KR101635315B1

KR101635315B1 - 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치

Info

Publication number: KR101635315B1
Application number: KR1020150040862A
Authority: KR
Inventors: 이동춘; 알레미파얌; 배철주
Original assignee: 영남대학교 산학협력단
Priority date: 2015-03-24
Filing date: 2015-03-24
Publication date: 2016-06-30

Abstract

본 발명은 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치에 관한 것으로, 3상으로 연결되어 교류 전압을 공급하는 복수의 교류 전원, 상기 복수의 교류 전원에 직렬 연결된 복수의 계통 인덕터, 상기 복수의 계통 인덕터에 직렬 연결된 복수의 계통 저항을 포함하는 계통, 상기 계통과 컨버터 사이에 위치하며, 상기 컨버터의 동작에 의해 발생되는 고조파를 저감하기 위한 LLCL 필터, 상기 컨버터에 포함된 스위칭소자를 PWM 제어하는 PWM 제어부, 상기 PWM 제어부에 인가된 2차 고조파를 통하여 피드백되는 상기 계통 전압 및 전류로부터 상기 계통의 임피던스를 측정하는 계통 임피던스 측정부, 상기 LLCL 필터에 흐르는 전류의 공진주파수를 연산하는 연산부, 상기 연산된 공진주파수가 적용된 대역 통과 필터를 이용하여 상기 컨버터로 피드백되는 계통 전류에서 공진 성분을 추출하는 공진 성분 추출부 및 상기 추출된 공진 성분과 지령 전류 값의 차이 값을 비례공진제어기에 입력하여 댐핑 성분을 생성하며, 생성된 댐핑 성분을 상기 PWM 제어부로 전달하는 댐핑 성분 생성부를 포함한다.
이와 같이 본 발명에 따르면, 계통 연계형 컨버터에서 LLCL 필터를 적용한 경우 필터에 흐르는 전류의 공진현상을 비례공진제어기 기반의 능동댐핑 제어기법을 적용함으로써, 별도의 센서 등 추가적인 하드웨어 없이 공진을 제거할 수 있으며, 실제 계통 부하의 변동 특성을 고려하여 계통 임피던스를 추정함으로써 실시간으로 공진주파수의 변동에 대응할 수 있다.

Description

비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치 {ACTIVE DAMPING CONTROLLING APPARATUS USING PROPORTIONAL RESONANT CONTROLLER}

본 발명은 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 LLCL 필터에 의해 발생되는 공진을 제거하고 이를 보상하기 위한 댐핑 성분을 생성하는 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치에 관한 것이다.

최근 전력 수요의 증대에 따라 신재생 에너지를 이용한 분산전원 시스템이 많은 주목을 받고 있다. 그 중 계통 연계를 위한 전력변환 장치로 양방향으로 전력 전달이 가능하며 역률과 입력전류 제어 성능이 뛰어난 전압원 PWM 컨버터가 광범위하게 사용되고 있다.

이러한 컨버터는 PWM 스위칭에 의해 출력에 고조파를 발생시킨다는 문제점이 있으나 이는 전력 필터를 통해 해결할 수 있다. 전력 필터 중 가장 단순한 L 필터는 고조파를 저감하기 위해 큰 인덕턴스를 요구하므로 비용 증가 및 시스템의 동특성을 저하시키는 단점이 있다. 이를 보완하기 위해 L 필터보다 인덕터 사이즈를 저감한 LCL 필터가 있으나 필터에 흐르는 전류에 공진 현상이 발생한다는 문제점이 있다.

최근에는 많은 연구를 통하여 LCL 필터의 공진 현상을 해결하기 위한 기법들이 개발되었는데, 크게는 수동댐핑 제어기법과 능동댐핑 제어기법으로 나뉜다. 먼저, 수동댐핑 제어기법은 필터의 커패시터에 직렬로 저항을 삽입하여 공진 현상을 억제하는 방식으로 신뢰성이 높고 구현하기에 단순한 장점이 있으나 저항이 추가되어야 하고 시스템의 전력 손실을 가져오는 단점이 있다. 또한, 능동댐핑 제어기법은 인버터의 제어기 상에서 공진 억제를 위해 노치필터, 비례-공진 제어기 등 별도의 제어기를 추가하는 방식으로서, 별도의 하드웨어를 추가하지 않아도 된다는 장점이 있으나, 시스템의 제어 알고리즘이 다소 복잡해진다는 단점이 있다.

최근 LCL 필터보다 전체 인덕턴스를 더욱 저감하여 비용을 절약하고 시스템의 동특성을 향상시키며 우수한 고조파 저감 성능을 발휘하는 LLCL 필터가 개발되었다. 그러나, 여기에도 공진 문제가 존재하므로 계통 연계 분야에 적용하기 위해서는 LLCL 필터의 공진 문제가 해결되어야 한다.

본 발명의 배경이 되는 기술은 대한민국 등록특허공보 제10-0607038호(2006. 07. 24. 공개)에 개시되어 있다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 LLCL 필터에 의해 발생되는 공진을 제거하고 이를 보상하기 위한 댐핑 성분을 생성하는 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 실시예에 따른 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치는, 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치에 있어서, 3상으로 연결되어 교류 전압을 공급하는 복수의 교류 전원, 상기 복수의 교류 전원에 직렬 연결된 복수의 계통 인덕터, 상기 복수의 계통 인덕터에 직렬 연결된 복수의 계통 저항을 포함하는 계통, 상기 계통과 컨버터 사이에 위치하며, 상기 컨버터의 동작에 의해 발생되는 고조파를 저감하기 위한 LLCL 필터, 상기 컨버터에 포함된 스위칭소자를 PWM 제어하는 PWM 제어부, 상기 PWM 제어부에 인가된 2차 고조파를 통하여 피드백되는 상기 계통 전압 및 전류로부터 상기 계통의 임피던스를 측정하는 계통 임피던스 측정부, 상기 LLCL 필터에 흐르는 전류의 공진주파수를 연산하는 연산부, 상기 연산된 공진주파수가 적용된 대역 통과 필터를 이용하여 상기 컨버터로 피드백되는 계통 전류에서 공진 성분을 추출하는 공진 성분 추출부 및 상기 추출된 공진 성분과 지령 전류 값의 차이 값을 비례공진제어기에 입력하여 댐핑 성분을 생성하며, 생성된 댐핑 성분을 상기 PWM 제어부로 전달하는 댐핑 성분 생성부를 포함한다.

상기 계통 임피던스 측정부는, 다음의 수학식에 의해 2차 고조파가 인가된 때 입력신호의 2차 복소 퓨리에 벡터를 생성할 수 있다.

여기서,

는 입력 신호의 복소 퓨리에 벡터, N은 기본파 주기에 대한 샘플링 횟수, g(n)은 샘플링 시점 n에서 입력신호, n은 샘플링 시점, h는 인가된 고조파의 차수를 의미한다.

상기 계통 임피던스 측정부는, 다음의 수학식에 의해 상기 계통의 임피던스를 측정할 수 있다.

여기서, Z_hx는 계통 임피던스,

는 입력 전압,

는 입력 전류,

는 계통 임피던스, R_grid는 계통 저항, L_grid는 계통 인덕턴스, w_hx는 각 주파수 값을 의미한다.

상기 계통 임피던스 측정부는, 다음의 수학식에 의해 기본파 주파수(60Hz)에서의 계통 임피던스를 측정할 수 있다.

여기서, Z(60Hz)는 기본파 주파수(60Hz)에서 계통 임피던스, R_grid는 계통 저항, L_grid는 계통 인덕턴스, w는 각 주파수 값을 의미한다.

상기 연산부는, 다음의 수학식과 같이 연산되는 전달함수로 LLCL 필터를 모델링할 수 있다.

여기서, G₁(s)는 컨버터 출력 전압에 대한 계통측 전류의 전달함수, G₂(s)는 컨버터 출력 전압에 대한 컨버터측 전류의 전달함수, V_i(s)는 컨버터 출력 전압의 라플라스변환 값, I_g(s)는 계통측 전류의 라플라스변환 값, I_c(s)는 컨버터측 전류의 라플라스변환 값, L₁은 LLCL 필터의 컨버터측 인덕터의 값, L₂'는 계통 인덕터의 값과 LLCL 필터의 계통측 인덕터의 값의 합(L₂'=L_grid+L₂), C는 LLCL필터의 필터 커패시터의 값, L_f는 LLCL필터의 직렬 인덕터의 값을 의미한다.

상기 연산부는, 다음의 수학식에 의해 상기 공진주파수를 연산할 수 있다.

여기서, f_res는 공진주파수의 값, L₁은 LLCL 필터의 컨버터측 인덕터의 값, L₂'는 계통 인덕터의 값과 LLCL 필터의 계통측 인덕터의 값의 합(L₂'₌L_grid+L₂), C는 LLCL필터의 필터 커패시터의 값, L_f는 LLCL필터의 직렬 인덕터의 값을 의미한다.

상기 댐핑 성분 생성부는, 상기 지령 전류 값을 0으로 설정하고, 상기 지령 전류 값에서 상기 공진 성분을 차감한 값을 상기 비례공진제어기로 입력시킬 수 있다.

상기 비례공진제어기는, 다음의 수학식과 같이 연산되는 전달함수를 통해 상기 댐핑 성분을 생성할 수 있다.

여기서, G_PR _{_r}(s)는 비례공진제어기의 전달함수, K_pr은 비례공진제어기의 비례이득, K_r은 공진이득, w_res는 공진주파수를 의미한다.

상기 LLCL 필터는, 상기 계통에 연결된 계통측 인덕터, 상기 계통측 인덕터에 연결된 컨버터측 인덕터, 상기 계통측 인덕터와 상기 컨버터측 인덕터의 접점에 연결된 필터 커패시터, 상기 필터 커패시터에 제1단이 연결된 직렬 인덕터를 포함하며, 상기 직렬 인덕터의 제2단은 인접하는 직렬 인덕터의 제2단과 연결될 수 있다.

본 발명에 따른 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치는 계통 연계형 컨버터에서 LLCL 필터를 적용한 경우 필터에 흐르는 전류의 공진현상을 비례공진제어기 기반의 능동댐핑 제어기법을 적용함으로써, 별도의 센서 등 추가적인 하드웨어 없이 공진을 제거할 수 있으며, 실제 계통 부하의 변동 특성을 고려하여 계통 임피던스를 추정함으로써 실시간으로 공진주파수의 변동에 대응할 수 있다.

또한, LLCL 필터를 적용함으로써 LCL 필터보다 계통측 인덕터의 크기를 줄이면서도 우수한 THD 저감 성능을 얻을 수 있고 동시에 시스템의 동특성 향상을 꾀할 수 있다.

따라서, 본 발명을 이용하면 계통연계에 사용되는 컨버터에서 LLCL 필터를 적용하여 안정적인 전류 제어가 가능해지며 뛰어난 고조파 저감 성능을 발휘할 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치를 나타낸 블록도이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 직류 링크 전압 제어부, 전류 제어부 및 중성점 전압 제어부를 구체적으로 도시한 회로도이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 LLCL 필터를 이용한 계통 연계형 T-3형 3-레벨 컨버터 시스템을 나타낸 회로도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 계통 인덕턴스가 다른 경우 LLCL필터의 보드선도이다.
도 5는 계통 임피던스 측정과 공진 현상의 능동 댐핑제어에 대한 성능을 나타낸 그래프이다.
도 6는 계통측 인덕턴스가 0.8mH인 LCL 필터에서의 계통측과 인버터측 전류 및 주파수 스펙트럼을 나타낸 그래프이다.
도 7은 계통측 인덕턴스가 0.35mH인 LCL 필터에서의 계통측과 인버터측 전류 및 주파수 스펙트럼을 나타낸 그래프이다.
도 8은 계통측 인덕턴스가 0.35mH이고 직렬 인덕턴스가 80μH인 LLCL 필터에서의 계통측과 인버터측 전류 및 주파수 스펙트럼을 나타낸 그래프이다.

아래에서는 첨부한 도면을 참조하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.

그러면 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다.

먼저, 도 1 내지 도 3를 통해 본 발명의 실시예에 따른 비례공진제어기(171)를 이용한 능동 댐핑 제어 장치(100)를 살펴본다. 도 1은 본 발명의 실시예에 따른 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치를 나타낸 블록도이고, 도 2는 본 발명의 실시예에 따른 직류 링크 전압 제어부, 전류 제어부 및 중성점 전압 제어부를 구체적으로 도시한 회로도이고, 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 LLCL 필터를 이용한 계통 연계형 T-3형 3-레벨 컨버터 시스템을 나타낸 회로도이다.

도 1에서와 같이 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치(100)는 계통(110), LLCL 필터(120), PWM 제어부(130), 계통 임피던스 측정부(140), 연산부(150), 공진 성분 추출부(160) 및 댐핑 성분 생성부(170)를 포함한다. 또한 비례공진제어기(171)를 이용한 능동 댐핑 제어 장치(100)는 컨버터(200)와 컨버터(200)의 제어를 위한 dq-변환기(194), PLL(192, phase-locked loop), 직류링크 전압제어부(180), 전류제어부(185), 중성점 전압제어부(190) 를 포함할 수 있다.

여기서 dq-변환기(194), PLL(192, phase-locked loop), 직류링크 전압제어부(180) 및 전류제어부(185)는 컨버터의 기본적인 제어를 위해 포함되는 구성요소이며, 중성점 전압제어부(190) 는 T타입 컨버터의 경우에만 포함된다.

PLL(192, phase-locked loop)은 전압(e_ab, e_bc)을 입력받아 위상(θ)를 출력하고, dq-변환기(194)는 전류(i_a, i_b, i_c) 및 PLL(192)로부터 위상(θ)를 입력받아 전류(i_qe1, i_de1)를 출력한다.

도 2를 통해 직류링크 전압제어부(180), 전류제어부(185) 및 중성점 전압제어부(190)에 대해 구체적으로 살펴본다.

직류링크 전압제어부(180)는 직류링크 전압제어기(181, IP)를 포함하며, 전압의 차이값(v_dc-ref-v_dc)을 직류링크 전압제어기(181, IP)에 입력하고 직류링크 전압제어기(181, IP)로부터 출력되는 전류(i_qe _- _ref)를 전류제어부(185)에 공급한다.

전류제어부(185)는 전류제어기(PI)(186, 187)를 포함하며, 전류의 차이값(i_qe1-i_qe _- _ref)을 전류제어기(PI)(186)에 입력하고 전류제어기(PI)(186)로부터 출력되는 전압(v_qe1)을 PWM 제어부(130)에 공급한다. 또한 전류의 차이값(i_de1-i_de-ref)을 전류제어기(PI)(187)에 입력하고 전류제어기(PI)(187)로부터 출력되는 전압(v_de1)을 PWM 제어부(130)에 공급한다.

중성점 전압제어부(190)는 중성점 전압제어기(191)를 포함하며, 전압의 차이값을(v_c1-v_c2)을 중성점 전압제어기(191)에 입력하고 중성점 전압제어기(191)로부터 출력되는 전압(v_offset)을 PWM 제어부(130)에 공급한다.

계통(110)은 LLCL 필터(120)에 연결되어 컨버터(200)에 교류전압을 공급한다. 구체적으로 계통(110)은 도 3에서와 같이 3상으로 연결되어 교류 전압을 공급하는 복수의 교류 전원(e_a, e_b, e_c), 상기 복수의 교류 전원에 직렬 연결된 복수의 계통 인덕터(L_grid), 상기 복수의 계통 인덕터에 직렬 연결된 복수의 계통 저항(R_grid)을 포함한다.

LLCL 필터(120)는 컨버터(200)의 동작에 의해 발생되는 고조파를 저감하기 위하여 컨버터(200)와 계통(110) 사이에 연결된다.

LLCL 필터(120)는 도 3에서와 같이 계통(110)에 연결된 계통측 인덕터(L₂), 계통측 인덕터(L₂)에 연결된 컨버터측 인덕터(L₁), 계통측 인덕터(L₂)와 컨버터측 인덕터(L₁)의 접점에 연결된 필터 커패시터(C), 필터 커패시터(C)에 제1단이 연결된 직렬 인덕터(L_f)를 포함하며, 직렬 인덕터(L_f)의 제2단은 인접하는 직렬 인덕터(L_f)의 제2단과 연결된다.

PWM 제어부(130)는 2차 고조파(120Hz)를 인가받아 계통(110)의 전류 및 전압에 2차 고조파 성분을 발생시킨다.

또한 PWM 제어부(130)는 컨버터(200)에 포함된 스위칭소자를 PWM 제어한다. PWM(Pulse Width Modulation)은 펄스 폭 변조를 의미하며, 전압신호의 펄스를 이용하여 원하는 전압신호 평균값을 출력으로 만들어내는 것을 말한다.

도 3에서와 같이 PWM 제어부(130)는 컨버터(200)에 포함된 복수의 스위칭소자 (S_a1, S_b1, S_c1, S_a2, S_b2, S_c2, S_a3, S_b3, S_c3, S_a4, S_b4, S_c4)를 PWM 제어하여 컨버터의 출력을 조절한다. 이때, 복수의 스위칭소자는 주로 절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT)로 구성되며, 펄스 폭을 조절할 수 있는 다른 종류의 트랜지스터, 예를 들면 MOSFET, BJT 등으로 구현될 수 있다.

계통 임피던스 측정부(140)는 계통(110)의 임피던스, 즉 계통(110)의 저항(R_grid)과 계통(110)의 인덕턴스(L_grid)를 측정한다. 계통(110)의 임피던스는 컨버터(200) 출력단 부하의 크기 등에 따라 변할 수 있다. 이때, LLCL 필터(120)에 흐르는 전류의 공진주파수는 계통(110)의 임피던스가 변동함에 따라 바뀔 수 있으므로, 대역 통과 필터의 차단주파수는 변화된 LLCL 필터(120)의 공진주파수로 갱신되어야 공진 성분의 추출과 댐핑이 충분히 이루어 질 수 있다.

계통 임피던스 측정부(140)는 컨버터의 지령전압에 특정 차수의 고조파를 인위적으로 주입하여 계통(110)의 전류 및 전압에 해당 고조파 성분을 발생시키고 해당 고조파 성분이 발생한 계통(110)의 전류 및 전압을 퓨리에 분석하여, 계통(110)의 임피던스를 측정할 수 있다.

계통 임피던스 측정부(140)는 계통(110)의 임피던스를 측정하기 위해 다음의 수학식 1과 같이 연산되는 복소 퓨리에 벡터를 연산할 수 있다.

여기서,

는 입력 신호의 복소 퓨리에 벡터, N은 기본파 주기에 대한 샘플링 횟수, g(n)은 샘플링 시점 n에서 입력 신호, n은 샘플링 시점, h는 인가된 고조파의 차수를 의미한다.

수학식 1은 다음의 수학식 2와 같이 표현될 수 있다.

여기서

는 입력 신호 복소 퓨리에 벡터, F_hr은 복소 퓨리에 백터의 실수부의 값, F_hi는 복소 퓨리에 벡터의 허수부의 값을 의미한다.

계통 임피던스 측정부(140)는 수학식 1에 연산된 전압 또는 전류의 복소 퓨리에 벡터를 이용하여 수학식 3과 같이 임피던스를 연산할 수 있다.

여기서, Z_hx는 계통 임피던스,

는 입력 전압,

는 입력 전류,

수학식 3에서 Z_hx는 1차 고조파, 즉 기본파 주파수(60Hz)에서의 계통 임피던스를 포함하고 있으므로, 계통 임피던스 측정부(140)는 수학식 3으로부터 1차 고조파에서의 계통 임피던스를 연산할 수 있다.

수학식 4는 1차 고조파(60Hz)에서 계통 임피던스를 나타낸 식이다.

연산부(150)는 LLCL 필터(120)에 흐르는 전류의 공진 성분을 분석하기 위해 LLCL 필터(120)를 모델링하여 전달함수를 연산하고, LLCL 필터(120)를 모델링하여 연산된 전달함수를 이용하여 LLCL 필터(120)에 흐르는 전류의 공진주파수를 연산한다.

연산부(150)는 LLCL 필터(120)의 모델링을 통하여 수학식 5 및 수학식 6과 같이 연산되는 전달함수를 구할 수 있다.

여기서, G₁(s)는 컨버터 출력 전압에 대한 계통측 전류의 전달함수, G₂(s)는 컨버터 출력 전압에 대한 컨버터측 전류의 전달함수, V_i(s)는 컨버터 출력 전압의 라플라스변환 값, I_g(s)는 계통측 전류의 라플라스변환 값, I_c(s)는 컨버터측 전류의 라플라스변환 값, L₁은 LLCL 필터의 컨버터측 인덕터의 값,L₂'는 계통 인덕터의 값과 LLCL 필터의 계통측 인덕터의 값의 합(L₂'=L_grid+L₂), C는 LLCL필터의 필터 커패시터의 값, L_f는 LLCL필터의 직렬 인덕터의 값을 의미한다.

연산부(150)는 수학식 5 및 수학식 6과 같이 연산되는 전달함수를 이용하여 다음의 수학식 7과 같이 연산되는 LLCL 필터(120)의 공진주파수(F_res)를 연산할 수 있다.

여기서, f_res는 공진주파수의 값, L₁은 LLCL 필터의 컨버터측 인덕터의 값,L₂'는 계통 인덕터의 값과 LLCL 필터의 계통측 인덕터의 값의 합(L₂'=L_grid+L₂), C는 LLCL필터의 필터 커패시터의 값, L_f는 LLCL필터의 직렬 인덕터의 값을 의미한다.

수학식 5 내지 7에서 LLCL 필터(120)에 흐르는 전류의 공진주파수를 연산하기 위해 L₂ 값 대신 L₂' 값을 사용하는 이유는 LLCL 필터(120)의 공진주파수는 필터 파라미터 또는 계통의 임피던스에 따라 결정되기 때문이다. LLCL 필터의 파라미터는 처음 설계시 결정되므로, LLCL 필터(120)에 흐르는 전류의 공진주파수는 계통 임피던스에 의해 변하게 된다. 도 4에서는 계통 임피던스의 변동에 따른 공진주파수를 보드선도로 나타내고 있다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 계통 인덕턴스가 다른 경우 LLCL필터의 보드선도이다.

여기서, Lg는 계통 인덕턴스로서, 도 4는 계통 인덕턴스가 0에서 0.4mH까지 바뀔 때 LLCL 필터(120)에 흐르는 전류의 공진주파수가 1.9kHz에서 1.48kHz까지 변동함을 보여준다.

공진 성분 추출부(160)는 연산된 공진주파수가 적용된 대역 통과 필터(BPF)를 이용하여 컨버터(200)로 피드백되는 계통 전류에서 공진 성분을 추출한다. 이때 연산된 공진주파수는 대역 통과 필터(BPF)의 차단주파수가 된다. 공진 성분 추출부(160)는 추출된 공진 성분(

)을 댐핑 성분 생성부(170)에 공급한다.

댐핑 성분 생성부(170)는 공진 성분 추출부(160)에서 추출된 공진 성분과 지령 전류 값의 차이 값을 비례공진제어기(171)에 입력하여 댐핑 성분을 생성한다. 이때 비례공진제어기(171)의 지령 전류 값(

)은 0으로 설정할 수 있으며, 비례공진제어기(171)에 입력되는 차이값은 0-

이 되므로 -

이 된다.

댐핑 성분은 수학식 8과 같이 연산되는 전달함수에 의해 생성될 수 있다.

댐핑 성분 생성부(170)는 생성된 댐핑 성분을 PWM 제어부(130)로 전달한다.

이하에서는 도 5 내지 도 8을 통해 본 발명의 계통(110) 임피던스 측정과 능동 댐핑 제어에 대한 시뮬레이션 결과에 살펴본다.

표 1 및 표 2는 시뮬레이션에서 사용된 파라미터의 크기를 나타낸 표이다.

표 1은 시뮬레이션에서 사용된 시스템 파라미터를 나타낸 표로서, 정격 전력은 25kW, 계통 전압은 380Vrms/60Hz, 직류-링크 전압은 600V, 스위칭 주파수는 4kHz, 직류-링크 커패시터는 2500μF이다.

표 2는 시뮬레이션에서 사용된 필터 파라미터를 나타낸 표로서, Case I의 LCL 필터는 컨버터측 인덕터가 1.2mH, 계통측 인덕턴스가 0.8mH, 필터 커패시터가 20μF이고, Case II의 LCL 필터는 컨버터측 인덕터가 1.2mH, 계통측 인덕턴스가 0.35mH, 필터 커패시터가 20μF이고, Case III의 LLCL 필터는 컨버터측 인덕터가 1.2mH, 계통측 인덕턴스가 0.35mH, 필터 커패시터가 20μF, 직렬 인덕터가 80 μH이다.

도 5는 계통 임피던스 측정과 공진 현상의 능동 댐핑제어에 대한 성능을 나타낸 그래프이다.

도 5의 위에서 첫번째 그래프는 실제 계통 임피던스와 추정된 값을 나타내는데, 5% 미만의 추정 오차를 보인다. 도 5의 위에서 두번째 그래프는 PWM 제어부(130)에 주입된 2차 고조파로 인해 나타나는 계통(110)의 고조파 전압을 보인다. 도 5의 위에서 세번째 그래프는 계통에 흐르는 전류를 보이는 것으로, 계통 임피던스가 0mH에서 0.18mH까지 변함에 따라 공진주파수도 변하는데, 이때 공진 현상이 모두 제거됨을 보인다. 도 5의 위에서 네번째 그래프는 계통 임피던스에 따른 공진주파수를 보인다.

도 6 내지 도 8은 LCL 필터와 LLCL 필터를 사용한 경우를 비교하기 위한 것으로, 표 2에서와 같은 다양한 조건에서 시뮬레이션을 수행한 결과를 나타낸 그래프이다.

도 6는 계통측 인덕턴스가 0.8mH인 LCL 필터에서의 계통측과 인버터측 전류 및 주파수 스펙트럼을 나타낸 그래프이고, 도 7은 계통측 인덕턴스가 0.35mH인 LCL 필터에서의 계통측과 인버터측 전류 및 주파수 스펙트럼을 나타낸 그래프이며, 도 8은 계통측 인덕턴스가 0.35mH이고 직렬 인덕턴스가 80μH인 LLCL 필터에서의 계통측과 인버터측 전류 및 주파수 스펙트럼을 나타낸 그래프이다.

표 2에서와 같이, 도6(Case I)은 계통측 인덕턴스가 0.8mH인 LCL 필터인 경우이고, 도7(Case II)은 계통측 인덕턴스가 0.35mH인 LCL 필터인 경우이며, 도8(Case III)은 계통측 인덕턴스가 0.35mH이고 직렬 인덕턴스가 80μH인 LLCL 필터인 경우이다.

먼저 도 6의 경우에는, 표 3에서와 같이, THD는 2.91%이고 지배적인 고조파 크기는 0.18%로서 THD는 5% 미만, 지배적인 고조파 크기는 0.3% 미만을 유지하도록 하는 IEEE 519-1992 규정에 잘 부합된다. 그러나 계통측 인덕턴스를 0.35mH로 줄인 도 7의 경우에는, 표 3에서와 같이, THD는 5.12%, 지배적인 고조파 크기는 0.56%로써 IEEE 규정을 만족시키지 못한다. 그러나 80[μH]의 직렬 인덕터를 삽입한 도 8의 경우에는, 도 7에서와 같은 계통측 인덕터를 사용하였음에도 불구하고 표 3에서와 같이 THD는 2.64%, 지배적인 고조파 크기는 0.17%로써 가장 우수한 고조파 저감 성능을 보이고 있다.

이와 같이 본 발명의 실시예에 따르면, 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치는 계통 연계형 컨버터에서 LLCL 필터를 적용한 경우 필터에 흐르는 전류의 공진현상을 비례공진제어기 기반의 능동댐핑 제어기법을 적용함으로써, 별도의 센서 등 추가적인 하드웨어 없이 공진을 제거할 수 있으며, 실제 계통 부하의 변동 특성을 고려하여 계통 임피던스를 추정함으로써 실시간으로 공진주파수의 변동에 대응할 수 있다.

본 발명은 도면에 도시된 실시예를 참고로 설명되었으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 다른 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의하여 정해져야 할 것이다.

100 : 능동 댐핑 제어 장치 110 : 계통
120 : LLCL 필터 130 : PWM 제어부
140 : 계통 임피던스 측정부 150 : 연산부
160 : 공진 성분 추출부 170 : 댐핑 성분 생성부
171 : 비례공진제어기 180 : 직류링크 전압제어부
181 : 직류링크 전압제어기 185 : 전류제어부
186 : 전류제어기 187 : 전류제어기
190 : 중성점 전압제어부 191 : 중성점 전압제어기
192 : PLL 194 : dq-변환기
200 : 컨버터

Claims

비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치에 있어서,
3상으로 연결되어 교류 전압을 공급하는 복수의 교류 전원, 상기 복수의 교류 전원에 직렬 연결된 복수의 계통 인덕터, 상기 복수의 계통 인덕터에 직렬 연결된 복수의 계통 저항을 포함하는 계통,
상기 계통과 컨버터 사이에 위치하며, 상기 컨버터의 동작에 의해 발생되는 고조파를 저감하기 위한 LLCL 필터,
상기 컨버터에 포함된 스위칭소자를 PWM 제어하는 PWM 제어부,
상기 PWM 제어부에 인가된 2차 고조파를 통하여 피드백되는 계통 전압 및 전류로부터 상기 계통의 임피던스를 측정하는 계통 임피던스 측정부,
상기 LLCL 필터에 흐르는 전류의 공진주파수를 연산하는 연산부,
상기 연산된 공진주파수가 적용된 대역 통과 필터를 이용하여 상기 컨버터로 피드백되는 계통 전류에서 공진 성분을 추출하는 공진 성분 추출부, 및
상기 추출된 공진 성분과 지령 전류 값의 차이 값을 비례공진제어기에 입력하여 댐핑 성분을 생성하며, 생성된 댐핑 성분을 상기 PWM 제어부로 전달하는 댐핑 성분 생성부를 포함하는 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치.
제1항에 있어서,
상기 계통 임피던스 측정부는,
다음의 수학식에 의해 2차 고조파가 인가된 때 입력신호의 2차 복소 퓨리에 벡터를 생성하는 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치:

여기서,
는 입력 신호의 복소 퓨리에 벡터, N은 기본파 주기에 대한 샘플링 횟수, g(n)은 샘플링 시점 n에서 입력신호, n은 샘플링 시점, h는 인가된 고조파의 차수를 의미한다.
제2항에 있어서,
상기 계통 임피던스 측정부는,
다음의 수학식에 의해 상기 계통의 임피던스를 측정하는 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치:

여기서, Z_hx는 계통 임피던스,
는 입력 전압,
는 입력 전류,
는 계통 임피던스, R_grid는 계통 저항, L_grid는 계통 인덕턴스, w_hx는 각 주파수 값을 의미한다.
제3항에 있어서,
상기 계통 임피던스 측정부는,
다음의 수학식에 의해 기본파 주파수(60Hz)에서의 계통 임피던스를 측정하는 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치:

여기서, Z(60Hz)는 기본파 주파수(60Hz)에서 계통 임피던스, R_grid는 계통 저항, L_grid는 계통 인덕턴스, w는 각 주파수 값을 의미한다.
제1항에 있어서,
상기 연산부는,
다음의 수학식과 같이 연산되는 전달함수로 LLCL 필터를 모델링하는 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치:

여기서, G₁(s)는 컨버터 출력 전압에 대한 계통측 전류의 전달함수, G₂(s)는 컨버터 출력 전압에 대한 컨버터측 전류의 전달함수, V_i(s)는 컨버터 출력 전압의 라플라스변환 값, I_g(s)는 계통측 전류의 라플라스변환 값, I_c(s)는 컨버터측 전류의 라플라스변환 값, L₁은 LLCL 필터의 컨버터측 인덕터의 값,L₂'는 계통 인덕터의 값과 LLCL 필터의 계통측 인덕터의 값의 합(L₂'=L_grid+L₂), C는 LLCL필터의 필터 커패시터의 값, L_f는 LLCL필터의 직렬 인덕터의 값을 의미한다.
제5항에 있어서,
상기 연산부는,
다음의 수학식에 의해 상기 공진주파수를 연산하는 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치:

여기서, f_res는 공진주파수의 값, L₁은 LLCL 필터의 컨버터측 인덕터의 값,L₂'는 계통 인덕터의 값과 LLCL 필터의 계통측 인덕터의 값의 합(L₂'=L_grid+L₂), C는 LLCL필터의 필터 커패시터의 값, L_f는 LLCL필터의 직렬 인덕터의 값을 의미한다.
제1항에 있어서,
상기 댐핑 성분 생성부는,
상기 지령 전류 값을 0으로 설정하고, 상기 지령 전류 값에서 상기 공진 성분을 차감한 값을 상기 비례공진제어기로 입력시키는 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치.
제7항에 있어서,
상기 비례공진제어기는,
다음의 수학식과 같이 연산되는 전달함수를 통해 상기 댐핑 성분을 생성하는 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치:

여기서, G_PR _{_r}(s)는 비례공진제어기의 전달함수, K_pr은 비례공진제어기의 비례이득, K_r은 공진이득, w_res는 공진주파수를 의미한다.
제1항에 있어서,
상기 LLCL 필터는,
상기 계통에 연결된 계통측 인덕터,
상기 계통측 인덕터에 연결된 컨버터측 인덕터,
상기 계통측 인덕터와 상기 컨버터측 인덕터의 접점에 연결된 필터 커패시터,
상기 필터 커패시터에 제1단이 연결된 직렬 인덕터를 포함하며,
상기 직렬 인덕터의 제2단은 인접하는 직렬 인덕터의 제2단과 연결되는 비례공진제어기를 이용한 능동 댐핑 제어 장치.