CN108683205A - 一种海上高压直流远供系统的阻抗稳定控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种海上高压直流远供系统的阻抗稳定控制方法，结构上主要包括陆上整流站、直流电缆、海上逆变站三部分，其中整流站由n个输入并联输出串联(IPOS)的隔离子模块构成，解决了将陆上低压交流电变换为高压直流电的高变比要求，实现为海上特种装备提供远距离、长期可靠供电。针对该系统直流侧的阻抗耦合复杂、易造成直流侧电压产生高频振荡甚至不稳定的现象，提出了一种虚拟正阻尼重构阻抗稳定控制方法，使得系统在实际振荡频率区间内保持较大的正阻尼，且不受开关频率与直流电缆长度变化的影响，从而有效抑制了海上高压直流远供系统的直流侧电压振荡，改善了系统稳定性。

Description

一种海上高压直流远供系统的阻抗稳定控制方法

技术领域

本发明涉及海洋供电及中高压输电领域，特别是一种海上高压直流远供系统的阻抗稳定控制方法。

背景技术

提高海洋开发、控制和综合管理能力紧密关系着国家经济和社会的长远发展。如何为海上特种装备提供可靠的电力供给，已经成为海洋建设中最重要的任务。由于海上高压直流远供系统具备长时间可靠供电、有功和无功可独立控制以及无换相失败等优点，正成为一种优选的电源解决方案。

海上高压直流远供系统是一个由陆上的整流站(源变换器)、直流电缆和海上逆变站(负载变换器)构成的互联系统。为了实现交流输入的高压直流输电，陆上整流站多采用MMC结构。然而，MMC的结构难以满足低压输入、高压输出的高升压变比要求，亟需研究高可靠的拓扑结构。此外，从直流输入端看，逆变站通常表现为恒功率负载(constant powerload，CPL)，具有负增量阻抗特性。在这种情况下，特别是考虑直流电缆的影响，海上高压直流远供系统的直流侧阻抗相互作用变得更加复杂，更容易发生高频振荡甚至不稳定的问题。因此，海上高压直流远供系统可靠供电的挑战之一就是解决的系统直流侧稳定性问题。源-负载变换器的阻抗比不满足Nyquist稳定性判据是互联系统中不稳定问题的根源，通常需要修正源变换器输出阻抗或负载变换器输入阻抗来使得源-负载变换器互联系统稳定。这可以通过采用无源或有源方法来实现。与无源方法相比，有源方法仅用控制算法而不是无源阻尼支路来调整源输出或负载输入阻抗。目前现有的有源方法主要是通过调节负载转换器的输入阻抗来提高互联系统的稳定性，但这会牺牲负载的动态性能。为此，国内外学者多采用虚拟电阻稳定控制策略，改变源变换器输出阻抗以增加系统阻尼。此时，源变换器维持系统稳定，负载转换器保证负载动态性能，从而保证了互联系统的稳定性和负载动态性能。然而，虚拟电阻稳定控制策略多应用在直流分布式电源系统或直流微电网等低电压场合中，未直接应用于高压传输、变换器结构复杂、直流电缆长和变换器控制带宽窄等特点的高压系统。因此，考虑高压系统控制带宽的限制，上述方法很难解决高频振荡问题，需要进一步寻求改变源输出阻抗的有源控制策略。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种海上高压直流远供系统的阻抗稳定控制方法，满足将陆上低压交流电变换为高压直流电的高变比要求，并使得系统在实际振荡频率区间内保持较大的正阻尼，且不受开关频率与直流电缆长度变化的影响，从而有效抑制海上高压直流远供系统的直流侧电压振荡，实现为海上特种装备提供远距离、长期可靠供电。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：

一种海上高压直流远供系统的阻抗稳定控制方法，包括陆上整流站、直流电缆及海上逆变站；所述陆上整流站的输入端与交流电网相连；所述陆上整流站的输出端经所述直流电缆与海上逆变站的输入端相连；所述海上逆变站作为负载变换器向特种装备供电；所述陆上整流站为一个输入并联输出串联(IPOS)系统，用以解决将陆上低压交流电变换为高压直流电的高变比要求；所述IPOS系统包括n个子模块SM_i(i＝1,2,…,n)；所述子模块采用NPC拓扑结构，输入端经滤波电感L_fi(i＝1,2,…,n)、工频变压器依次隔离；所述任意相邻子模块的输出端经储能电容C_dcr依次串联；其特征在于，该方法主要针对于所述陆上整流站，具体实现步骤如下：

1)在每个采样周期的起始点，A/D采样电路分别对陆上整流站直流侧的输出电压v_dcr和输出电流i_dcr、第i个子模块交流侧的输入电流i_{abc_i}和输入电压v_{abc_i}、第i个子模块直流侧的输出电压v_{dcr_i}进行采样；

2)将第i个子模块交流侧的输入电流i_{abc_i}和输入电压v_{abc_i}进行abc/dq坐标变换，分别得到d轴分量i_di、v_di和q轴分量i_qi、v_qi；

3)将整流站直流侧的输出电压指令值与其直流侧输出电压v_dcr相减得到误差值e_u，并将差值e_u与外环电压PI控制器的传递函数G_u(s)相乘，得到指令电流i_{d_ref}。其中，G_u(s)的表达式为：

k_up是外环电压PI控制器的比例系数，k_ui是其积分系数；

4)将整流站直流侧的输出电流i_dcr乘以虚拟正阻尼重构控制函数G_pd(s)以及虚拟电阻R_v，得到虚拟阻抗所形成的电压降△v；

5)将第i个子模块直流侧的输出电压指令值v_dcr/n减去电压降△v，可获得第i个子模块电压指令值其传递函数为：

6)将第i个子模块电压指令值与其直流侧的输出电压v_{abc_i}相减得到电压误差值e_ni，并将差值e_ni与均压环PI控制器的传递函数G_n(s)相乘，得到指令电流i_{d_refi}。其中，G_n(s)的表达式为：

k_np是均压环PI控制器的比例系数，k_ni是其积分系数；

7)将步骤3)的指令电流i_{d_ref}加上步骤6)的指令电流i_{d_refi}，所得结果再加上输出电流i_dcr与G_{ff_i}(s)的乘积得到d轴有功电流参考值并将q轴无功电流参考值设为0，其中，G_{ff_i}(s)是电流前馈系数的传递函数，其表达式为：

V_dcri为第i个子模块的直流侧输出电压稳态值，V_di为第i个子模块SM_i的交流测d轴输入电压稳态值；

8)将步骤7)的电流参考值与步骤2)的输出电流i_di、i_qi分别做PI调节，并在dq坐标系下进行解耦控制，得到控制信号e_di和e_qi。其中，电流内环的控制方程为

式中：G_i(s)为电流内环PI控制器，其传递函数为G_i(s)＝k_ip+k_ii/s；k_ip是电流内环PI控制器的比例系数，k_ii是电流内环PI控制器的积分系数，ω₀为工频角频率；L_fi为滤波电感的感值；

9)控制信号e_di和e_qi经SPWM调制来驱动各个子模块SM_i。

步骤4)中，虚拟正阻尼重构阻抗稳定控制函数G_pd(s)分为高开关频率和低开关频率两种模式，其表达式为

式中：f_sw为子模块的开关频率，f_critical为高、低开关频率模式的临界值，τ为相位超前的触发时间常数，ω_h为高频滤波的截止频率，f_critical>14kHz。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明提出了一种海上高压直流远供系统的拓扑结构，其中，陆上整流站部分采用输入并联输出串联(IPOS)系统，解决了将陆上低压交流电变换为高压直流电的高变比要求，实现为海上特种装备提供远距离、长期可靠供电；在稳定控制上，提出了一种虚拟正阻尼重构阻抗稳定控制方法，使得系统在实际振荡频率区间内保持较大的正阻尼，且不受开关频率与直流电缆长度变化的影响，解决了直流侧的阻抗耦合复杂、易造成直流侧电压产生高频振荡甚至不稳定的难题，改善了系统稳定性。

附图说明

图1为本发明一实施例海上高压直流远供系统；

图2为本发明一实施例虚拟正阻尼重构阻抗稳定控制方法；

图3为本发明一实施例无阻尼模式下整流站直流输出阻抗Z_out(s)的波特图；

图4为本发明一实施例传统虚拟电阻模式下整流站直流输出阻抗Z_out(s)的波特图，f_sw＝20kHz；

图5为本发明一实施例传统虚拟电阻模式下整流站直流输出阻抗Z_out(s)的波特图，f_sw＝8kHz；

图6为本发明一实施例虚拟正阻尼重构模式下整流站直流输出阻抗Z_out(s)的波特图，f_sw＝8kHz。

具体实施方式

如图1所示，本发明一实施例海上高压直流远供系统主要包括陆上整流站、直流电缆及海上逆变站。所述陆上整流站的输入端与交流电网相连；所述陆上整流站的输出端经所述直流电缆与海上逆变站的输入端相连；所述海上逆变站作为负载变换器向特种装备供电；所述陆上整流站为一个输入并联输出串联(IPOS)系统，用以解决将陆上低压交流电变换为高压直流电的高变比要求；所述IPOS系统由n个子模块SM_i(i＝1,2，…)构成；所述子模块采用NPC拓扑结构，输入端经滤波电感L_fi(i＝1,2，…)、工频变压器依次隔离；所述任意相邻子模块的输出端经储能电容C_dcr依次串联，以增加直流侧电压并降低电能传输损耗。v_abc和i_abc分别为整流站的交流电网电压和电流；v_{abc_i}和i_{abc_i}分别为第i个子模块的交流输入电压和电流；L_fi和r_fi分别为第i个子模块的滤波电感和相应的寄生电阻；e_{abc_i}为整流站第i个子模块的变换器侧交流电压；C_dcr是整流站各个子模块的直流储能电容；v_dcr和i_dcr是整流站的直流输出电压和电流；v_{dcr_i}是整流站第i个子模块的直流输出电压；v_dci和i_dci是逆变站的直流输入电压和电流；C_dci是逆变站的直流储能电容；v_o和i_o是逆变站的输出电压和电流；C_line是直流电缆的传输线长度；Z_out(s)和Z_in(s)分别是整流站的直流输出阻抗和逆变站的直流输入阻抗。

如图2所示，本发明一实施例虚拟正阻尼重构阻抗稳定控制方法，从直流输入端看，逆变站被认为是CPL，产生负增量输入电阻，该负增量输入电阻特性容易引起直流侧振荡，使得海上高压直流远供系统稳定性恶化。为了保持良好的稳定性，针对陆上整流站的每个子模块，提出了一种虚拟的正阻尼重构阻抗稳定控制策略来抑制系统的直流侧振荡，其控制方程为

式中：为第i个子模块电压实际指令值；R_v为虚拟电阻；G_pd(s)为正阻尼重构阻抗稳定控制的传递函数。

在式(1)中，虚拟电阻R_v主要用来增加系统阻尼，提高系统稳定性。但是，在子模块开关频率较低、输电线路较长的情况下，仅采用虚拟电阻稳定控制就难以保证海上MVDC供电系统直流侧的稳定。

1)首先，由虚拟电阻控制引入的等效电阻会在整流变换器的每个子模块的控制带宽之外变成负阻尼特性。由于电压等级高、功率大，整流站的开关频率f_sw不宜太高，以免散热更加困难。但随着开关频率的降低，负阻尼特性区域变宽，向低频移动。

2)其次，逆变站的总的直流储能电容C_dci一般等于整流器站的电容C_dcr的1/n，通常是相当小的，导致整流器站的直流输出阻抗的振荡尖峰位于高频率区域。一旦f_sw不大，振荡频率将超过控制带宽，并位于负阻尼区域。

3)最后，随着直流电缆长度的增加，控制带宽以外的负阻尼可能会受到直流电缆线路电阻的抵消，并呈现出一定长度的零阻尼状态。然后，Z_out(s)将出现大的振荡尖峰，Z_out(s)和Z_in(s)之间通过直流电缆的相互作用很容易导致阻抗不满足稳定判据，从而引起直流侧电压振荡甚至系统不稳定。

因此，考虑到控制带宽和直流电缆的影响，进一步提出了虚拟正阻尼重构传递函数G_pd(s)，以保持直流振荡频率下的等效阻抗为正，分为两种情况，，其表达式为

式中：f_sw为子模块的开关频率，f_critical为高、低开关频率模式的临界值，τ为相位超前的触发时间常数，ω_h为高频滤波的截止频率，f_critical>14kHz。

另外，IPOS系统采用整流站直流侧电压环、子模块均压环、交流输入电流环和直流输出电流前馈控制。整流站直流侧电压环用于精确跟踪直流母线电压参考，保证直流侧电压稳定；采用子模块均压环调节交流输入电流环的参考，使各个子模块的输出电压相同；采用基于同步旋转坐标系的交流输入电流前馈解耦控制，以保证各子模块交流输入电流的波形质量；直流输出电流前馈控制用于增强整流站抑制负载扰动能力。

如图3所示，本发明一实施例无阻尼模式下整流站直流输出阻抗Z_out(s)的波特图。由于逆变站直流侧电容C_dci与直流电缆之间的耦合，Z_out(s)的振幅存在振荡尖峰。同时，随着直流电缆长度C_line的增加，振荡频率向低频带移动，由于直流电缆电阻的减少，其峰值逐渐增大。在这种情况下，根据Nyquist稳定性判据，只要Z_out(s)的幅值很大，系统就会失去稳定性。

如图4所示，本发明一实施例传统虚拟电阻模式下整流站直流输出阻抗Z_out(s)的波特图，f_sw＝20kHz。在高开关频率模式下(f_sw>14kHz)，采用传统虚拟电阻模式，随着直流电缆长度的增加，Z_out(s)的振荡尖峰将向低频方向移动，但其幅值保持几乎不变，其振荡尖峰甚至变小，因为振荡频率附近的阻尼特性是正的。

如图5所示，本发明一实施例传统虚拟电阻模式下整流站直流输出阻抗Z_out(s)的波特图，f_sw＝8kHz。然而，在低开关频率模式下(f_sw<14kHz)，控制带宽随着f_sw的减小而变窄，并且由于C_dci等于C_dcr的1/n，是相当小的，所以直流侧振荡频率位于高频区域。因此，振荡频率可能容易超过控制带宽，在这种情况下其阻尼特性变为负值。此时，采在低开关频率模式下，传统虚拟电阻稳定控制不能抑制C_line宽范围变化的振荡峰值。特别是在20～30km范围内，其最大振荡峰值远大于无阻尼控制的情况。因此，传统虚拟电阻稳定控制将严重恶化系统的稳定性。

如图6所示，本发明一实施例虚拟正阻尼重构模式下整流站直流输出阻抗Z_out(s)的波特图，f_sw＝8kHz。显然，采用所提的虚拟正阻尼重构阻抗稳定控制方法，无论C_line如何变化，都可以保证Z_out(s)的正阻尼特性，保证振荡峰值抑制效果。这就意味着可以消除虚拟电阻稳定控制的不稳定区域，并且可以很好地解决在低开关频率模式下克服C_line变化的鲁棒性问题，从而有效抑制了海上高压直流远供系统的直流侧电压振荡，改善了系统稳定性。

Claims (2)

1.一种海上高压直流远供系统的阻抗稳定控制方法，海上高压直流远供系统包括陆上整流站、直流电缆及海上逆变站；所述陆上整流站的输入端与交流电网相连；所述陆上整流站的输出端经所述直流电缆与海上逆变站的输入端相连；所述海上逆变站作为负载变换器向特种装备供电；所述陆上整流站为一个输入并联输出串联系统；所述输入并联输出串联系统包括n个子模块SM_i，i＝1,2,…,n；所述子模块采用NPC拓扑结构，所述子模块输入端依次经滤波电感L_fi、工频变压器接所述交流电网；任意相邻子模块的输出端经储能电容C_dcr串联；其特征在于，该方法具体实现步骤如下：

1)在每个采样周期的起始点，A/D采样电路分别对陆上整流站直流侧的输出电压v_dcr和输出电流i_dcr、第i个子模块交流侧的输入电流i_{abc_i}和输入电压v_{abc_i}、第i个子模块直流侧的输出电压v_{dcr_i}进行采样；

2)将第i个子模块交流侧的输入电流i_{abc_i}和输入电压v_{abc_i}进行abc/dq坐标变换，分别得到d轴分量i_di、v_di和q轴分量i_qi、v_qi；

3)将陆上整流站直流侧的输出电压指令值与其直流侧输出电压v_dcr相减得到误差值e_u，并将误差值e_u与外环电压PI控制器的传递函数G_u(s)相乘，得到指令电流i_{d_ref}；其中，G_u(s)的表达式为：

k_up是外环电压PI控制器的比例系数，k_ui是外环电压PI控制器的积分系数；

4)将陆上整流站直流侧的输出电流i_dcr乘以虚拟正阻尼重构控制函数G_pd(s)以及虚拟电阻R_v，得到虚拟阻抗所形成的电压降△v；

5)将第i个子模块直流侧的输出电压指令值v_dcr/n减去电压降△v，获得第i个子模块电压指令值

6)将第i个子模块电压指令值与其直流侧的输出电压v_{abc_i}相减得到电压误差值e_ni，并将电压误差值e_ni与均压环PI控制器的传递函数G_n(s)相乘，得到指令电流i_{d_refi}；其中，G_n(s)的表达式为：

其中，k_np是均压环PI控制器的比例系数，k_ni是均压环PI控制器的积分系数；

7)将步骤3)的指令电流i_{d_ref}加上步骤6)的指令电流i_{d_refi}，所得结果再加上输出电流i_dcr与G_{ff_i}(s)的乘积，得到d轴有功电流参考值并将q轴无功电流参考值设为0，其中，G_{ff_i}(s)是电流前馈系数的传递函数，其表达式为：

V_dcri为第i个子模块的直流侧输出电压稳态值，V_di为第i个子模块SM_i的交流测d轴输入电压稳态值；

8)将步骤7)的电流参考值与步骤2)的i_di、i_qi分别做PI调节，并在dq坐标系下进行解耦控制，得到控制信号e_di和e_qi：

式中：G_i(s)为电流内环PI控制器，其传递函数为G_i(s)＝k_ip+k_ii/s；k_ip是电流内环PI控制器的比例系数，k_ii是电流内环PI控制器的积分系数，ω₀为工频角频率；L_fi为滤波电感的感值；

9)控制信号e_di和e_qi经SPWM调制来驱动各个子模块SM_i。

2.根据权利要求1所述的海上高压直流远供系统阻抗稳定控制方法，其特征在于，步骤4)中，虚拟正阻尼重构控制函数G_pd(s)分为高开关频率和低开关频率两种模式，其表达式为：

式中：f_sw为子模块的开关频率，f_critical为高、低开关频率模式的临界值，τ为相位超前的触发时间常数，ω_h为高频滤波的截止频率，f_critical>14kHz。