CN104821706A - 一种多台lcl型逆变器谐振耦合的有源阻尼方案 - Google Patents

Abstract

一种多LCL型逆变器谐振耦合的有源阻尼方案，包括若干个光伏LCL型逆变器并联组成的分布式并网发电系统和全波电能计量设备。本发明LCL逆变器的电流及有源阻尼控制环节的控制结构包括：逆变器参考输出电流计算环节、光伏功率前馈参考电流补偿环节、逆变器输出电流无差拍控制环节、有源阻尼补偿环节。本发明的控制方法能降低并网总电流的谐波畸变率，有效提高全波电能计量设备计量数据可靠性；有效降低单台逆变滤波环节的自身谐振点对逆变器输出电流的特定次谐波放大干扰；有效降低多台逆变器滤波环节之间的并联谐振耦合，确保各台逆变器输出电流的独立性；有效降低电网谐波电压对逆变器输出电流的干扰。本发明能够保障逆变并联系统的安全及稳定运行。

Description

一种多台LCL型逆变器谐振耦合的有源阻尼方案

技术领域

本发明涉及一种适应分布式电源并网计量的多LCL型逆变器谐振耦合的有源阻尼方案，属微电网分布式光伏发电技术领域。

背景技术

多分布式电源的孤岛微电网可以采用下垂控制实现逆变器无互联线的并联运行。微电网连接大电网时，分布式电源并网汇总母线电压由大电网电压提供支撑。各并网逆变系统采取电流控制方案，实现风电或光伏的最大功率跟踪控。

无差拍电流控制是一种基于逆变器滤波电路数学模型的控制方案。该方案仅需获得实际逆变系统电气参数，无需对交流信号进行坐标变换，易于数字信号处理器实现，在较低的开关频率下就能实现被控电流信号快速地跟随参考给定信号，能够满足较高控制响应速度，在小功率并网逆变场合应用较为宽广。

传统的电能计量装置采用全波电能计量方式，即采集并网点的上网电流和电压，通过电压和电流以及采样时间周期的简单的乘法运算得到相应的上网电能。这种计量模式是考虑电网中谐波电流非常有限的条件下设计出来的。然而，随着近年分布式电源在电网的穿透率的不断提高，大量的电力电子开关设备带来了丰富的高频谐波电流，传统的全波电能计量的准确性受到了较大的影响，特别是当并网电流畸变率较为严重的情况下，计量误差给电力部门或电力用户带来的经济损失是不容忽视的。目前对分布式电源并网计量方式是采用全波计量模式还是谐波计量模式没有明确的强制要求。在这一背景下，如果能够通过采用逆变器控制方式来降低分布式电源并网总电流的谐波畸变率，保证传统全波电能计量装置的可靠性，不妨是一种行之有效的方法，这同时也避免了相应的计量方式技术改造带来的经济成本问题。

为了能够降低逆变器输出电流的谐波畸变率，并网逆变器需要采用输出滤波设备。并网型输出滤波设备主要有两种方式：LCL型和L型。LCL型滤波器是一种适应于较大功率等级的分布式电源并网逆变场合的并网滤波器。与L型滤波器相比，LCL型逆变器能有效抑制电流的高次谐波。在设计相同的抑制谐波效果的前提下，LCL型滤波器的总电感量要远低于L型滤波器，这有利于降低电感体积，提高功率密度，降低滤波损耗。但LCL型滤波器在特定谐波频率附近存在一个明显的幅频响应谐振峰值，若逆变器输出电流谐波分量的频率恰好在该谐振点附近，造成谐波电流的显著放大及逆变器控制的不稳定。

为了能够有效抑制LCL滤波器的谐振峰值，常采取无源阻尼和有源阻尼法来降低谐振点附近的幅频响应幅值。无源阻尼策略主要有：网侧电感串联/并联电阻法、电容支路串联/并联电阻法。无源阻尼法主要的缺点在于阻尼电阻增加了系统的损耗，尤其是大功率场合，阻尼电阻发热严重。有源阻尼策略通过修正控制算法来实现阻尼效果。有源阻尼法主要包括：网侧电感电流反馈法、滤波电容电流反馈法、逆变侧电感电流反馈法、滤波电容电压反馈法。

当微电网中多台LCL型逆变器并网并联运行，多台逆变器的谐振问题相比单台逆变器时更为复杂。多台LCL型并网逆变器并联运行其谐振幅值和频率受：逆变器并联数量、其他逆变器输出电流、电网电压的影响。现有的LCL型并网逆变器的谐振抑制方法往往只针对单台逆变器展开，未涉及多台逆变器之间的谐振耦合影响。这就造成现有的谐振抑制方案在多逆变器并联并网时的控制的有效性降低。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，为了解决光伏分布式并网发电技术中多LCL型逆变器并联并网运行时存在三种谐振耦合问题：自身谐振、并联谐振及串联谐振对逆变器输出电流质量的影响；同时，提高传统全波电能计量设备的电能计量的可靠性，提出一种多LCL型逆变器谐振耦合的有源阻尼方案。

实现本发明目的的技术方案是：一种适应分布式电源并网计量的多LCL型逆变器谐振耦合的有源阻尼方案，包括建立由若干个LCL逆变器并联组成的光伏分布式并网发电系统和一套常规全波电能计量设备。所述逆变器包括直流稳压源、逆变电路、滤波电路、信号调理电路、A/D转换器、DSP控制器、驱动保护电路，直流稳压源与逆变电路连接，逆变电路与滤波电路连接，DSP控制器与A/D转换器、驱动保护电路连接，驱动保护电路与逆变电路的开关管连接，信号调理电路与A/D转换器连接。

本发明方案中LCL逆变器的电流及有源阻尼控制环节的控制结构包括：逆变器参考输出电流计算环节、光伏功率前馈参考电流补偿环节、逆变器输出电流无差拍控制环节、有源阻尼补偿环节。

在每个采样周期的起始点，所述DSP控制器启动A/D转换器，对每台逆变器滤波电容电压u_c、逆变侧滤波电感电流i₁、逆变器输入侧直流母线电压u_dc、光伏阵列输出直流电压u_pv及光伏阵列输出直流电流i_pv分别进行采样，A/D转换器转换后的数据通过并行接口送给DSP控制器进行处理，输出Boost电路功率管的开关占空比信号，用于光伏板至逆变器的能量传输的效率控制；LCL逆变器的电流和有源阻尼控制环节的DSP处理环节不仅需要在DSP的每个采样周期的起始点，对光伏阵列输出直流电压u_pv、光伏阵列输出直流电流i_pv进行采样及A/D转换，还需要对逆变侧滤波电感电流i₁、滤波电容电压u_c、逆变器输入侧直流母线电压u_dc、及公共母线电压u_pcc进行采样及A/D转换；逆变器的电流和有源阻尼控制环节，确保逆变器输出电流的较低的谐波畸变率、电流的动态及稳态调节能力、维持单位功率因数。

所述逆变器参考输出电流计算环节是为了稳定逆变器输入侧直流母线电压u_dc；在每个DSP采样周期内，将设定的逆变器输入侧直流母线电压的给定值与采样值u_dc进行比较，差值通过PI控制环节得到逆变器输出电流控制的幅值指令信号I_ref，时域表达式为：

       $I_{\mathrm{ref}}=(k_p+\frac{k_i}{s})(u_{\mathrm{dc}}^{*}-u_{\mathrm{dc}});$

其中，k_p为直流母线电压PI控制器的比例系数；k_i为直流母线电压PI控制器的积分系数；s为拉普拉斯算子。

所述光伏功率前馈参考电流补偿环节是为了减轻直流侧PI调节器的负担，加快系统响应速度；在逆变器输出参考电流计算环节的控制前向通道上引入光伏功率前馈电流I_pf，时域表达式为：

其中，U_{pcc_r}为电网电压的有效值；u_pv为光伏阵列输出直流电压；i_pv为光伏阵列输出直流电流。

所述逆变器输出参考电流计算环节得到的逆变器输出电流控制的幅值指令信号I_ref与光伏功率前馈参考电流补偿环节得到的光伏功率前馈电流I_pf在每个DSP采用周期内进行一次求和，得到逆变器输出电流的参考给定幅值信号；该幅值信号乘以由数字锁相环节PLL得到的电网电压的同步信号sin(ωt)，得到逆变器输出电流的参考给定信号i_ref，时域表达式为：

i_ref＝(I_ref+I_pf)sin(ωt)。

所述逆变器输出电流无差拍控制环节中添加有源阻尼补偿电流i_{ref_comp}分量用于对并联并网LCL逆变器输出电流的谐振解耦控制；带有源阻尼补偿电流分量的电流无差拍控制环节得到逆变器的S₁和S₄功率管的占空比，时域表达示为：

       $d=\frac{K}{u_{\mathrm{dc}}}[u_c+\frac{L_1}{T_s}(i_{\mathrm{ref}}+i_{\mathrm{ref}\_\mathrm{comp}}-i_1)]$

其中，T_s为信号的采样周期，K为调制系数。

所述有源阻尼补偿电流i_{ref_comp}的获取方式为：将DSP捕获的u_c通过谐振滤波后，得到电容电压的基频分量u_{c_f}；将u_{c_f}与u_c求差，得到电容电压的非基频分量u_{c_h}；将u_{c_h}除以给定的虚拟谐波电阻R_V得到i_{ref_comp}。i_{ref_comp}获取的时域表达式为：

       $\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{ref}\_\mathrm{comp}}=\frac{1}{R_v}[\frac{2k_r{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{\mathrm{\ω}}_n^2}\·u_c\left(s\right)-u_c\left(s\right)]\\ =\frac{1}{R_v}[u_{c\_f}\left(s\right)-u_{c\_h}\left(s\right)]\end{array}$

其中，为谐振滤波器；ω_c为截止频率；ω_n为基波频率；s为拉普拉斯算子。

本发明的有益效果是，本发明多LCL型逆变器谐振耦合的有源阻尼方案能降低并网总电流的谐波畸变率，有效提高全波电能计量设备计量数据的可靠性；能有效降低单台逆变滤波环节的自身谐振点对逆变器输出电流的特定次谐波放大干扰。本发明还能有效降低多台逆变器滤波环节之间发生的并联谐振耦合，确保各台逆变器输出电流的独立性；有效降低电网谐波电压，尤其是在偏远电网末梢特定次电网谐波电压过高时，对逆变器输出电流的干扰。本发明不仅能够使得光伏LCL型分布式逆变系统向电网输出较低畸变率的并网电流，而且能够保障逆变并联系统的安全及稳定运行，同时能够提高全波电能计量设备的可靠性。

本发明适用于分布式电源并网控制。

附图说明

图1为本发明一实施例并联并网LCL逆变器运行示意图；

图2为光伏LCL型逆变系统控制结构图；

图3为图2中逆变器的电流及有源阻尼控制环节的控制结构图；

图4为图3有源阻尼环节补偿电流的获取原理图；

图5为1台逆变器，未采用有源阻尼电流补偿环节的逆变器网侧输出电流波形；

图6为2台逆变器，未采用有源阻尼电流补偿环节的逆变器网侧输出电流波形；

图7为3台逆变器，未采用有源阻尼电流补偿环节的逆变器网侧输出电流波形；

图8为6台逆变器，未采用有源阻尼电流补偿环节的逆变器网侧输出电流波形；

图9为采用有源阻尼电流补偿环节的逆变器网侧输出电流波形；

图10为采用有源阻尼电流补偿环节的逆变器网侧输出电流波形效果对比；

图11为2台逆变器，未采用有源阻尼电流补偿环节逆变器网侧输出电流波形；

图12为3台逆变器，未采用有源阻尼电流补偿环节逆变器网侧输出电流波形；

图13为6台逆变器，未采用有源阻尼电流补偿环节逆变器网侧输出电流波形；

图14为采用有源阻尼电流补偿环节逆变器网侧输出电流波形；

图15为采用有源阻尼电流补偿环节为并联谐振抑制效果对比波形；

图16为未采用有源阻尼电流补偿环节逆变器网侧输出电流波形；

图17为串联谐振抑制效果逆变器网侧输出电流波形对比。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的具体实施方式做详细说明。

如图1所示，图1为本发明一实施例并联并网LCL逆变器运行示意图，包括由若干个逆变器并联组成的孤岛微网系统，逆变器主要包括直流稳压源、逆变电路、滤波电路、信号调理电路、A/D转换器、DSP控制器、驱动保护电路等。u_dc为分布式电源通过整流得到的直流母线电压；u_inv为逆变器输出电压；R₁、R₂分别为逆变侧和网侧电感寄生电阻；C_f为滤波电容；L₁为逆变侧滤波电感，L₂为网侧滤波电感；i₁为逆变侧电感电流，i₂为网侧电感电流、i_c为滤波电容电流；u_pcc为微电网的汇集母线电压；i_g为微电网注入电网总电流，R_g为电网等效电阻，L_g为电网等效电感，u_g为电网电压。常规全波电能计量设备安装在公共母线的并网侧。

图2所示，为光伏LCL型逆变系统控制结构图。MPPT部分为光伏板的最大功率点跟踪算法处理模块，DSP在每个采样周期的起始点，DSP控制器启动A/D转换器，对每套光伏阵列输出直流电压u_pv及光伏阵列输出直流电流i_pv进行采样，A/D转换器转换后的数据通过并行接口送给DSP控制器进行MPPT算法处理，输出Boost电路功率管的开关占空比信号，用于光伏板至逆变器的能量传输的效率控制；逆变器的电流和有源阻尼控制环节的DSP处理环节不仅需要在DSP的每个采样周期的起始点，对u_pv、i_pv进行采样及A/D转换，还需要对逆变侧滤波电感电流i₁、滤波电容电压u_c、逆变器输入侧直流母线电压u_dc、及公共母线电压u_pcc进行采样及A/D转换。逆变器的电流和有源阻尼控制环节，确保逆变器输出电流的较低的谐波畸变率、电流的动态及稳态调节能力、维持单位功率因数。

图3所示，为逆变器的电流及有源阻尼控制环节的控制结构图。该控制结构包括：逆变器参考输出电流计算环节、光伏功率前馈参考电流补偿环节、逆变器输出电流无差拍控制环节、有源阻尼补偿环节。这些控制结构环节依次详述描述：

1)逆变器输出参考电流计算环节是为了稳定逆变器输入侧直流母线电压u_dc。在每个DSP采样周期内，将设定的逆变器输入侧直流母线电压的给定值与采样值u_dc进行比较，差值通过PI控制环节得到逆变器输出电流控制的幅值指令信号I_ref，时域表达式为：

       $I_{\mathrm{ref}}=(k_p+\frac{k_i}{s})(u_{\mathrm{dc}}^{*}-u_{\mathrm{dc}})$

其中，k_p为直流母线电压PI控制器的比例系数，k_i为直流母线电压PI控制器的积分系数；s为拉普拉斯算子。

2)光伏功率前馈参考电流补偿环节是为了减轻直流侧PI调节器的负担，加快系统响应速度。在逆变器输出参考电流计算环节的控制前向通道上引入光伏功率前馈电流I_pf，时域表达式为：

       $I_{\mathrm{pf}}=\sqrt{2}{u}_{\mathrm{pv}}{i}_{\mathrm{pv}}/U_{\mathrm{pcc}\_r}$

其中，U_{pcc_r}为电网电压的有效值。

3)将逆变器输出参考电流计算环节得到的逆变器输出电流控制的幅值指令信号I_ref与光伏功率前馈参考电流补偿环节得到的光伏功率前馈电流I_pf在每个DSP采用周期内进行一次求和，得到逆变器输出电流的参考给定幅值信号。该幅值信号乘以由数字锁相环节PLL得到的电网电压的同步信号sin(ωt)，得到逆变器输出电流的参考给定信号i_ref，时域表达式为：

i_ref＝(I_ref+I_pf)sin(ωt)

4)逆变器输出电流无差拍控制环节中添加有源阻尼补偿电流i_{ref_comp}分量用于对并联并网LCL逆变器输出电流的谐振解耦控制。带有源阻尼补偿电流分量的电流无差拍控制环节得到逆变器的S₁和S₄功率管的占空比，时域表达示为：

       $d=\frac{K}{u_{\mathrm{dc}}}[u_c+\frac{L_1}{T_s}(i_{\mathrm{ref}}+i_{\mathrm{ref}\_\mathrm{comp}}-i_1)]$

其中，T_s为信号的采样周期，K为调制系数。

5)图4为，有源阻尼补偿电流i_{ref_comp}的获取方式，具体描述为：将DSP捕获的u_c通过谐振滤波后，得到电容电压的基频分量u_{c_f}；将u_{c_f}与u_c求差，得到电容电压的非基频分量u_{c_h}；将u_{c_h}除以给定的虚拟谐波电阻R_V得到i_{ref_comp}。i_{ref_comp}获取的时域表达式为：

       $\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{ref}\_\mathrm{comp}}=\frac{1}{R_v}[\frac{2k_r{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{\mathrm{\ω}}_n^2}\·u_c\left(s\right)-u_c\left(s\right)]\\ =\frac{1}{R_v}[u_{c\_f}\left(s\right)-u_{c\_h}\left(s\right)]\end{array}$

其中，为谐振滤波器；k_r为谐振滤波器的积分系数；ω_c为截止频率；ω_n为基波频率。

图5－图10为自身谐振抑制效果对比波形。未采用及采用本发明的带有源阻尼电流补偿方案的1台、2台、3台6台逆变器并联并网运行时，第1台逆变器参考给定电流幅值发生突增时的逆变器滤波输出电流暂态对比波形。可见，采用本发明的控制策略能够有效降低各台逆变器的电流突变暂态调节时间。

图11－图15为并联谐振抑制效果对比波形。未采用和采用本发明的带有源阻尼电流补偿方案的2台、3台6台逆变器并联并网运行时，第1台逆变器参考给定电流幅值发生突增时，第2台逆变器滤波输出电流暂态对比波形。可见，采用本发明的控制策略能够有效降低逆变器输出电流的之间的耦合程度。

图16－图17为串联谐振抑制效果对比波形。当6台逆变器在电网含有0.32％的13次电压谐波的较为脆弱的电网中并联并网运行时，第2台-第6台逆变器切机对第1台逆变器滤波输出电流影响的对比波形，第2-第6台逆变器的切机时序为：0.4s之前，第1-第6台逆变器并联运行；0.4s时刻第4-第6台逆变器切机；随后的0.44s时刻第3台逆变器切机；0.48s时刻第2台逆变器切机，仅第1台逆变器维持运行。可见，采用本发明的控制策略能够有效降低电网谐波电压对逆变器输出电流的影响。

Claims (7)

1.一种多LCL型逆变器谐振耦合的有源阻尼方案，包括常规全波电能计量设备，其特征在于，所述方案还包括由若干个LCL逆变器并联组成的光伏分布式并网发电系统；所述逆变器包括直流稳压源、逆变电路、滤波电路、信号调理电路、A/D转换器、DSP控制器、驱动保护电路；直流稳压源与逆变电路连接，逆变电路与滤波电路连接，DSP控制器与A/D转换器、驱动保护电路连接，驱动保护电路与逆变电路的开关管连接，信号调理电路与A/D转换器连接；常规全波电能计量设备安装在公共母线的并网侧。

2.一种多LCL型逆变器谐振耦合的有源阻尼方案，其特征在于，所述逆变器的电流及有源阻尼控制环节的控制结构包括：逆变器参考输出电流计算环节、光伏功率前馈参考电流补偿环节、逆变器输出电流无差拍控制环节、有源阻尼补偿环节；

在每个采样周期的起始点，所述DSP控制器启动A/D转换器，对每台逆变器滤波电容电压u_c、逆变侧滤波电感电流i₁、逆变器输入侧直流母线电压u_dc、光伏阵列输出直流电压u_pv及光伏阵列输出直流电流i_pv分别进行采样，A/D转换器转换后的数据通过并行接口送给DSP控制器进行处理，输出Boost电路功率管的开关占空比信号，用于光伏板至逆变器的能量传输的效率控制；LCL逆变器的电流和有源阻尼控制环节的DSP处理环节不仅需要在DSP的每个采样周期的起始点，对光伏阵列输出直流电压u_pv、光伏阵列输出直流电流i_pv进行采样及A/D转换，还需要对逆变侧滤波电感电流i₁、滤波电容电压u_c、逆变器输入侧直流母线电压u_dc、及公共母线电压u_pcc进行采样及A/D转换；逆变器的电流和有源阻尼控制环节，确保逆变器输出电流的较低的谐波畸变率、电流的动态及稳态调节能力、维持单位功率因数。

3.根据权利要求2所述的一种多LCL型逆变器谐振耦合的有源阻尼方案，其特征在于，所述逆变器参考输出电流计算环节是为了稳定逆变器输入侧直流母线电压u_dc；在每个DSP采样周期内，将设定的逆变器输入侧直流母线电压的给定值与采样值u_dc进行比较，差值通过PI控制环节得到逆变器输出电流控制的幅值指令信号I_ref，时域表达式为：

$I_{\mathrm{ref}}=(k_p+\frac{k_i}{s})(u_{\mathrm{dc}}^{*}-u_{\mathrm{dc}});$

其中，k_p为直流母线电压PI控制器的比例系数；k_i为直流母线电压PI控制器的积分系数；s为拉普拉斯算子。

4.根据权利要求2所述的一种多LCL型逆变器谐振耦合的有源阻尼方案，其特征在于，所述光伏功率前馈参考电流补偿环节是为了减轻直流侧PI调节器的负担，加快系统响应速度；在逆变器输出参考电流计算环节的控制前向通道上引入光伏功率前馈电流I_pf，时域表达式为：

其中，U_{pcc_r}为电网电压的有效值；u_pv为光伏阵列输出直流电压；i_pv为光伏阵列输出直流电流。

5.根据权利要求2所述的一种多LCL型逆变器谐振耦合的有源阻尼方案，其特征在于，所述逆变器输出参考电流计算环节得到的逆变器输出电流控制的幅值指令信号I_ref与光伏功率前馈参考电流补偿环节得到的光伏功率前馈电流I_pf在每个DSP采用周期内进行一次求和，得到逆变器输出电流的参考给定幅值信号；该幅值信号乘以由数字锁相环节PLL得到的电网电压的同步信号sin(ωt)，得到逆变器输出电流的参考给定信号i_ref，时域表达式为：

i_ref＝(I_ref+I_pf)sin(ωt)。

6.根据权利要求2所述的一种多LCL型逆变器谐振耦合的有源阻尼方案，其特征在于，所述逆变器输出电流无差拍控制环节中添加有源阻尼补偿电流i_{ref_comp}分量用于对并联并网LCL逆变器输出电流的谐振解耦控制；带有源阻尼补偿电流分量的电流无差拍控制环节得到逆变器的S₁和S₄功率管的占空比，时域表达示为：

$d=\frac{K}{u_{\mathrm{dc}}}[u_c+\frac{L_1}{T_s}(i_{\mathrm{ref}}+i_{\mathrm{ref}\_\mathrm{comp}}-i_1)]$

其中，T_s为信号的采样周期，K为调制系数。

7.根据权利要求6所述的一种多LCL型逆变器谐振耦合的有源阻尼方案，其特征在于，所述有源阻尼补偿电流i_{ref_comp}的获取方式为：将DSP捕获的u_c通过谐振滤波后，得到电容电压的基频分量u_{c_f}；将u_{c_f}与u_c求差，得到电容电压的非基频分量u_{c_h}；将u_{c_h}除以给定的虚拟谐波电阻R_V得到i_{ref_comp}；i_{ref_comp}获取的时域表达式为：

$\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{ref}\_\mathrm{comp}}=\frac{1}{R_v}[\frac{2k_r{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{\mathrm{\ω}}_n^2}\·u_c\left(s\right)-u_c\left(s\right)]\\ =\frac{1}{R_v}[u_{c\_f}\left(s\right)-u_{c\_h}\left(s\right)]\end{array}$

其中，为谐振滤波器；ω_c为截止频率；ω_n为基波频率；s为拉普拉斯算子。