CN112217378B - 基于指令前馈的三相lcl型联网变换器复合控制系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于指令前馈的三相LCL型联网变换器复合控制系统及方法，属于三相LCL型联网变换器领域，系统包括四个加法器、两个积分器、两个补偿器和两个前馈校正器；其中，第一积分器输入端连接第一加法器输出端，第三加法器的第一输入端连接第一积分器输出端，第二输入端连接第一补偿器输出端，第三输入端连接第一前馈校正器输出端；第三加法器输出d轴调制信号；第二积分器输入端连接第二加法器输出端，第四加法器第一输入端连接第二积分器输出端，第二输入端连接第二补偿器输出端，第三输入端连接至第二前馈校正器输出端；第四加法器输出q轴调制信号。该系统具有稳定性好、稳态精度高、动态响应波动小以及速度快的特点。

Description

基于指令前馈的三相LCL型联网变换器复合控制系统及方法

技术领域

本发明属于三相LCL型联网变换器领域，更具体地，涉及一种基于指令前馈的三相LCL型联网变换器复合控制系统及方法。

背景技术

有源电力滤波器及并网逆变器等联网设备可统称为联网变换器。考虑到联网变换器一般为三线制，为实现有功及无功功率的独立控制，通常在实施控制时选择在旋转坐标系下控制。然而，PARK变换会导致被控对象的旋转坐标轴之间引入耦合项，特别是LCL型滤波器，其耦合项更为复杂，解耦难度也远超过L型滤波器。而且，LCL型滤波器存在自身谐振峰问题，导致自身阻尼弱的问题。

针对三相LCL型联网变换器的耦合问题，现有文献大多采用简化解耦或现代控制等方法处理。简化解耦方法是把LCL滤波器看成L型滤波器，此时解耦反馈函数一般仅为比例项，易于实现。但由于其仅为对耦合的简化处理，未充分考虑被控对象全部状态信息，故解耦效果有限，系统输出仍会受到耦合扰动的影响。而反馈线性化等现代控制方法虽然解耦效果显著，但一般需要采样多个状态变量。尽管可以通过状态观测器代替对实际电量的采样以降低硬件成本，但另一方面，现代控制理论及设计过程往往非常复杂，而且控制系统存在三个以上的分立闭环结构，状态观测器的使用进一步增加了控制算法的复杂度，降低算法的可靠性。

针对三相LCL型联网变换器的弱阻尼问题，现有文献大多采用电容电流比例反馈方法处理。但是在参数设计过程中，并没有同时考虑解耦部分带来的相互影响。此外，外环电流控制器参数设计需要反复多次试凑或波特图方法，且控制效果不一定能达到最佳。

因此，受制于现有解耦控制的不足，LCL型联网变换器的有功及无功传输较难独立控制。且由于自身阻尼弱，LCL型联网变换器的稳定性能也不佳。这些因素极大限制了LCL型联网变换器的实际应用与推广。

发明内容

针对现有技术的缺陷和改进需求，本发明提供了一种基于指令前馈的三相LCL型联网变换器复合控制系统及方法，其目的在于解决现有技术中由于LCL型联网变换器在dq轴旋转坐标系实施控制时引入的耦合问题以及LCL滤波器自身阻尼弱的问题。

为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种基于指令前馈的三相LCL型联网变换器复合控制系统，包括：第一加法器、第二加法器、第三加法器、第四加法器、第一积分器、第二积分器、第一补偿器、第二补偿器、第一前馈校正器和第二前馈校正器；所述第一加法器的第一输入端用于接收网侧电流d轴给定量，所述第一加法器的第二输入端用于接收所述LCL型联网变换器输出的网侧电流d轴输出量，所述第一加法器用于将所述网侧电流d轴给定量与网侧电流d轴输出量相减以得到网侧电流d轴误差量；所述第一前馈校正器的输入端用于接收所述网侧电流d轴给定量；所述第一积分器的输入端连接至所述第一加法器的输出端；所述第一补偿器的输入端用于接收所述LCL型联网变换器的d轴状态量和q轴状态量；所述第三加法器的第一输入端连接至所述第一积分器的输出端，所述第三加法器的第二输入端连接至所述第一补偿器的输出端，所述第三加法器的第三输入端至所述第一前馈校正器的输出端，所述第三加法器的输出端输出d轴调制信号至所述LCL型联网变换器，以控制所述LCL型联网变换器，使得所述LCL型联网变换器输出的网侧电流d轴输出量跟随所述网侧电流d轴给定量的变化；所述第二加法器的第一输入端用于接收网侧电流q轴给定量，所述第二加法器的第二输入端用于接收所述LCL型联网变换器输出的网侧电流q轴输出量，所述第二加法器用于将所述网侧电流q轴给定量与网侧电流q轴输出量相减以得到网侧电流q轴误差量；所述第二前馈校正器的输入端用于接收所述网侧电流q轴给定量；所述第二积分器的输入端连接至所述第二加法器的输出端；所述第二补偿器的输入端用于接收所述LCL型联网变换器的d轴状态量和q轴状态量；所述第四加法器的第一输入端连接至所述第二积分器的输出端，所述第四加法器的第二输入端连接至所述第二补偿器的输出端，所述第四加法器的第三输入端至所述第二前馈校正器的输出端，所述第四加法器的输出端输出q轴调制信号至所述LCL型联网变换器，以控制所述LCL型联网变换器，使得所述LCL型联网变换器输出的网侧电流q轴输出量跟随所述网侧电流q轴给定量的变化。

更进一步地，通过协同控制方式设计所述第一补偿器的反馈传函和所述第一前馈校正器的比例系数，然后所述第三加法器对所述第一积分器的输出量、第一补偿器的输出量和第一前馈校正器的输出量进行相加处理后输出所述d轴调制信号；通过系统控制方式设计所述第二补偿器的反馈传函和所述第二前馈校正器的比例系数，然后所述第四加法器对所述第二积分器的输出量与第二补偿器的输出量先相减，再和第二前馈校正器的输出量进行相加处理后输出所述q轴调制信号。

更进一步地，所述第一前馈校正器和第二前馈校正器均为比例控制器。

更进一步地，所述第一补偿器和第二补偿器均包括两个比例微分控制器、两个比例控制器和一加法器，所述两个比例微分控制器和两个比例控制器的输出端均连接至所述一加法器的输入端。

更进一步地，所述d轴状态量包括电容电流d轴分量和所述网侧电流d轴输出量，所述q轴状态量包括电容电流q轴分量和所述网侧电流q轴输出量；所述电容电流d轴分量和电容电流q轴分量分别输入至所述第一补偿器的两个比例控制器中，以及分别输入至所述第二补偿器的两个比例控制器中；所述网侧电流d轴输出量和网侧电流q轴输出量分别输入至所述第一补偿器的两个比例微分控制器中，以及分别输入至所述第二补偿器的两个比例微分控制器中。

按照本发明的一个方面，提供了一种如上所述的基于指令前馈的三相LCL型联网变换器复合控制系统的控制方法，方法包括：依据所述LCL型联网变换器的主电路参数，调节所述系统中的所有控制参数，使得所述系统的复矢量闭环传递函数

和特征方程D_C(s)分别为：

D_C(s)＝D_{C_r}(s)+jD_{C_i}(s)

其中，所述复矢量闭环传递函数

和特征方程D_c(s)满足零极点的任意配置，i_2，dq为网侧电流d、q轴输出量的复矢量形式，其展开为i_2，dq＝i_2，d+ji_2，q，i_2，d为所述网侧电流d轴输出量，i_2，q为所述网侧电流q轴输出量，j表示为虚部算子；

为网侧电流d、q轴给定量的复矢量形式，其展开为

为所述网侧电流d轴给定量，

为所述网侧电流q轴给定量；G_inv为联网变换器等效增益；K_i为所述第一积分器和第二积分器的积分系数；K_ff为所述第一前馈校正器和第二前馈校正器的比例系数；s为拉普拉斯算子；D_{C_r}(s)表示为复矢量闭环特征方程的实部；D_{C_i}(s)表示为复矢量闭环特征方程的虚部；ω₀为基波角频率；L₁为LCL型联网变换器侧电感；L₂为LCL型联网变换器网侧电感；C为LCL型联网变换器滤波电容；所述第一补偿器和第二补偿器中反馈传函K_C1和K_C2均为比例控制器；所述第一补偿器和第二补偿器中反馈传函G_M1和G_M2均为比例微分控制器。

更进一步地，所述系统中零点z₀＝-hξω_n，闭环主导极点

非主导极点p₃＝-mξω_n以及非主导极点p₄＝-nξω_n；且调节后所述系统中的所有控制参数为：

K_C1＝L₁ξω_n(2+m+n)/G_inv

K_C2＝-3ω₀L₁/G_inv

e₁＝-2ω₀L₁L₂Cξω_n(2+m+n)/G_inv

其中，h为零点离虚轴距离与主导极点离虚轴距离的倍数；ξ为预期阻尼比；ω_n为预期自然角频率；m为一个非主导极点离虚轴距离与主导极点离虚轴距离的倍数；n为其他非主导极点离虚轴距离与主导极点离虚轴距离的倍数；d₀和d₁分别为反馈传函G_M1中的比例系数和微分系数；e₀和e₁分别为反馈传函G_M2中的比例系数和微分系数；ω_r为LCL型滤波器的谐振角频率。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：

(1)复合控制系统利用补偿器获取被控对象状态量信息，同时与前馈校正器和积分器协同作用构造出可实现零极点任意配置条件，实现了零极点灵活配置；与此同时，当主导极点中阻尼比配置成最佳值时，可显著改善三相LCL型联网变换器的阻尼特性；除此之外，由于复矢量闭环特征方程的虚部配置为零，实现了dq轴的完全解耦。换句话说，该复合控制系统可以显著改善三相LCL型联网变换器的阻尼特性，并同时实现dq轴完全解耦以及系统零极点的灵活配置。

(2)由于该复合控制系统的主导极点设计时可配置为最佳阻尼比，故大幅度增加相角裕度，使系统具有非常高的稳定性；在保证足够大的稳定裕量情况下也能扩大控制带宽，使得动态响应速度快、振荡幅度小。

(3)由于该复合控制系统有足够稳定裕量，即系统参数较大偏移时同样能稳定，因此能保证系统参数在较大范围变化时仍具有很强的鲁棒性，从而显著提高了三相LCL型联网变换器的抗扰动能力，在运行工况突变时输出电流仍能获得较好的响应波形。

(4)该复合控制系统利用零极点配置的参数设计方法能同时获得前馈校正器、积分器及补偿器等多个参数设计结果，因此其参数设计过程方便简洁，并能保证系统具有优越的动静态性能。

附图说明

图1为本发明实施例提出的基于指令前馈的三相LCL型联网变换器复合控制系统的示意图；

图2为三相LCL型联网变换器的主电路图；

图3为本发明实施例提出的基于指令前馈的三相LCL型联网变换器复合控制系统的方框图；

图4为图3所示系统中第一补偿器和第二补偿器的具体框图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

在本发明中，本发明及附图中的术语“第一”、“第二”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。

本发明针对三相LCL型联网变换器利用复矢量分析法，提出了一种基于指令前馈的三相LCL型联网变换器复合控制系统。在此基础上，对该复合控制系统的参数进行设计，可以同时实现有源阻尼、旋转坐标轴间的完全解耦，以及实现零极点的灵活配置从而显著改善动态性能。

参阅图1，结合图2-图4，对本发明实施例提供的基于指令前馈的三相LCL型联网变换器复合控制系统(以下简称复合控制系统)及方法进行详细描述。复合控制系统包括第一加法器、第二加法器、第三加法器、第四加法器、第一积分器、第二积分器、第一补偿器、第二补偿器、第一前馈校正器、第二前馈校正器、LCL型联网变换器、第一放大器和第二放大器。LCL型滤波器为被控对象，第一放大器和第二放大器为联网变换器等效增益。

三相LCL型联网变换器的控制在旋转坐标系下实施。首先，从被控对象中检测网侧电流d轴输出量、网侧电流q轴输出量以及其它d、q轴状态量(LCL型联网变换器中网侧电流d、q轴输出量也是状态量之一)。其次，将网侧电流d轴给定量

和网侧电流d轴输出量x_d比较后的误差量送入到第一积分器的输入端；同样地，将网侧电流q轴给定量

和网侧电流q轴输出量x_q比较后的误差量送入到第二积分器的输入端。然后，将LCL型联网变换器输出的状态量[a_d，a_q，b_d，b_q，...]^T输入第一补偿器，第一补偿器是一个反馈传递函数(简称反馈传函)或多个反馈传递函数的组合，通过协同控制方式设计第一积分器的积分系数、第一补偿器的反馈传函及第一前馈校正器的比例系数之后，然后在第三加法器中将第一积分器的输出量、第一补偿器的输出量及第一前馈校正器的输出量相加，所得到的值即为三相LCL型联网变换器的d轴调制信号，从而利用该d轴调制信号控制LCL型联网变换器，使得LCL型联网变换器输出的网侧电流d轴输出量跟随网侧电流d轴给定量的变化；同样地，将状态量[a_d，a_q，b_d，b_q，...]^T输入第二补偿器，第二补偿器是一个反馈传函或多个反馈传函的组合，通过协同控制方式设计第二积分器的积分系数、第二补偿器的反馈传函及第二前馈校正器的比例系数之后，然后在第四加法器中将第二积分器的输出量与第二补偿器的输出量相减之后再与第二前馈校正器的输出量相加，所得到的值即为三相LCL型联网变换器的q轴调制信号，从而利用该q轴调制信号控制LCL型联网变换器，使得LCL型联网变换器输出的网侧电流q轴输出量跟随网侧电流q轴给定量的变化。d、q轴调制信号分别经过第一放大器和第二放大器放大之后，即可得到三相LCL型联网型变换器的桥臂中点相电压对应的d、q轴电压u_inv，d及u_inv，q。该复合控制系统可以同时实现dq轴完全解耦、有源阻尼和系统零极点的任意配置。

图2给出了三相LCL型联网变换器的主电路图。参阅图2，L_1a、L_1b、L_1c分别为变换器侧A、B、C三相滤波电感。R_1a、R_1b、R_1c分别为变换器侧A、B、C三相滤波电感的综合等效电阻，该综合等效电阻考虑了电感的等效串联电阻、变换桥PWM死区效应、开关管导通压降以及线路电阻等阻尼因素。C_ab、C_bc、C_ca为A、B、C三相联网变换器的三角型结构滤波电容。L_2a、L_2b、L_2c分别为网侧A、B、C三相滤波电感。R_2a、R_2b、R_2c分别表示网侧A、B、C三相滤波电感的综合等效串联电阻。u_dc为直流端电压；u_inv，a、u_inv，b、u_inv，c为A、B、C三相桥臂中点相电压；u_C，a、u_C，b、u_C，c分别为A、B、C三相滤波电容相电压；i_1，b、i_1，b、i_1，c分别为变换器侧A、B、C三相滤波电感相电流；i_C，a、i_C，b、i_C，c分别为A、B、C三相滤波电容相电流。u_2，a、u_2，b、u_2，c分别为A、B、C三相电网电压；i_2，a、i_2，b、i_2，c分别为A、B、C三相电网电流。

参阅图2，利用KCL及KVL定理得到在ABC坐标系下主电路方程表达式，再经过CLARK变换和PRAK变换后，得到dq旋转坐标系下三相LCL型联网变换器主电路方程：

其中，u_inv，dq＝[u_inv，d，u_inv，q]^T表示三相LCL型联网变换器桥臂中点相电压对应的d、q轴电压；i_1，dq＝[i_1，d，i_1，q]^T表示三相LCL型联网变换器侧电感电流对应的d、q轴电流；u_C，dq＝[u_C，d，u_C，q]^T表示三相LCL型联网变换器的滤波电容相电压对应的d、q轴电压；i_C，dq＝[i_C，d，i_C，q]^T表示三相LCL型联网变换器的滤波电容相电流对应的d、q轴电流；u_2，dq＝[u_2，d，u_2，q]^T表示三相电网电压对应的d、q轴电压；i_2，dq＝[i_2，d，i_2，q]^T表示三相LCL型联网变换器网侧电流对应的d、q轴电流；ω₀表示基波角频率；j表示虚部算子。一般情况下，A、B、C三相LCL型联网变换器主电路参数一致，故可简单记：L_1a＝L_1b＝L_1c＝L₁，L_2a＝L_2b＝L_2c＝L₂，C_ab＝C_bc＝C_ca＝C/3，R_1a＝R_1b＝R_1c＝R₁，R_2a＝R_2b＝R_2c＝R₂。

图3为基于指令前馈的三相LCL型联网变换器复合控制系统的方框图，考虑到三相LCL型联网变换器的稳定性问题，故忽略综合等效串联电阻R₁和R₂以代表一种阻尼最恶劣的情况。进一步地，LCL型滤波器的谐振角频率ω_r为

第一积分器和第二积分器的传递函数均为G_i；第一补偿器和第二补偿器分别为G_com1和G_com2，详细说明参见图4。把网侧电流d、q轴输出量和电容电流d、q轴分量[i_2，d，i_2，q，i_C，d，i_C，q]^T送入第一补偿器，网侧电流d轴给定量i_2，d ^*与网侧电流d轴输出量i_2，d比较后的误差量送入到第一积分器的输入端，通过协同控制方式设计第一补偿器的反馈传函及第一前馈校正器的比例系数，然后将第一积分器的输出量、第一补偿器的输出量及第一前馈校正器的输出量相加，即得d轴调制波信号；与此同时，把网侧电流d、q轴输出量和电容电流d、q轴分量[i_2，d，i_2，q，i_C，d，i_C，q]^T送入第二补偿器，网侧电流q轴给定量i_2，q ^*与网侧电流q轴输出量i_2，q比较后的误差量送入到第二积分器的输入端，通过协同控制方式设计第二补偿器的反馈传函及第二前馈校正器的比例系数，然后将第二积分器的输出量与第二补偿器的输出量相减再和第二前馈校正器的输出量相加，即得q轴调制波信号。d、q轴调制信号经过联网型变换器增益G_inv后，得到三相LCL型联网型变换器的桥臂中点相电压对应的d、q轴u_inv，d及u_inv，q。由于该系统结合了前馈校正器、补偿器及积分器等多种控制策略，故称之为复合控制系统。

图4中示出了第一补偿器和第二补偿器的具体框图。参阅图4，第一补偿器和第二补偿器均包括两个比例微分控制器、两个比例控制器和一加法器，两个比例微分控制器和两个比例控制器的输出端均连接至该一加法器的输入端。d轴状态量包括电容电流d轴分量和网侧电流d轴输出量，q轴状态量包括电容电流q轴分量和网侧电流q轴输出量；电容电流d轴分量和电容电流q轴分量分别输入至第一补偿器的两个比例控制器中，以及分别输入至第二补偿器的两个比例控制器中；网侧电流d轴输出量和网侧电流q轴输出量分别输入至第一补偿器的两个比例微分控制器中，以及分别输入至第二补偿器的两个比例微分控制器中。

具体地，第一补偿器G_com1包括反馈传函-G_M1、反馈传函G_M2、反馈传函-K_C1和反馈传函K_C2，G_M1＝d₀+sd₁，d₀和d₁对应于G_M1的比例及微分系数。第一补偿器的输入端为网侧电流d轴输出量i_2，d、网侧电流q轴输出量i_2，q、滤波电容电流d轴分量i_c，d以及滤波电容电流q轴分量i_c，q，这四个状态量依次乘以-G_M1、G_M2、-K_C1以及K_C2，四个乘积之和即为第一补偿器的输出量。同样地，第二补偿器G_com2包括反馈传函G_M2、反馈传函G_M1、反馈传函K_C2和反馈传函K_C1，G_M2＝e₀+se₁，e₀和e₁对应于G_M2的比例和微分系数。第二补偿器的输入端为网侧电流d轴输出量i_2，d、网侧电流q轴输出量i_2，q、滤波电容电流d轴分量i_c，d以及滤波电容电流q轴分量i_c，q，这四个状态量依次乘以G_M2、G_M1、K_C2以及K_C1，四个乘积之和即为第二补偿器的输出量。需要说明的是，由于第一补偿器和第二补偿器采集被控对象LCL型联网变换器的状态信息，即采集电容电流和电网电流，这些状态信息经过由多个传递函数构成的补偿器之后，一起反馈到d轴和q轴调制信号中，这一补偿结构使得控制系统易及时对被控对象响应做出调整，以期达到预期的解耦效果。

在dq旋转坐标系下，PI控制器能无静差跟踪直流量，因此通常选择PI控制器。实际上，本实施例中仅积分控制器也能达到类似效果。在此基础上，可从整个系统闭环零极点配置角度出发，直接得到所需前馈校正器参数的设计方法。即提出应用于三相LCL联网变换器复合控制系统的参数设计方法。除此之外，对于图3中有补偿器和积分器部分，同样需要考虑参数设计问题。

结合图3可知，利用电机控制中复矢量分析法，将dq轴中的物理量(常规表示方法是矩阵形式)用复数形式来表示，其中d轴代表实部，q轴代表虚部。依据LCL型联网变换器的主电路参数，调节系统中的所有控制参数，以此类推可得到三相LCL型联网变换器由网侧电流d、q轴给定量到网侧电流d、q轴输出量的复矢量闭环传递函数

及特征方程D_C(s)分别为：

D_C(s)＝D_{C_r}(s)+jD_{C_i}(s)

其中，复矢量闭环传递函数

和特征方程D_C(s)能够实现零极点的任意配置，i_2，dq ^*表示三相LCL型联网变换器网侧电流给定量对应的d、q轴给定量的复矢量形式，其展开为

为网侧电流d轴给定量，

为网侧电流q轴给定量，j为虚部算子；i_2，dq为网侧电流d、q轴输出量的复矢量形式，其展开为i_2，dq＝i_2，d+ji_2，q，i_2，d为网侧电流d轴输出量，i_2，q为网侧电流q轴输出量；G_inv为三相LCL型联网变换器等效增益。第一积分器和第二积分器为I控制器G_i，且均表示为：

其中，K_i为积分系数，s是复变量。G_M1、G_M2、K_C1及K_C2表示第一补偿器和第二补偿器中引入的反馈传函。G_ff表示为第一前馈校正器和第二前馈校正器的比例系数，且均表示为：

G_ff＝K_ff

整理可得三相LCL型联网型变换器的特征方程D_C(s)为：

D_C(s)＝D_{C_r}(s)+jD_{C_i}(s)

其中，D_{C_r}(s)表示为复矢量闭环特征方程的实部；D_{C_i}(s)表示为复矢量闭环特征方程的虚部。

由于三相LCL型联网变换器自身阻尼弱，同时旋转坐标系下又引入三对耦合量，因而需要提高三相LCL型联网变换器的阻尼，以及实现dq轴完全解耦。若第一补偿器和第二补偿器中反馈传函G_M1和G_M2同时包含比例项和一阶微分项时，即定义G_M1＝d₀+sd₁及G_M2＝e₀+se₁，可实现三相LCL型联网变换器的有源阻尼及dq轴完全解耦控制。当期望配置系统闭环主导极点

非主导极点p₃＝-mξω_n以及p₄＝-nξω_n，零点z₀＝-hξω_n。根据状态空间理论配置闭环零极点，可得所有待定控制参数的表达式为：

K_C1＝L₁ξω_n(2+m+n)/G_inv

K_C2＝-3ω₀L₁/G_inv

e₁＝-2ω₀L₁L₂Cξω_n(2+m+n)/G_inv

其中，h为零点离虚轴距离与主导极点离虚轴距离的倍数；ξ为预期阻尼比；ω_n为预期自然角频率；m为一个非主导极点离虚轴距离与主导极点离虚轴距离的倍数；n为其他非主导极点离虚轴距离与主导极点离虚轴距离的倍数；d₀和d₁分别为反馈传函G_M1中的比例系数和微分系数；e₀和e₁分别为反馈传函G_M2中的比例系数和微分系数；ω_r为LCL型滤波器的谐振角频率。根据上述控制参数表达式并依次代入实际主电路参数和期望配置参数，即可得三相LCL型联网变换器复合控制系统中前馈校正器、积分器及补偿器所有参数。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种基于指令前馈的三相LCL型联网变换器复合控制系统，其特征在于，包括：第一加法器、第二加法器、第三加法器、第四加法器、第一积分器、第二积分器、第一补偿器、第二补偿器、第一前馈校正器和第二前馈校正器，所述第一前馈校正器和第二前馈校正器均为比例控制器；

所述第一加法器的第一输入端用于接收网侧电流d轴给定量，所述第一加法器的第二输入端用于接收所述LCL型联网变换器输出的网侧电流d轴输出量，所述第一加法器用于将所述网侧电流d轴给定量与网侧电流d轴输出量相减以得到网侧电流d轴误差量；

所述第一前馈校正器的输入端用于接收所述网侧电流d轴给定量；

所述第一积分器的输入端连接至所述第一加法器的输出端；

所述第一补偿器的输入端用于接收所述LCL型联网变换器的d轴状态量和q轴状态量；

所述第三加法器的第一输入端连接至所述第一积分器的输出端，所述第三加法器的第二输入端连接至所述第一补偿器的输出端，所述第三加法器的第三输入端连接至所述第一前馈校正器的输出端；

通过协同控制方式设计所述第一积分器的积分系数、所述第一补偿器的反馈传函和所述第一前馈校正器的比例系数，然后所述第三加法器对所述第一积分器的输出量、第一补偿器的输出量和第一前馈校正器的输出量进行相加处理后输出d轴调制信号至所述LCL型联网变换器，以控制所述LCL型联网变换器，使得所述LCL型联网变换器输出的网侧电流d轴输出量跟随所述网侧电流d轴给定量的变化；

所述第二加法器的第一输入端用于接收网侧电流q轴给定量，所述第二加法器的第二输入端用于接收所述LCL型联网变换器输出的网侧电流q轴输出量，所述第二加法器用于将所述网侧电流q轴给定量与网侧电流q轴输出量相减以得到网侧电流q轴误差量；

所述第二前馈校正器的输入端用于接收所述网侧电流q轴给定量；

所述第二积分器的输入端连接至所述第二加法器的输出端；

所述第二补偿器的输入端用于接收所述LCL型联网变换器的d轴状态量和q轴状态量；

所述第四加法器的第一输入端连接至所述第二积分器的输出端，所述第四加法器的第二输入端连接至所述第二补偿器的输出端，所述第四加法器的第三输入端连接至所述第二前馈校正器的输出端；

通过协同控制方式设计所述第二积分器的积分系数、所述第二补偿器的反馈传函和所述第二前馈校正器的比例系数，然后所述第四加法器对所述第二积分器的输出量与第二补偿器的输出量先相减，再和第二前馈校正器的输出量进行相加处理后输出q轴调制信号至所述LCL型联网变换器，以控制所述LCL型联网变换器，使得所述LCL型联网变换器输出的网侧电流q轴输出量跟随所述网侧电流q轴给定量的变化；

所述复合控制系统的主导极点可配置为最佳阻尼比。

2.如权利要求1所述的基于指令前馈的三相LCL型联网变换器复合控制系统，其特征在于，所述第一补偿器和第二补偿器均包括两个比例微分控制器、两个比例控制器和一加法器，所述两个比例微分控制器和两个比例控制器的输出端均连接至所述一加法器的输入端。

3.如权利要求2所述的基于指令前馈的三相LCL型联网变换器复合控制系统，其特征在于，所述d轴状态量包括电容电流d轴分量和所述网侧电流d轴输出量，所述q轴状态量包括电容电流q轴分量和所述网侧电流q轴输出量；所述电容电流d轴分量和电容电流q轴分量分别输入至所述第一补偿器的两个比例控制器中，以及分别输入至所述第二补偿器的两个比例控制器中；所述网侧电流d轴输出量和网侧电流q轴输出量分别输入至所述第一补偿器的两个比例微分控制器中，以及分别输入至所述第二补偿器的两个比例微分控制器中。

4.如权利要求1-3任一项所述的基于指令前馈的三相LCL型联网变换器复合控制系统的控制方法，其特征在于，方法包括：依据所述LCL型联网变换器的主电路参数，调节所述系统中的所有控制参数，使得所述系统的复矢量闭环传递函数

和特征方程D_C(s)分别为：

D_C(s)＝D_{C_r}(s)+jD_{C_i}(s)

其中，所述复矢量闭环传递函数

和特征方程D_C(s)满足零极点的任意配置，i_2,dq为网侧电流d、q轴输出量的复矢量形式，其展开为i_2,dq＝i_2,d+ji_2,q，i_2,d为所述网侧电流d轴输出量，i_2,q为所述网侧电流q轴输出量，j表示为虚部算子；

为网侧电流d、q轴给定量的复矢量形式，其展开为

为所述网侧电流d轴给定量，

为所述网侧电流q轴给定量；G_inv为联网变换器等效增益；K_i为所述第一积分器和第二积分器的积分系数；K_ff为所述第一前馈校正器和第二前馈校正器的比例系数；s为拉普拉斯算子；D_{C_r}(s)表示为复矢量闭环特征方程的实部；D_{C_i}(s)表示为复矢量闭环特征方程的虚部；ω₀为基波角频率；L₁为LCL型联网变换器侧电感；L₂为LCL型联网变换器网侧电感；C为LCL型联网变换器滤波电容；所述第一补偿器和第二补偿器中反馈传函K_C1和K_C2均为比例控制器；所述第一补偿器和第二补偿器中反馈传函G_M1和G_M2均为比例微分控制器。

5.如权利要求4所述的控制方法，其特征在于，所述系统中零点z₀＝-hξω_n，闭环主导极点

非主导极点p₃＝-mξω_n以及非主导极点p₄＝-nξω_n；且调节后所述系统中的所有控制参数为：

K_C1＝L₁ξω_n(2+m+n)/G_inv

K_C2＝-3ω₀L₁/G_inv

e₁＝-2ω₀L₁L₂Cξω_n(2+m+n)/G_inv

其中，h为零点离虚轴距离与主导极点离虚轴距离的倍数；ξ为预期阻尼比；ω_n为预期自然角频率；m为一个非主导极点离虚轴距离与主导极点离虚轴距离的倍数；n为其他非主导极点离虚轴距离与主导极点离虚轴距离的倍数；d₀和d₁分别为反馈传函G_M1中的比例系数和微分系数；e₀和e₁分别为反馈传函G_M2中的比例系数和微分系数；ω_r为LCL型滤波器的谐振角频率。

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