端子，形成主回路单元。

本发明的工作原理如下：

如图2所示，为双频并联三相并网逆变器的拓扑结构；

1)三相低频功率单元的作用是为三相电流i_AL、i_BL、i_CL提供通道，三相电流中含有高频谐波，功率器件采用低成本大容量全控型功率器件，例如IGBT，以降低成本。三相低频功率单元采用低开关频率，以降低该单元的开关损耗。

2)三相低频功率单元中的电容C_L的作用是，抑制直流母线上的电压纹波，保持母线电压V_L稳定。

3)电感L_LA、电感L_LB、电感L_LC的作用是抑制电流i_AL、i_BL、i_CL中的纹波，由于在本拓扑结构中含有三相高频消谐单元，故可选用小电感值的电感作为三相低频滤波器的电感。

4)三相高频消谐单元的作用是为三相高频电流i_AH、i_BH、i_CH提供通道，其中i_AH、i_BH、i_CH与I_AL、i_BL、i_CL中的高频谐波电流反向。功率器件采用高频全控型功率器件，如功率MOSFET器件、碳化硅(SiC)器件、氮化镓(GaN)器件等。该类功率器件的优点是开关频率高、开关损耗小，缺点是功率器件的成本高。由于该单元的电流小，即使采用高开关频率，因此而增加的损耗，也远远小于由三相低频功率单元的开关频率降低而减小的损耗，故可以提高并网逆变器的整体效率。

5)三相高频消谐单元中的电容C_H的作用是为三相高频消谐单元提供直流电压支撑。

6)电感L_HA、L_HB、L_HC的作用是，构成三相高频滤波器，抑制电流i_AH、i_BH、i_CH上的纹波，由于该单元的开关频率高，故电感值较小，并且由于i_AH、i_BH、i_CH较小，故三个电感的体积也较小。

如图3所示，双频并联三相并网逆变器的控制系统结构图；

本设计中，双频并联三相并网逆变器的控制目标包括：(1)稳定三相高频消谐单元的母线电压V_H；(2)消除并网电流i_G的纹波；(3)控制三相低频功率单元输出电流矢量i_L的幅值和相位。

从附图3可以看出，本发明的控制系统包括两个互相耦合的闭环控制回路。两个耦合的闭环控制回路分别为高频消谐控制回路和低频功率控制回路。

在高频消谐控制回路中，

为直流给定电压，与实际电压V_H比较，其差值作为电压调节器AVR的输入，AVR的输出为高频电流d轴的给定值

为高频电流q轴的给定值。高频d轴电流控制环和高频q轴电流控制环采用两个一样的电流调节器AIRH，两个调节器的输出分别为u_AIRHd和u_AIRHq，与对应的补偿量u_CHd、u_CHq相加后，得到d、q轴调制信号u_Hd和u_Hq。u_Hd和u_Hq经过IPARK变换得到α、β轴调制信号u_Hα和u_Hβ，θ_G为电网电压定向角。SVPWMH单元根据给定信号u_Hα和u_Hβ，产生驱动信号PH1、PH2、PH3、PH4、PH5、PH6，分别驱动三相高频消谐单元的6个功率器件V_H1、V_H2、V_H3、V_H4、V_H5、V_H6。

在低频功率控制回路中，

为并网电流幅值给定值，

为并网电流q轴给定值。低频d轴电流控制环和低频q轴电流控制环，采用两个一样的电流调节器AIRL，两个调节器的输出分别为u_AIRLd和q轴调制信号u_Lq，u_AIRLd与补偿量U_G相加后得到d轴调制信号u_Ld，U_G为电网电压的幅值。u_Ld和u_Lq经过IPARK变换得到α、β轴调制信号u_Lα和u_Lβ。SVPWML单元根据信号u_Lα和u_Lβ，产生驱动信号PL1、PL2、PL3、PL4、PL5、PL6，分别驱动三相低频功率单元的6个功率器件V_L1、V_L2、V_L3、V_L4、V_L5、V_L6。

在整个控制系统中，高频补偿单元HCU连接高频消谐控制回路和低频功率控制回路，输入信号为U_G、θ_G、

PL1、PL2、PL3、PL4、PL5、PL6，输出信号为高频补偿电压矢量u_CH在d轴上的分量u_CHd和在q轴上的分量u_CHq。

上述计算补偿电压矢量u_CH的方法为：

其中L_L和L_H分别为低频滤波器和高频滤波器的电感量，u_LSV为三相低频功率单元输出电压矢量、u_G为电网电压矢量，ω为电网电压角频率，

为并网电流给定值。

本发明中，谐波电流的抑制原理如下：

如前所述，系统的控制目的之一是消除i_G中的纹波。在低频功率控制回路作用下，于三相低频功率单元电流矢量i_L中，叠加有高频谐波，i_L可分解为基波电流矢量i_B，和谐波电流矢量i_HOM，即

i_L＝i_B+i_HOM (1)

三相低频滤波器两端的电压矢量为

u_LL＝u_LSV-u_G (2)

其中u_LL为作用于三相低频滤波器两端的电压矢量，u_LSV为三相低频功率单元输出电压矢量，u_G为电网电压矢量。

在稳态时，i_B是在u_LL中的基波电压矢量作用下产生的，i_HOM是在u_LL中的高频电压矢量作用下产生的，忽略低频功率控制回路的控制误差，则高频电压矢量可表示为

其中u_HOM为与i_HOM对应的高频电压矢量，

为并网电流给定值，L_L为低频滤波器的电感值，ω为电网电压的角频率。

i_HOM可表示为

对于三相高频消谐单元，由于开关频率高，故电流i_H的谐波电流很小，因此，认为三相高频消谐单元输出电压矢量，就等于给定电压矢量u_H

u_H＝u_AIRH+u_CH (5)

其中u_AIRH为两个调节器AIRH输出的电压矢量，u_CH为高频补偿电压矢量。

u_CH的计算公式为

其中L_H为三相高频滤波器的电感值。

作用于三相高频滤波器两端的电压矢量为

把式(6)代入到式(7)有

稳态时认为u_AIRH＝0，则i_H可以表示为

由式(1)、式(4)可知，并网电流矢量i_G＝i_L+i_H，所以

i_G＝i_B (10)

可见用以上方法消除了电流i_G中的高频谐波，达到了提高电网电流质量的目的。

本设计中，三相低频功率单元，是将所需并网的直流电能变换成交流电能，功率器件采用容量大、开关频率低、成本便宜的全控型功率器件。三相低频功率单元工作于低频，减少功率器件的开关损耗。三相低频功率单元通过三相低频滤波器和交流电网相连。

本设计中，三相高频消谐单元，产生与三相低频功率单元交流侧电流矢量i_L中纹波相反的电流矢量i_H，以降低并网电流矢量i_G中的谐波，电流矢量i_H的大小远小于电流矢量i_L。三相高频消谐单元的功率器件采用容量小、开关频率高、导通电阻小的功率器件。三相高频消谐单元工作于高频，降低i_H中的谐波。三相高频消谐单元通过三相高频滤波器和交流电网相连。

本设计中，控制器根据反馈信号和给定信号，产生驱动三相低频功率单元的驱动信号PL1、PL2、PL3、PL4、PL5、PL6，同时产生驱动三相消谐单元的驱动信号PH1、PH2、PH3、PH4、PH5、PH6，实现对并网逆变器的控制。

本发明具有如下的优点：

(1)降低了三相低频功率单元的开关频率，减小了三相低频功率单元的电应力。

(2)减小了总开关损耗，提高并网逆变器的整体效率。

(3)与L型并网逆变器相比，降低了并网逆变器的体积、重量和成本。

(4)能够充分发挥高频功率器件开关频率高、开关损耗小的优势，克服高频功率器件容量小的限制，扩大高频功率器件的应用领域。

(5)控制系统无需高速精确采样，在低控制带宽下，即可抑制电流的高次谐波，降低了控制系统的实现难度。

本发明所述的一种双频并联三相并网逆变器的控制方法，它通过新型的拓扑结构，降低了电力滤波器的电感量，减小了电感体积，简化了控制难度，同时降低了大功率功率器件的开关频率，提高了并网逆变器的整体效率和功率密度。

本发明与传统的并网逆变器相比，具有如下特点：

(1)本设计与L型三相并网逆变器相比，在保证并网电流质量的条件下，减少三相并网逆变器所需的总的电感量，降低逆变器成本，提高逆变器的功率密度。

(2)本设计与LCL型三相并网逆变器相比，在降低开关频率提高系统效率的同时，降低逆变器性能对滤波器参数变化的敏感性，提高三相并网逆变器的鲁棒性，降低控制系统带宽，减小控制系统的实现难度。

以上所述仅是本发明的较佳实施方式，故凡依本发明专利申请范围所述的构造、特征及原理所做的等效变化或修饰，均包括于本发明专利申请范围内。

Claims (1)

1.一种双频并联三相并网逆变器的控制方法，包括两个耦合的闭环控制回路，两个闭环控制回路通过高频补偿单元耦合；两个耦合的闭环控制回路分别为高频消谐控制回路和低频功率控制回路；

其特征在于：高频消谐控制回路中，

为直流给定电压，与实际电压V_H比较，其差值作为电压调节器AVR的输入，AVR的输出为高频电流d轴的给定值

为高频电流q轴的给定值；高频d轴电流控制环和高频q轴电流控制环采用两个一样的电流调节器AIRH，两个调节器的输出分别为u_AIRHd和u_AIRHq，与对应的补偿量u_CHd、u_CHq相加后，得到d、q轴调制信号u_Hd和u_Hq；u_Hd和u_Hq经过IPARK变换得到α、β轴调制信号u_Hα和u_Hβ，θ_G为电网电压定向角；SVPWMH单元根据给定信号u_Hα和u_Hβ，产生驱动信号PH1、PH2、PH3、PH4、PH5、PH6，分别驱动三相高频消谐单元的6个功率器件V_H1、V_H2、V_H3、V_H4、V_H5、V_H6；

低频功率控制回路中，

为并网电流幅值给定值，

为并网电流q轴给定值；低频d轴电流控制环和低频q轴电流控制环，采用两个一样的电流调节器AIRL，两个调节器的输出分别为u_AIRLd和q轴调制信号u_Lq，u_AIRLd与补偿量U_G相加后得到d轴调制信号u_Ld，U_G为电网电压的幅值；u_Ld和u_Lq经过IPARK变换得到α、β轴调制信号u_Lα和u_Lβ；SVPWML单元根据信号u_Lα和u_Lβ，产生驱动信号PL1、PL2、PL3、PL4、PL5、PL6，分别驱动三相低频功率单元的6个功率器件V_L1、V_L2、V_L3、V_L4、V_L5、V_L6；

高频补偿单元HCU连接高频消谐控制回路和低频功率控制回路，输入信号为U_G、θ_G、

PL1、PL2、PL3、PL4、PL5、PL6，输出信号为高频补偿电压矢量u_CH在d轴上的分量u_CHd和在q轴上的分量u_CHq；

计算补偿电压矢量u_CH的方法为：

其中：L_L和L_H分别为低频滤波器和高频滤波器的电感量，u_LSV为三相低频功率单元输出电压矢量、u_G为电网电压矢量，ω为电网电压角频率，

为并网电流给定矢量；

消除i_G中的纹波，采用如下步骤：

步骤一：在低频功率控制回路作用下，于三相低频功率单元电流矢量i_L中，叠加有高频谐波，i_L可分解为基波电流矢量i_B，和谐波电流矢量i_HOM，即

i_L＝i_B+i_HOM (1)

三相低频滤波器两端的电压矢量为

u_LL＝u_LSV-u_G (2)

其中u_LL为作用于三相低频滤波器两端的电压矢量，u_LSV为三相低频功率单元输出电压矢量，u_G为电网电压矢量；

步骤二：在稳态时，i_B是在u_LL中的基波电压矢量作用下产生的，i_HOM是在u_LL中的高频电压矢量作用下产生的，忽略低频功率控制回路的控制误差，则高频电压矢量可表示为

其中u_HOM为与i_HOM对应的高频电压矢量，

为并网电流给定矢量，L_L为低频滤波器的电感值，ω为电网电压的角频率；

i_HOM可表示为

步骤三：对于三相高频消谐单元，由于开关频率高，故电流i_H的谐波电流很小，因此，认为三相高频消谐单元输出电压矢量，就等于给定电压矢量u_H

u_H＝u_AIRH+u_CH (5)

其中u_AIRH为两个调节器AIRH输出的电压矢量，u_CH为高频补偿电压矢量；

u_CH的计算公式为

其中L_H为三相高频滤波器的电感值；

作用于三相高频滤波器两端的电压矢量为

u_LH＝u_H-u_G (7)

＝u_AIRH+u_CH-u_G

把式(6)代入到式(7)有

稳态时u_AIRH＝0，则i_H可以表示为

由式(1)、式(4)可知，并网电流矢量i_G＝i_L+i_H，所以i_G＝i_B。

Images