CN107968590B - 一种弱电网下三相lcl型并网逆变器的相角补偿控制方法 - Google Patents

一种弱电网下三相lcl型并网逆变器的相角补偿控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种弱电网下三相LCL型并网逆变器的相角补偿控制方法，引入公共耦合点电压前馈，减小了并网逆变器的输出导纳在系统截止频率处的相角，解决了因锁相环带宽较大引起的系统不稳定问题，并保证了系统的动态响应速度。

Description

一种弱电网下三相LCL型并网逆变器的相角补偿控制方法
技术领域
本发明涉及可再生能源发电系统领域，特别是一种弱电网下三相LCL型并网逆变器的相角补偿控制方法。
背景技术
面对日益紧迫的能源危机以及日益增长的电力需求，发展可再生能源发电系统成为一种可行和有效的途径和方案。可再生能源发电系统主要由光伏、风机、储能装置、柴油发电机、变换器和负荷组成。其中光伏发电、风力发电、储能装置和柴油发电机等输出为直流电或高频交流电，因此，为了满足供电需求，变换器作为可再生能源和电网的接口，起着将可再生能源发出的电能转变为交流形式馈送至电网的重要作用。
在弱电网下，锁相环和并网电流闭环通过公共耦合点电压耦合在一起，共同组成整个系统的控制环路，因此在分析系统稳定性时，需要考虑锁相环的影响。锁相环引入负阻尼的频率范围随锁相环带宽的增大而增大，导致系统稳定性降低，通过减小锁相环的带宽来提高系统的稳定性，但这会对系统的动态性产生不利的影响。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种弱电网下三相LCL型并网逆变器的相角补偿控制方法，解决因锁相环带宽较大引起的系统不稳定问题，并保证系统的动态响应速度。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种弱电网下三相LCL型并网逆变器的相角补偿控制方法，包括d轴控制部分和q轴控制部分：
所述d轴控制部分包括以下步骤：
1)将系统dq坐标系下q轴小信号公共耦合点电压
Figure BDA0001479307890000011
与
Figure BDA0001479307890000012
相乘，得到的乘积与系统dq坐标系下d轴小信号并网电流
Figure BDA0001479307890000013
相加，得到控制dq坐标系下d轴小信号并网电流
Figure BDA0001479307890000014
其中，
Figure BDA0001479307890000015
是系统dq坐标系下q轴稳定工作点处的并网电流，GPLL是
Figure BDA0001479307890000016
到两个dq坐标系之间的角度Δθ的传递函数，
Figure BDA0001479307890000017
TPLL是锁相环PI控制器的传递函数，TPLL＝kppll+kipll/s，kppll的取值范围为0.7≤kppll≤0.9，kipll的取值范围为499≤kipll≤501，s＝jω，j是虚部单位符号，ω为角频率，
Figure BDA0001479307890000021
是系统dq坐标系下d轴稳定工作点处的公共耦合点电压；
2)将控制dq坐标系下d轴小信号并网电流参考值
Figure BDA0001479307890000022
与
Figure BDA0001479307890000023
相减，得到的差值与控制dq坐标系下d轴电流环PI控制器的传递函数Gid(s)相乘，得到乘积ed，其中，Gid(s)＝kpid+kiid/s，kpid的取值范围为0.44≤kpid≤0.46，kiid的取值范围为999≤kiid≤1001；将
Figure BDA0001479307890000024
与
Figure BDA0001479307890000025
相乘，得到的乘积与系统dq坐标系下d轴小信号滤波电容电流
Figure BDA0001479307890000026
相加，得到控制dq坐标系下d轴小信号滤波电容电流
Figure BDA0001479307890000027
其中，
Figure BDA0001479307890000028
是系统dq坐标系下q轴稳定工作点处的滤波电容电流；
3)将滤波电容电流反馈有源阻尼系数KC与
Figure BDA0001479307890000029
相乘，再用乘积ed减去该乘积得到nd；
4)将
Figure BDA00014793078900000210
与
Figure BDA00014793078900000211
相乘，再与系统dq坐标系下d轴小信号公共耦合点电压
Figure BDA00014793078900000212
相加，得到控制dq坐标系下d轴小信号公共耦合点电压
Figure BDA00014793078900000213
其中，
Figure BDA00014793078900000214
是系统dq坐标系下q轴稳定工作点处的公共耦合点电压；
5)将d轴相角补偿函数Gcomdd(s)与
Figure BDA00014793078900000215
相乘，得到的乘积与nd相加，得到控制dq坐标系下d轴小信号占空比
Figure BDA00014793078900000216
6)将
Figure BDA00014793078900000217
与
Figure BDA00014793078900000218
相乘，
Figure BDA00014793078900000219
减去该乘积得到系统dq坐标系下d轴小信号占空比
Figure BDA00014793078900000220
其中，
Figure BDA00014793078900000221
是系统dq坐标系下q轴稳定工作点处的占空比；
7)将
Figure BDA00014793078900000222
与系统dq坐标系下逆变器的等效增益GPWM相乘，得到系统dq坐标系下d轴小信号逆变器输出电压
Figure BDA00014793078900000223
所述q轴控制部分包括以下步骤：
1)将
Figure BDA00014793078900000224
与
Figure BDA00014793078900000225
相乘，系统dq坐标系下q轴小信号并网电流
Figure BDA00014793078900000226
与
Figure BDA00014793078900000227
与
Figure BDA00014793078900000228
相乘的乘积相减，得到控制dq坐标系下q轴小信号并网电流
Figure BDA00014793078900000229
Figure BDA00014793078900000230
其中，
Figure BDA00014793078900000231
是系统dq坐标系下d轴稳定工作点处的并网电流；
2)将控制dq坐标系下q轴小信号并网电流参考值
Figure BDA00014793078900000232
与
Figure BDA00014793078900000233
相减，得到的差值与控制dq坐标系下q轴电流环PI控制器的传递函数Giq(s)相乘，得到乘积eq，其中，Giq(s)＝kpiq+kiiq/s，kpiq的取值范围为0.44≤kpiq≤0.46，kiiq的取值范围为999≤kiiq≤1001；将
Figure BDA0001479307890000031
与
Figure BDA0001479307890000032
相乘，系统dq坐标系下q轴小信号滤波电容电流
Figure BDA0001479307890000033
与
Figure BDA0001479307890000034
与
Figure BDA0001479307890000035
相乘的乘积相减，得到控制dq坐标系下q轴小信号滤波电容电流
Figure BDA0001479307890000036
其中，
Figure BDA0001479307890000037
是系统dq坐标系下d轴稳定工作点处的滤波电容电流；
3)将滤波电容电流反馈有源阻尼系数KC与
Figure BDA0001479307890000038
相乘，乘积eq减去该乘积得到nq；
4)将
Figure BDA0001479307890000039
与
Figure BDA00014793078900000310
相乘，
Figure BDA00014793078900000311
与该乘积相减，得到控制dq坐标系下q轴小信号公共耦合点电压
Figure BDA00014793078900000312
5)将q轴相角补偿函数Gcomqq(s)与
Figure BDA00014793078900000313
相乘，再与nq相加，得到控制dq坐标系下q轴小信号占空比
Figure BDA00014793078900000314
6)将
Figure BDA00014793078900000315
与
Figure BDA00014793078900000316
相乘，再与
Figure BDA00014793078900000317
相加得到系统dq坐标系下q轴小信号占空比
Figure BDA00014793078900000318
其中，
Figure BDA00014793078900000319
是系统dq坐标系下d轴稳定工作点处的占空比；
7)将
Figure BDA00014793078900000320
与系统dq坐标系下逆变器的等效增益GPWM相乘，得到系统dq坐标系下q轴小信号逆变器输出电压
Figure BDA00014793078900000321
d轴控制部分步骤1)中，
Figure BDA00014793078900000322
的取值范围为
Figure BDA00014793078900000323
的取值范围为
Figure BDA00014793078900000324
Figure BDA00014793078900000334
d轴控制部分步骤2)中，
Figure BDA00014793078900000325
的取值范围为
Figure BDA00014793078900000326
KC的取值范围为0.8≤KC≤1.5。
d轴控制部分步骤4)中，
Figure BDA00014793078900000327
的取值范围为
Figure BDA00014793078900000328
d轴控制部分步骤5)中，Gcomdd(s)的表达式为：
Figure BDA00014793078900000329
式中kp为相角补偿的比例系数，kp的取值范围为2.03≤kp≤2.05，kω为相角补偿的相角系数，kω的取值范围为0.0015≤kω≤0.0017，km为相角补偿的增益系数，km的取值范围为1.42≤km≤1.44；
Figure BDA00014793078900000330
Figure BDA00014793078900000331
L1为逆变器侧电感，C1为滤波电容，RL1和RC1分别为L1和C1的寄生电阻，ω1是电网基波角频率。
d轴控制部分步骤6)中，
Figure BDA00014793078900000332
的取值范围为
Figure BDA00014793078900000333
GPWM的取值范围为350≤GPWM≤360。
q轴控制部分步骤1)中，
Figure BDA0001479307890000041
的取值范围为
Figure BDA0001479307890000042
q轴控制部分步骤2)中，
Figure BDA0001479307890000043
的取值范围为
Figure BDA0001479307890000044
q轴控制部分步骤6)中，
Figure BDA0001479307890000049
的取值范围为
Figure BDA0001479307890000045
Figure BDA0001479307890000046
q轴控制部分步骤5)中，Gcomqq(s)的表达式为：
Figure BDA0001479307890000047
式中
Figure BDA0001479307890000048
与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明提出了一种弱电网下三相LCL型并网逆变器的相角补偿控制方法，引入公共耦合点电压前馈，减小了并网逆变器的输出导纳在系统截止频率处的相角，解决了因锁相环带宽较大引起的系统不稳定问题，并保证了系统的动态响应速度。
附图说明
图1为本发明一实施例三相LCL型并网系统的等效结构图；
图2为本发明一实施例LCL型并网逆变器的小信号控制框图；
图3为本发明一实施例LCL型并网逆变器的小信号模型；
图4为本发明一实施例锁相环的控制框图；
图5为本发明一实施例回率矩阵L的特征函数的奈奎斯特曲线；
图6为本发明一实施例相角补偿前锁相环输出频率f1和并网电流igabc的仿真波形；
图7为本发明一实施例相角补偿后锁相环输出频率f1和并网电流igabc的仿真波形。
具体实施方式
图1为三相LCL型并网系统的等效结构图，左侧为逆变器子系统，右侧为电网子系统，其中：当光伏阵列和DC/DC变换器或者风机机组和AC/DC变换器通过LCL型并网逆变器接入配电网时，LCL型并网逆变器的输入可以等效为直流源。逆变器侧电感L1、滤波电容C1和网侧电感L2构成LCL滤波器，RL1、RC1和RL2分别为L1、C1和L2的寄生电阻，Zg为电网阻抗，Udc为直流侧电压，uinv为逆变器的输出电压，uC1为滤波电容电压，uPCC为PCC电压，ug为电网电压，iL1、iC1和ig分别为逆变器侧电感电流、滤波电容电流和并网电流。
图2为LCL型并网逆变器的小信号控制框图，考虑锁相环影响的系统有两个dq坐标系：一个为系统dq坐标系，即电网电压所在坐标系，另一个为控制dq坐标系，即锁相环所在坐标系。该方法包括d轴控制部分和q轴控制部分：
所述d轴控制部分包括以下步骤：将系统dq坐标系下q轴小信号公共耦合点电压
Figure BDA0001479307890000051
与
Figure BDA0001479307890000052
相乘，再与系统dq坐标系下d轴小信号并网电流
Figure BDA0001479307890000053
相加，得到控制dq坐标系下d轴小信号并网电流
Figure BDA0001479307890000054
其中，
Figure BDA0001479307890000055
是系统dq坐标系下q轴稳定工作点处的并网电流，GPLL是
Figure BDA0001479307890000056
到两个dq坐标系之间的角度Δθ的传递函数，
Figure BDA0001479307890000057
TPLL是锁相环PI控制器的传递函数，TPLL＝kppll+kipll/s，kppll的取值范围为0.7≤kppll≤0.9，kipll的取值范围为499≤kipll≤501，s＝jω，j是虚部单位符号，ω为角频率，
Figure BDA0001479307890000058
是系统dq坐标系下d轴稳定工作点处的公共耦合点电压；
将控制dq坐标系下d轴小信号并网电流参考值
Figure BDA0001479307890000059
与
Figure BDA00014793078900000510
相减，得到的差值与控制dq坐标系下d轴电流环PI控制器的传递函数Gid(s)相乘，得到乘积ed，其中，Gid(s)＝kpid+kiid/s，kpid的取值范围为0.44≤kpid≤0.46，kiid的取值范围为999≤kiid≤1001；将
Figure BDA00014793078900000511
与
Figure BDA00014793078900000512
相乘，再与系统dq坐标系下d轴小信号滤波电容电流
Figure BDA00014793078900000513
相加，得到控制dq坐标系下d轴小信号滤波电容电流
Figure BDA00014793078900000514
其中，
Figure BDA00014793078900000515
是系统dq坐标系下q轴稳定工作点处的滤波电容电流；
将滤波电容电流反馈有源阻尼系数KC与
Figure BDA00014793078900000516
相乘，再用乘积ed减去该乘积得到nd；
将
Figure BDA00014793078900000517
与
Figure BDA00014793078900000518
相乘，再与系统dq坐标系下d轴小信号公共耦合点电压
Figure BDA00014793078900000519
相加，得到控制dq坐标系下d轴小信号公共耦合点电压
Figure BDA00014793078900000520
其中，
Figure BDA00014793078900000521
是系统dq坐标系下q轴稳定工作点处的公共耦合点电压；
将d轴相角补偿函数Gcomdd(s)与
Figure BDA00014793078900000522
相乘，再与nd相加，得到控制dq坐标系下d轴小信号占空比
Figure BDA00014793078900000523
将
Figure BDA00014793078900000524
与
Figure BDA00014793078900000525
相乘，
Figure BDA00014793078900000526
减去该乘积得到系统dq坐标系下d轴小信号占空比
Figure BDA00014793078900000527
其中，
Figure BDA00014793078900000528
是系统dq坐标系下q轴稳定工作点处的占空比；
将
Figure BDA00014793078900000529
与系统dq坐标系下逆变器的等效增益GPWM相乘，得到系统dq坐标系下d轴小信号逆变器输出电压
Figure BDA00014793078900000530
所述q轴控制部分包括以下步骤：将
Figure BDA00014793078900000531
与
Figure BDA00014793078900000532
相乘，系统dq坐标系下q轴小信号并网电流
Figure BDA00014793078900000533
与该乘积相减，得到控制dq坐标系下q轴小信号并网电流
Figure BDA00014793078900000534
Figure BDA0001479307890000061
其中，
Figure BDA0001479307890000062
是系统dq坐标系下d轴稳定工作点处的并网电流；
将控制dq坐标系下q轴小信号并网电流参考值
Figure BDA0001479307890000063
与
Figure BDA0001479307890000064
相减，得到差值与控制dq坐标系下q轴电流环PI控制器的传递函数Giq(s)相乘，得到乘积eq，其中，Giq(s)＝kpiq+kiiq/s，kpiq的取值范围为0.44≤kpiq≤0.46，kiiq的取值范围为999≤kiiq≤1001；将
Figure BDA0001479307890000065
与
Figure BDA0001479307890000066
相乘，系统dq坐标系下q轴小信号滤波电容电流
Figure BDA0001479307890000067
与该乘积相减，得到控制dq坐标系下q轴小信号滤波电容电流
Figure BDA0001479307890000068
其中，
Figure BDA0001479307890000069
是系统dq坐标系下d轴稳定工作点处的滤波电容电流；
将滤波电容电流反馈有源阻尼系数KC与
Figure BDA00014793078900000610
相乘，乘积eq减去该乘积得到nq；将
Figure BDA00014793078900000611
与
Figure BDA00014793078900000612
相乘，
Figure BDA00014793078900000613
与该乘积相减，得到控制dq坐标系下q轴小信号公共耦合点电压
Figure BDA00014793078900000614
将q轴相角补偿函数Gcomqq(s)与
Figure BDA00014793078900000615
相乘，再与nq相加，得到控制dq坐标系下q轴小信号占空比
Figure BDA00014793078900000616
将
Figure BDA00014793078900000617
与
Figure BDA00014793078900000618
相乘，再与
Figure BDA00014793078900000619
相加得到系统dq坐标系下q轴小信号占空比
Figure BDA00014793078900000620
Figure BDA00014793078900000621
其中，
Figure BDA00014793078900000622
是系统dq坐标系下d轴稳定工作点处的占空比；
将
Figure BDA00014793078900000623
与系统dq坐标系下逆变器的等效增益GPWM相乘，得到系统dq坐标系下q轴小信号逆变器输出电压
Figure BDA00014793078900000624
图3为LCL型并网逆变器的小信号模型，其中：矩阵
Figure BDA00014793078900000625
矩阵
Figure BDA00014793078900000626
Figure BDA00014793078900000627
矩阵
Figure BDA00014793078900000628
矩阵
Figure BDA00014793078900000629
矩阵
Figure BDA00014793078900000630
矩阵A6为控制dq坐标系下电流环PI控制器的传递函数矩阵，矩阵A7为控制dq坐标系下有源阻尼环的传递函数矩阵，矩阵
Figure BDA00014793078900000631
矩阵Acom为控制dq坐标系下相角补偿的传递函数矩阵。
将三相静止坐标系下的状态方程进行坐标变换，得到系统dq坐标系下的状态方程，再进行Laplace变换，得到表达式为
Figure BDA00014793078900000632
式中
Figure BDA00014793078900000633
和
Figure BDA00014793078900000634
是系统dq坐标系下小信号逆变器侧电感电流，
Figure BDA00014793078900000635
和
Figure BDA00014793078900000636
是系统dq坐标系下小信号滤波电容电压，
Figure BDA0001479307890000071
Figure BDA0001479307890000072
和
Figure BDA0001479307890000073
由图3和式(1)可得，系统dq坐标系下小信号滤波电容电流
Figure BDA0001479307890000074
和系统dq坐标系下小信号PCC电压
Figure BDA0001479307890000075
系统dq坐标系下小信号并网电流
Figure BDA0001479307890000076
之间关系的表达式为
Figure BDA0001479307890000077
同时，当系统dq坐标系下小信号PCC电压
Figure BDA0001479307890000078
和小信号直流侧电压ΔUdc为0时，推导出矩阵A1的表达式为
A1＝X·(C+A+ABC)-1 (3)
式中X＝[Udc/2，0；0，Udc/2]。
当系统dq坐标系下小信号占空比
Figure BDA0001479307890000079
和小信号直流侧电压ΔUdc为0时，推导出矩阵A2的表达式为
A2＝-(I+AB)·(C+A+ABC)-1 (4)
式中I为单位矩阵。
矩阵A6的表达式为
Figure BDA00014793078900000710
矩阵A7的表达式为
Figure BDA00014793078900000711
矩阵Acom的表达式为
Figure BDA00014793078900000712
图4为锁相环的控制框图，三相静止abc坐标系下公共耦合点电压uPCCabc通过Tabc/αβ变换到两相静止αβ坐标系，再将两相静止αβ坐标系通过Tαβ/dq变换到同步旋转dq坐标系，得到q轴公共耦合点电压uPCCq，其与0相减的差值经过锁相环PI控制器的传递函数TPLL，得到电网基波角频率ω1，其与1/s相乘，得到角度θ。其中，Tabc/αβ的表达式为
Figure BDA0001479307890000081
Tαβ/dq的表达式为
Figure BDA0001479307890000082
在稳定状态下，控制dq坐标系和系统dq坐标系重合。两个dq坐标系之间的角度Δθ为0，因此，两个dq坐标系下小信号电量关系的表达式为
Figure BDA0001479307890000083
当小信号扰动添加到电网电压时，系统dq坐标系被改变。由于锁相环的PI控制器，控制dq坐标系不再和系统dq坐标系重合。两个dq坐标系之间的角度Δθ不再为0，系统dq坐标系的电压和电流向量通过旋转矩阵TΔθ转换到控制dq坐标系。旋转矩阵TΔθ的表达式为
Figure BDA0001479307890000084
由式(10)和式(11)可得，当小信号扰动添加到电网电压时，两个dq坐标系下小信号电量关系的表达式为
Figure BDA0001479307890000085
由式(12)可得，两个dq坐标系下小信号PCC电压关系的表达式为
Figure BDA0001479307890000086
整理式(13)，得到表达式为
Figure BDA0001479307890000087
由图4可得，两个dq坐标系之间的角度Δθ的表达式为
Figure BDA0001479307890000091
式中TPLL＝kppll+kipll/s。
将式(15)代入式(14)，得到表达式为
Figure BDA0001479307890000092
式中
Figure BDA0001479307890000093
将式(16)代入式(14)可得，式(14)改写为
Figure BDA0001479307890000094
因此，矩阵A8的表达式为
Figure BDA0001479307890000095
按照上述推导过程，两个dq坐标系下小信号占空比关系的表达式为
Figure BDA0001479307890000096
因此，矩阵A3的表达式为
Figure BDA0001479307890000097
同时，两个dq坐标系下小信号网侧电感电流关系的表达式为
Figure BDA0001479307890000098
因此，矩阵A4的表达式为
Figure BDA0001479307890000099
同理可得，两个dq坐标系下小信号滤波电容电流关系的表达式为
Figure BDA00014793078900000910
因此，矩阵A5的表达式为
Figure BDA0001479307890000101
由图2可得，考虑锁相环、电流环和有源阻尼环的影响，相角补偿前，LCL型并网逆变器的输出导纳Yinv表达式为
Figure BDA0001479307890000102
在可再生能源发电系统中，低功率变压器和长电缆等使得PCC阻抗较大，且呈阻感性，其对LCL型并网逆变器稳定性的影响是不可忽略的。因此，电网阻抗Zg的表达式为
Figure BDA0001479307890000103
假定在理想电网条件下，LCL型并网逆变器稳定工作。当电网阻抗不可忽略时，当且仅当回率矩阵满足广义奈奎斯特判据，系统稳定工作。回率矩阵L的定义为电网阻抗和LCL型并网逆变器的输出导纳的乘积，对于LCL型并网逆变器而言，|Ydd|、|Yqq|>>|Ydq|、|Yqd|，|Ydq|＝|Yqd|＝0，因此，回率矩阵L的表达式为
Figure BDA0001479307890000104
因此，忽略开方分量，回率矩阵L的特征函数为
Figure BDA0001479307890000105
由广义奈奎斯特判据可知，当且仅当回率矩阵L的每个特征函数的奈奎斯特曲线在s平面逆时针环绕(-1,j0)的圈数，与电网阻抗Zg和LCL型并网逆变器的输出导纳Yinv在右半平面极点总数相同时，系统是稳定的。电网阻抗Zg不存在右半平面极点，由于LCL型并网逆变器单独工作稳定，输出导纳Yinv也不存在右半平面极点，因此，回率矩阵L的每个特征函数的奈奎斯特曲线都不环绕(-1,j0)点，系统是稳定的。
然而，当并网逆变器接入弱电网时，会形成一个动态的互联系统，此时，系统的相角裕度可能出现不足的情况，从而使得某些频率的谐波将在弱电网下放大，导致并网电流谐波畸变率上升。因此，为了保证系统在弱电网下的足够稳定，系统的相角裕度一般要求大于30°。
奈奎斯特曲线与单位圆交点对应的频率fi为系统的截止频率，其与单位圆的位置决定系统的相角裕度，由式(28)可得，系统的相角裕度αPM的表达式为
Figure BDA0001479307890000111
由式(29)可得，通过减小arg(Zgdd(fi)/2)和arg(Ydd(fi)+Yqq(fi))来增大系统的相角裕度，arg(Zgdd(fi)/2)是难以控制的电网阻抗的相角，因此，需要通过减小arg(Ydd(fi)+Yqq(fi))来实现目标。
由图2可得，相角补偿后，LCL型并网逆变器的输出导纳Yinvc表达式为
Figure BDA0001479307890000112
同时，优化函数Gp(s)的表达式为
Figure BDA0001479307890000113
式中kp为相角补偿的比例系数，kω为相角补偿的相角系数，km为相角补偿的增益系数。kp和kω可以减小在期望频率处的相角，km可以补偿相角调节引起的幅值变化。
因此，相角补偿后，LCL型并网逆变器的输出导纳Yinvc的表达式为
Yinvc＝ApYinv (32)
式中优化函数矩阵
Figure BDA0001479307890000114
结合式(30)和式(32)，相角补偿矩阵中Gcomdd(s)的表达式为
Figure BDA0001479307890000115
式中
Figure BDA0001479307890000116
和
Figure BDA0001479307890000117
同时，相角补偿矩阵中Gcomqq(s)的表达式为
Figure BDA0001479307890000118
式中
Figure BDA0001479307890000119
图5为回率矩阵L的特征函数的奈奎斯特曲线，相角补偿前，系统的截止频率fi为69.3Hz，系统的相角裕度αPM为16.1°。相比于相角补偿前，相角补偿后系统的相角裕度增大了20°，系统处于稳定状态。
图6和图7为相角补偿前后锁相环输出频率f1和并网电流igabc的仿真波形，相角补偿前，当锁相环带宽大到一定程度时，系统处于不稳定状态。相角补偿后，稳态时，并网电流的畸变率为2.99％。当电网电压中添加小信号扰动后，经过Δt＝0.1s，锁相环输出频率f1趋于稳定。相比于相角补偿前，相角补偿后，在锁相环带宽较大时，系统依然处于稳定状态。所提的控制方法解决了因锁相环带宽较大引起的系统不稳定问题，并保证了系统的动态响应速度。

Claims (10)

1.一种弱电网下三相LCL型并网逆变器的相角补偿控制方法，其特征在于，包括d轴控制部分和q轴控制部分：
所述d轴控制部分包括以下步骤：
1)将系统dq坐标系下q轴小信号公共耦合点电压
Figure FDA0002290537640000011
与
Figure FDA0002290537640000012
相乘，得到的乘积P1与系统dq坐标系下d轴小信号并网电流
Figure FDA0002290537640000013
相加，得到控制dq坐标系下d轴小信号并网电流
Figure FDA0002290537640000014
其中，
Figure FDA0002290537640000015
是系统dq坐标系下q轴稳定工作点处的并网电流，GPLL是
Figure FDA0002290537640000016
到两个dq坐标系之间的角度Δθ的传递函数，
Figure FDA0002290537640000017
TPLL是锁相环PI控制器的传递函数，TPLL＝kppll+kipll/s，kppll的取值范围为0.7≤kppll≤0.9，kipll的取值范围为499≤kipll≤501，s＝jω，j是虚部单位符号，ω为角频率，
Figure FDA0002290537640000018
是系统dq坐标系下d轴稳定工作点处的公共耦合点电压；
2)将控制dq坐标系下d轴小信号并网电流参考值
Figure FDA0002290537640000019
与
Figure FDA00022905376400000110
相减，得到的差值与控制dq坐标系下d轴电流环PI控制器的传递函数Gid(s)相乘，得到乘积ed，其中，Gid(s)＝kpid+kiid/s，kpid的取值范围为0.44≤kpid≤0.46，kiid的取值范围为999≤kiid≤1001；将
Figure FDA00022905376400000111
与
Figure FDA00022905376400000112
相乘，得到的乘积P2与系统dq坐标系下d轴小信号滤波电容电流
Figure FDA00022905376400000113
相加，得到控制dq坐标系下d轴小信号滤波电容电流
Figure FDA00022905376400000114
其中，
Figure FDA00022905376400000115
是系统dq坐标系下q轴稳定工作点处的滤波电容电流；
3)将滤波电容电流反馈有源阻尼系数KC与
Figure FDA00022905376400000116
相乘得到乘积P3，再用乘积ed减去该乘积P3得到nd；
4)将
Figure FDA00022905376400000117
与
Figure FDA00022905376400000118
相乘，再与系统dq坐标系下d轴小信号公共耦合点电压
Figure FDA00022905376400000119
相加，得到控制dq坐标系下d轴小信号公共耦合点电压
Figure FDA00022905376400000120
其中，
Figure FDA00022905376400000121
是系统dq坐标系下q轴稳定工作点处的公共耦合点电压；
5)将d轴相角补偿函数Gcomdd(s)与
Figure FDA00022905376400000122
相乘，得到的乘积P4与nd相加，得到控制dq坐标系下d轴小信号占空比
Figure FDA00022905376400000123
6)将
Figure FDA00022905376400000124
与
Figure FDA00022905376400000125
相乘，得到乘积P5，
Figure FDA00022905376400000126
减去该乘积P5得到系统dq坐标系下d轴小信号占空比
Figure FDA00022905376400000128
其中，
Figure FDA00022905376400000127
是系统dq坐标系下q轴稳定工作点处的占空比；
7)将
Figure FDA0002290537640000021
与系统dq坐标系下逆变器的等效增益GPWM相乘，得到系统dq坐标系下d轴小信号逆变器输出电压
Figure FDA0002290537640000022
所述q轴控制部分包括以下步骤：
1)将系统dq坐标系下q轴小信号并网电流
Figure FDA0002290537640000023
减去
Figure FDA0002290537640000024
与
Figure FDA0002290537640000025
相乘的乘积，得到控制dq坐标系下q轴小信号并网电流
Figure FDA0002290537640000026
其中，
Figure FDA0002290537640000027
是系统dq坐标系下d轴稳定工作点处的并网电流；
2)将控制dq坐标系下q轴小信号并网电流参考值
Figure FDA0002290537640000028
与
Figure FDA0002290537640000029
相减，得到的差值与控制dq坐标系下q轴电流环PI控制器的传递函数Giq(s)相乘，得到乘积eq，其中，Giq(s)＝kpiq+kiiq/s，kpiq的取值范围为0.44≤kpiq≤0.46，kiiq的取值范围为999≤kiiq≤1001；将系统dq坐标系下q轴小信号滤波电容电流
Figure FDA00022905376400000210
减去
Figure FDA00022905376400000211
与
Figure FDA00022905376400000212
相乘的乘积，得到控制dq坐标系下q轴小信号滤波电容电流
Figure FDA00022905376400000213
其中，
Figure FDA00022905376400000214
是系统dq坐标系下d轴稳定工作点处的滤波电容电流；
3)将滤波电容电流反馈有源阻尼系数KC与
Figure FDA00022905376400000215
相乘得到乘积P6，乘积eq减去该乘积P6得到nq；
4)将
Figure FDA00022905376400000216
与
Figure FDA00022905376400000217
相乘得到乘积P7，
Figure FDA00022905376400000218
与该乘积P7相减，得到控制dq坐标系下q轴小信号公共耦合点电压
Figure FDA00022905376400000219
5)将q轴相角补偿函数Gcomqq(s)与
Figure FDA00022905376400000234
相乘，再与nq相加，得到控制dq坐标系下q轴小信号占空比
Figure FDA00022905376400000220
6)将
Figure FDA00022905376400000221
与
Figure FDA00022905376400000222
相乘，再与
Figure FDA00022905376400000223
相加得到系统dq坐标系下q轴小信号占空比
Figure FDA00022905376400000224
其中，
Figure FDA00022905376400000233
是系统dq坐标系下d轴稳定工作点处的占空比；
7)将
Figure FDA00022905376400000225
与系统dq坐标系下逆变器的等效增益GPWM相乘，得到系统dq坐标系下q轴小信号逆变器输出电压
Figure FDA00022905376400000226
2.根据权利要求1所述的弱电网下三相LCL型并网逆变器的相角补偿控制方法，其特征在于，d轴控制部分步骤1)中，
Figure FDA00022905376400000227
的取值范围为
Figure FDA00022905376400000228
Figure FDA00022905376400000229
的取值范围为
Figure FDA00022905376400000230
3.根据权利要求1所述的弱电网下三相LCL型并网逆变器的相角补偿控制方法，其特征在于，d轴控制部分步骤2)中，
Figure FDA00022905376400000231
的取值范围为
Figure FDA00022905376400000232
Figure FDA0002290537640000031
4.根据权利要求1所述的弱电网下三相LCL型并网逆变器的相角补偿控制方法，其特征在于，KC的取值范围为0.8≤KC≤1.5。
5.根据权利要求1所述的弱电网下三相LCL型并网逆变器的相角补偿控制方法，其特征在于，d轴控制部分步骤4)中，
Figure FDA0002290537640000032
的取值范围为
Figure FDA0002290537640000033
Figure FDA0002290537640000034
6.根据权利要求1所述的弱电网下三相LCL型并网逆变器的相角补偿控制方法，其特征在于，d轴控制部分步骤5)中，Gcomdd(s)的表达式为：
Figure FDA0002290537640000035
式中kp为相角补偿的比例系数，kp的取值范围为2.03≤kp≤2.05，kω为相角补偿的相角系数，kω的取值范围为0.0015≤kω≤0.0017，km为相角补偿的增益系数，km的取值范围为1.42≤km≤1.44；
Figure FDA0002290537640000036
G2＝L1C1ω1 2；L1为逆变器侧电感，C1为滤波电容，RL1和RC1分别为L1和C1的寄生电阻，ω1是电网基波角频率。
7.根据权利要求1所述的弱电网下三相LCL型并网逆变器的相角补偿控制方法，其特征在于，d轴控制部分步骤6)中，
Figure FDA0002290537640000037
的取值范围为
Figure FDA0002290537640000038
Figure FDA0002290537640000039
8.根据权利要求1所述的弱电网下三相LCL型并网逆变器的相角补偿控制方法，其特征在于，GPWM的取值范围为350≤GPWM≤360。
9.根据权利要求1所述的弱电网下三相LCL型并网逆变器的相角补偿控制方法，其特征在于，q轴控制部分步骤1)中，
Figure FDA00022905376400000310
的取值范围为
Figure FDA00022905376400000311
q轴控制部分步骤2)中，
Figure FDA00022905376400000312
的取值范围为
Figure FDA00022905376400000313
q轴控制部分步骤6)中，
Figure FDA00022905376400000314
的取值范围为
Figure FDA00022905376400000315
10.根据权利要求1所述的弱电网下三相LCL型并网逆变器的相角补偿控制方法，其特征在于，q轴控制部分步骤5)中，Gcomqq(s)的表达式为：
Figure FDA00022905376400000316
式中
Figure FDA00022905376400000317
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN107026477A (zh) * 2017-05-26 2017-08-08 合肥工业大学 弱电网下具有电网电压前馈滞后补偿的并网逆变器控制方法
CN107317357B (zh) * 2017-07-17 2019-08-30 湖南大学 Lcl型并网逆变器小信号导纳建模与稳定性分析方法

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