CN104092242A - 一种基于可控虚拟阻抗的逆变器并联控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于可控虚拟阻抗的逆变器并联控制方法，包括：步骤S1：基准参考频率ω_co和反馈的逆变器电容电压V_fil经过锁相环模块产生参考电压幅角θ_i；步骤S2：由参考电压幅角θ_i和基准参考幅值E_co获得参考电压V_ref；步骤S3：参考电压V_ref减去反馈的逆变器电容电压V_fil后经过PI控制器获得状态量J(s)；步骤S4：状态量J(s)减去输出电流前馈值βI_sp后，经逆变器电容电压反馈补偿，再经过P控制器得到电流I_p；步骤S5：电流I_p减去输出电流I_sp后，经过滤波控制器获得逆变器电容电压V_fil；步骤S6：获得等效虚拟阻抗Z₀，根据公式调整输出阻抗的大小，使并联的多个逆变器输出电流均衡。与现有技术相比，本发明使得逆变器的输出阻抗精确可控，实现并联系统的逆变器平衡运行。

Description

一种基于可控虚拟阻抗的逆变器并联控制方法

技术领域

本发明涉及逆变器并联运行的一种控制方法，尤其是涉及一种基于可控虚拟阻抗的逆变器并联控制方法。

背景技术

随着新能源发电越来越多的应用到现代供电系统中，越来越多的分布式逆变器出现在低压配电网中，一条交流线路上可能连接几台乃至几十台分布式逆变电源，由于逆变器内部参数不可能完全相同，逆变器可能运行在不平衡状态，进而使一条交流线路上连接的一部分逆变器轻载而另一部分逆变器重载，这种情况长期存在会导致逆变器寿命降低，因此对逆变器运行进行均流控制对分布式能源发电至关重要。目前逆变器并联的均流控制以基于同步发电机并网的下垂控制为主，这种控制方法认为逆变器的输出有功由等效电压源电压与输出电压的相位差决定，逆变器输出无功由等效输出电压源电压与输出电压的幅值差决定。这种方法的优点是实现无互连线控制，控制简单易实现；缺点是有功和无功功率的耦合会直接影响控制效果，同时，由于下垂控制的控制目标是参考电压的幅值和频率，也就是说，它是以牺牲逆变器幅值和频率的精度来实现均流，这会影响输出电压的电能质量。在传统下垂的基础上加入虚拟阻抗可以在不增加硬件投资的基础上减小环流及减弱功率耦合，但纯感性的虚拟阻抗会增大非线性负载下电压波形的畸变。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种基于可控虚拟阻抗的逆变器并联控制方法，在传统逆变器电压电流双闭环控制的基础上加入一个电流补偿环和一个电流前馈，使得逆变器的输出阻抗精确可控，实现并联系统的逆变器实现平衡运行。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种基于可控虚拟阻抗的逆变器并联控制方法，对串联LCL滤波器后并联连接一公共连接点的多个逆变器进行控制，具体包括以下步骤：

步骤S1：基准参考频率ω_co和反馈的逆变器电容电压V_fil经过锁相环模块产生参考电压幅角θ_i；

步骤S2：由参考电压幅角θ_i和基准参考幅值E_co获得参考电压V_ref，V_ref＝E_cosinθ_i；

步骤S3：参考电压V_ref减去反馈的逆变器电容电压V_fil后经过PI控制器获得状态量J(s)，PI控制器的传递函数为：其中，α为PI控制比例系数，T为PI控制积分时间常数，s为复数参量；

步骤S4：状态量J(s)减去输出电流前馈值βI_sp后，经逆变器电容电压反馈补偿，再经过P控制器得到电流I_p，P控制器的传递函数为：G_PWM，其中，I_sp为LCL滤波器的网侧电感L_sp上的电流，即输出电流，I_p为LCL滤波器的逆变器侧电感L_p上的电流，β为输出电流前馈系数，G_PWM为P控制比例系数；

所述的逆变器电容电压反馈补偿具体为输入量加上逆变器电容电压反馈补偿值，所述的逆变器电容电压反馈补偿值由逆变器电容电压V_fil经过滤波补偿器后乘γ来获得，滤波补偿器的传递函数为：其中，γ为电容电流补偿系数，C_F为LCL滤波电容，R_F为阻尼电阻；

步骤S5：电流I_p减去输出电流I_sp后，经过滤波控制器获得逆变器电容电压V_fil；

所述的滤波控制器的传递函数为：

步骤S6：获得等效虚拟阻抗Z₀，表达式如下：

$Z_0=\frac{1+\mathrm{\β}{G}_{\mathrm{PWM}}}{\mathrm{\α}(1+\frac{1}{\mathrm{Ts}})G_{\mathrm{PWM}}}=\frac{1+\mathrm{\β}{G}_{\mathrm{PWM}}}{\mathrm{\α}{G}_{\mathrm{PWM}}}\·\frac{\mathrm{Ts}}{1+\mathrm{Ts}}---\left(1\right)$

取ω为逆变器输出电压角频率，则逆变器的输出阻抗L_i的表达式如下：

$L_i=\frac{1+\mathrm{\β}{G}_{\mathrm{PWM}}}{\mathrm{\α}{G}_{\mathrm{PWM}}}T---\left(2\right)$

根据公式(2)调整逆变器的输出阻抗的大小，使并联的多个逆变器输出电流均衡。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

1)通过逆变器输出的重新设计来平衡逆变器输出，达到减小环流的目的；

2)由于所有控制参数及反馈信号都是瞬时值，逆变器控制的动态性能良好；

3)通过虚拟阻抗的控制，逆变器的外输出特性在工频阶段呈电感特性，在高频阶段呈电阻性，使得逆变器在工频阶段能够对有功和无功分别控制，而在高频阶段又对谐波有所抑制；

4)克服了传统下垂控制对参考电压V_ref幅值和频率的影响，保持输出电压幅值和频率跟随电网或者基准值；

5)输出电压严格跟随参考电压，无稳态误差；

6)能对逆变器输出的有功功率和无功功率分别控制，同时也适用于大功率逆变器；

7)无互连线的控制方法使得扩展方便，冗余度高，可靠性好。

附图说明

图1为本发明逆变器并联系统等效电路图；

图2为传统逆变器电压电流双闭环控制结构示意图；

图3为本发明基于可控虚拟阻抗的逆变器并联控制结构示意图；

图4a为逆变器并联系统中电阻差异λ和电感差异ζ对有功环流影响示意图；

图4b为逆变器并联系统中电阻差异λ和电感差异ζ对无功环流影响示意图；

图5为本发明相同负载下输出电压阶跃响应曲线图；

图6为本发明不同负载下输出电压阶跃响应曲线图；

图7为本发明逆变器等效输出阻抗伯德图；

图8为本发明逆变器等效电路图；

图9为传统下垂控制输出电流及环流波形图；

图10为本发明可控虚拟阻抗控制下输出电流和环流波形图；

图11为本发明非线性负载情况下输出电压、电流及环流波形图；

图12为本发明可控虚拟阻抗控制下输出功率分配情况示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

如图1所示，以两个逆变器并联为例，逆变器并联模型进行系统功率分析，把逆变器等效为一个有内阻的电压源，U₁、U₂为逆变器出线电压，U₀为交流并联母线电压，R_n+jX_n＝Z_n∠θ_n为逆变器的输出阻抗和连线阻抗之和，为逆变器输出电压相位，θ_n为等效输出阻抗相位，环流与输出阻抗的关系如公式(3)：

若U1＝U₂＝U₀，环流可以表达为公式(4)：

其中， $\begin{array}{c}A=R_1(\mathrm{\λ}-1)(\mathrm{\λ}{R_1}^2-\mathrm{\ζ}{X_1}^2)+X_1(\mathrm{\ζ}-1)(\mathrm{\λ}+\mathrm{\ζ})X_1{R}_1\\ B=X_1(\mathrm{\ζ}-1)(\mathrm{\λ}{R_1}^2-\mathrm{\ζ}{X_1}^2)-R_1(\mathrm{\λ}-1)(\mathrm{\λ}+\mathrm{\ζ})X_1{R}_1\end{array},$ λ，ζ分别代表电阻和电感差异，公式(4)表达式中环流第一部分定义为有功电流I_HP，第二部分定义为无功电流I_HQ，从中可看出，有功环流和无功环流与电阻差异λ和电感差异ζ都有关系，这种关系可以用图4a、4b分别表示。

从图4a、4b中给出的有功环流和无功环流随输出阻抗的差异可以看出，阻抗差异对逆变器间有功环流和无功环流影响很大，传统下垂控制用以下控制式来消除阻抗差异的影响：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}^{*}-\mathrm{mP}\\ E=E^{*}-\mathrm{nQ}\end{array}\right.---\left(5\right)$

这种控制方法虽然能够调节逆变器参考电压来实现功率分配，但由于频率和幅值参与控制环，即牺牲了电压的频率和幅值精度，同时抑制环流精度有限。

如图2所示，传统电压型逆变器采用电压电流双闭环控制，参考电压与输出反馈电压相比较，提供运行输出电压的频率和幅值；电流反馈环改善逆变器的输出动态性能。

本发明把可控内部阻抗的方法应用在逆变器并联控制中，在传统逆变器电压电流双闭环控制的基础上加入一个电流补偿环和一个电流前馈，利用逆变器输出阻抗的调节来实现逆变器并联系统的自然均流，即采用基于可控虚拟阻抗的逆变器并联控制方法，对串联LCL滤波器后并联连接一公共连接点的多个逆变器进行控制，其中，LCL滤波器包括逆变器侧电感L_p、滤波电容C_F、阻尼电阻R_F和网侧电感L_sp，逆变器侧电感L_p的一端与逆变器输出的一端相连接，逆变器侧电感L_p的另一端分别与滤波电容C_F和网侧电感L_sp的一端相连接，网侧电感L_sp的另一端连接电网公共连接点的一端，滤波电容C_F另一端连接阻尼电阻R_F的一端，阻尼电阻R_F的另一端分别连接逆变器输出的另一端和电网公共连接点的另一端，如图3所示，具体包括以下步骤：

步骤S1：基准参考频率ω_co和反馈的逆变器电容电压V_fil经过锁相环模块产生参考电压幅角θ_i。

步骤S2：由参考电压幅角θ_i和基准参考幅值E_co获得参考电压V_ref，V_ref＝E_cosinθ_i。

步骤S3：参考电压V_ref减去反馈的逆变器电容电压V_fil后经过PI控制器获得状态量J(s)，PI控制器的传递函数为：其中，α为PI控制比例系数，T为PI控制积分时间常数，s为复数参量。

步骤S4：状态量J(s)减去输出电流前馈值βI_sp后，经逆变器电容电压反馈补偿，再经过P控制器得到电流I_p，P控制器的传递函数为：G_PWM，其中，I_sp为LCL滤波器的网侧电感L_sp上的电流，即输出电流，I_p为LCL滤波器的逆变器侧电感L_p上的电流，β为输出电流前馈系数，即增加了一个电流前馈，G_PWM为P控制比例系数；

逆变器电容电压反馈补偿方法为输入量加上逆变器电容电压反馈补偿值，所述的逆变器电容电压反馈补偿值由逆变器电容电压V_fil经过滤波补偿器后乘γ来获得，即增加了一个电流补偿环，滤波补偿器的传递函数为：其中，γ为电容电流补偿系数，C_F为LCL滤波电容，R_F为阻尼电阻。

步骤S5：电流I_p减去输出电流I_sp后，经过滤波控制器获得逆变器电容电压V_fil；滤波控制器的传递函数为：

步骤S6：获得等效虚拟阻抗Z₀，表达式如下：

$Z_0=\frac{1+\mathrm{\β}{G}_{\mathrm{PWM}}}{\mathrm{\α}(1+\frac{1}{\mathrm{Ts}})G_{\mathrm{PWM}}}=\frac{1+\mathrm{\β}{G}_{\mathrm{PWM}}}{\mathrm{\α}{G}_{\mathrm{PWM}}}\·\frac{\mathrm{Ts}}{1+\mathrm{Ts}}---\left(1\right)$

对于输出阻抗的特性可有下表决定，其中ω为逆变器输出电压角频率。

表1 逆变器输出特性

通常逆变器输出阻抗工频运行在电感特性上时减弱有功和无功的耦合，便于分别控制逆变器输出的有功功率和无功功率，即取ω为逆变器输出电压角频率，则逆变器的输出阻抗L_i的表达式如下：

$L_i=\frac{1+\mathrm{\β}{G}_{\mathrm{PWM}}}{\mathrm{\α}{G}_{\mathrm{PWM}}}T---\left(2\right)$

根据公式(2)调整逆变器的输出阻抗的大小，使并联的多个逆变器输出电流均衡。

这种通过调整逆变器输出电流来控制输出功率的方法，其基本原理还是下垂思想，由于取工频为电感性的输出阻抗，如图8所示的逆变器等效电路，逆变器的输出功率可以表示为

$Q_i=\frac{V_{\mathrm{fil}}(V-V_{\mathrm{fil}})}{\mathrm{\ω}{L}_i}---\left(7\right)$

通过重新设计的等效输出阻抗，可以通过相同控制参数以保证各虚拟阻抗完全相同，即X₁＝X₂，因此只需要调整V的幅值以及相位就可以实现逆变器有功和无功的均分。此控制策略与传统下垂控制策略的不同在于，传统下垂控制策略是利用输出有功和无功的瞬时值来实时调整参考电压的幅值和频率，因此是以牺牲电压频率和幅值精度来实现负载电流和功率均分的。本发明所提控制策略是跟你输出实时调节参考电流值，在稳态情况下能输出电压的幅值和频率稳定。

在微电网低压配电系统中，从分布式逆变单元到公共连接点(PCC)之间的距离都很短，线路阻抗的差异基本可忽略，所以这种可变输出阻抗的并联控制方法在微电网配电系统中对环流的消除效果非常明显。

由图3可以得到逆变器输出电压对参考电压V_ref的传递函数如公式(8)：

$\begin{array}{c}\frac{U_{\mathrm{fil}}}{V_{\mathrm{ref}}}=G_v\left(s\right)=\frac{L_{\mathrm{sp}}{\mathrm{Ts}}^2+(L_{\mathrm{sp}}+{\mathrm{TR}}_i)s+\mathrm{Ro}}{L_{\mathrm{sp}}{\mathrm{Ts}}^2+(L_{\mathrm{sp}}+T+R_{i}T)s+\mathrm{Ro}}\\ =1-\frac{\mathrm{Ts}}{L_{\mathrm{sp}}{\mathrm{Ts}}^2+(L_{\mathrm{sp}}+T+R_{i}T)s+\mathrm{Ro}}\end{array}---\left(8\right)$

可知虚拟电阻和虚拟电感的大小改变了输出传递函数的极点分布，即对虚拟阻抗的调整改变了并联系统的稳态和动态性能。

图5给出了在负载200Ω、不同虚拟阻抗情况下输出电压的动态和稳态情况，由图可知当逆变器工频输出阻抗呈电感性时，输出电压随参考电压的动态响应超调量最小，响应时间最短；阻感混合次之，电阻性输出阻抗动态性能最差。

相同输出阻抗情况下不同负载的输出电压阶跃响应如图6所示，可以发现，不同负载情况虽然影响了逆变器的动态特性，但是对逆变器的稳态输出电压没有影响，稳态输出电压严格跟随参考电压V_ref。

电感性输出阻抗虽然改善了功率解耦及动态特性，但是当负载为非线性负载时，等效阻抗会因为有高频谐波的存在而变大，使得输出电压的总谐波畸变(THD)增大，降低输出电能质量。本发明采用的可控虚拟阻抗控制策略采用输出等效电感和等效电阻并联的设计，使得逆变器高频输出自然呈阻性，因此只需要保证逆变器在工频附近呈感性就可以起到对高频谐波的抑制。逆变器的输出阻抗特性如图7所示。

图3给出的控制策略可以按如下理解：通过电流补偿环和输出电流前馈环对原电压电流双闭环的补偿，从而对逆变桥输出电流进行调整，从而调节逆变器输出阻抗的大小。根据所输出功率决定输出阻抗的大小，让所有逆变器的输出等效电压源以及等效输出阻抗相同，达到平衡输出的效果，合理设计虚拟阻抗可以达到调整逆变器输出阻抗的作用；

1)电压电流双闭环控制确定逆变器的输出稳定性和动态性能；

2)电容电流补偿环补偿；

3)输出电流前馈环调节输出虚拟阻抗的大小；

4)电压角频率和幅值的基准参考值给定逆变器离网运行时输出电压的幅值和频率，PLL模块以及电压频率基准值决定逆变器并网运行时的幅值和频率。

可以从图10中明显看出，由于补偿环和前馈环的存在，输出电流环流明显减小，相比于传统下垂控制，如图9所示，逆变器并联系统输出实现功率平衡。同时，由于虚拟阻抗可控，即逆变器输出阻抗可控，使得逆变器可以按我们需要的特性设计输出阻抗，把输出阻抗设计为工频呈感性，高频呈阻性，逆变器不但能够改善工频输出特性，还能够在非线性负载情况下滤除高频谐波，改善电压波形，如图11所示。仿真结果显示，当逆变器用可控虚拟阻抗方法控制时，逆变器并联系统输出电压波形正弦度良好，由图中显示的快速傅氏变换(FFT)分析可知，用传统下垂控制带非线性负载时逆变器输出电压的THD为3.46％，而用可控虚拟阻抗方法控制带非线性负载时逆变器输出电压的THD为3.13％，说明用所提发明控制策略能有效抑制高频谐波，其中，两个逆变器输出功率分配情况如图12所示。

综上，本发明在传统逆变器电压电流双闭环控制的基础上加入一个电流补偿环和一个电流前馈，使得逆变器的输出阻抗精确可控，实现并联系统的逆变器实现平衡运行。同时，这种控制方法不会影响逆变器输出电压幅值和频率，使输出电压严格跟随参考电压，合理设计虚拟阻抗，可以提高逆变器的动态性能，并且使得逆变器输出阻抗在工频附近呈感性高频呈阻性，在实现功率解耦的基础上抑制高频谐波，提高输出电压的电能质量。

Claims (3)

1.一种基于可控虚拟阻抗的逆变器并联控制方法，对串联LCL滤波器后并联连接一公共连接点的多个逆变器进行控制，其特征在于，具体包括以下步骤：

步骤S1：基准参考频率ω_co和反馈的逆变器电容电压V_fil经过锁相环模块产生参考电压幅角θ_i；

步骤S2：由参考电压幅角θ_i和基准参考幅值E_co获得参考电压V_ref，V_ref＝E_cosinθ_i；

步骤S3：参考电压V_ref减去反馈的逆变器电容电压V_fil后经过PI控制器获得状态量J(s)，PI控制器的传递函数为：其中，α为PI控制比例系数，T为PI控制积分时间常数，s为复数参量；

步骤S4：状态量J(s)减去输出电流前馈值βI_sp后，经逆变器电容电压反馈补偿，再经过P控制器得到电流I_p，P控制器的传递函数为：G_PWM，其中，I_sp为LCL滤波器的网侧电感L_sp上的电流，即输出电流，I_p为LCL滤波器的逆变器侧电感L_p上的电流，β为输出电流前馈系数，G_PWM为P控制比例系数；

步骤S5：电流I_p减去输出电流I_sp后，经过滤波控制器获得逆变器电容电压V_fil；

步骤S6：获得等效虚拟阻抗Z₀，表达式如下：

$Z_0=\frac{1+\mathrm{\β}{G}_{\mathrm{PWM}}}{\mathrm{\α}(1+\frac{1}{\mathrm{Ts}})G_{\mathrm{PWM}}}=\frac{1+\mathrm{\β}{G}_{\mathrm{PWM}}}{\mathrm{\α}{G}_{\mathrm{PWM}}}\·\frac{\mathrm{Ts}}{1+\mathrm{Ts}}---\left(1\right)$

取ω为逆变器输出电压角频率，则逆变器的输出阻抗L_i的表达式如下：

$L_i=\frac{1+\mathrm{\β}{G}_{\mathrm{PWM}}}{\mathrm{\α}{G}_{\mathrm{PWM}}}T---\left(2\right)$

根据公式(2)调整逆变器的输出阻抗的大小，使并联的多个逆变器输出电流均衡。

2.根据权利要求1所述的一种基于可控虚拟阻抗的逆变器并联控制方法，其特征在于，所述的逆变器电容电压反馈补偿具体为输入量加上逆变器电容电压反馈补偿值，所述的逆变器电容电压反馈补偿值由逆变器电容电压V_fil经过滤波补偿器后乘γ来获得，滤波补偿器的传递函数为：其中，γ为电容电流补偿系数，C_F为LCL滤波电容，R_F为阻尼电阻。

3.根据权利要求1所述的一种基于可控虚拟阻抗的逆变器并联控制方法，其特征在于，所述的滤波控制器的传递函数为：