CN110661440B - 基于非线性自抗扰控制的单相pwm整流器优化方法及系统 - Google Patents

基于非线性自抗扰控制的单相pwm整流器优化方法及系统 Download PDF

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Abstract

本公开公开了一种基于非线性自抗扰控制的单相PWM整流器优化方法和系统，采用电压外环与电流内环的双闭环控制方式，其中前者采用非线性自抗扰控制技术的方法，而后者采用单相DQ电流解藕控制的方法。相对于传统单相DQ电流解藕控制的电压外环采用PI控制，电压外环采用非线性自抗扰控制技术比上述方法以及线性的自抗扰控制技术，可以在实现网侧单位功率因数稳定运行及直流侧电压稳定控制的基础上，使系统动态响应速度更快，抗扰能力比以往的设计方法更强。

Description

基于非线性自抗扰控制的单相PWM整流器优化方法及系统
技术领域
本公开涉及单向PWM整流技术，尤其涉及一种基于非线性自抗扰控制的单相PWM整流器动态性能优化方法，属于智能控制技术以及电力电子变换技术的领域范围。
背景技术
本部分的陈述仅仅是提供了与本公开相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。
单相PWM整流器较二极管不控整流具有功率因数高、能量流动可逆性以及输入电流正弦化等优点。在实际的电力行业有诸多的应用，比如，太阳能的光伏并网发电技术、铁路的机车牵引以及平时可见的电动汽车的充电技术等。目前，直接电流控制和直接功率控制是单相PWM整流器的主要两种控制策略，前者控制策略包括有预测电流、电流解耦、瞬态电流以及滞环电流控制等，后者控制策略包括有功率预测控制以及滞环开关表控制等。
在实际中，采用基于PR控制器的瞬态电流控制和电流解耦控制策略，可以实现控制交流电流的达到零稳态误差的目的。电流内环PR控制方法，对于消除稳态电流误差就有比较好的作用，但是会受到网侧电压频率的影响比较大，而且，其稳定裕度较小；而通过首先将静止的α-β坐标系下的交流正弦量转化为同步旋转d-q坐标系下的直流量，然后使用PI控制，这样就可以实现交流电流达到零稳态误差控制的目的，以其实现对系统稳态性能的良好控制，是DQ电流解耦控制可以取得了较广泛的应用的原因。但是DQ电流解耦控制方法在实现过程中采用了多个PI环节，导致系统的动态响应速度变慢，并且在负载发生变化或者存在扰动影响时，就很难有效的抑制直流侧输出电压波动。所以将整个PI控制环节换成非线性的自抗扰控制，非线性的自抗扰控制方法可以达到比线性的自抗扰控制方法更快的响应速度，更快的估计扰动，扰动的估计精度更高，更好的抑制扰动的影响，实现有效的抑制直流侧输出电压波动的影响。
发明内容
本公开为了解决上述问题，提出了一种基于非线性自抗扰控制的单相PWM整流器优化方法及系统，基于非线性自抗扰控制技术的单相PWM整流器在实现网侧单位功率因数稳定运行及直流侧电压稳定控制的基础上，使得控制系统具有更好的动态响应性能和抵抗扰动的性能。
为了实现上述目的，本公开采用如下技术方案：
本公开提出一种基于非线性自抗扰控制的单相PWM整流器优化方法，该方法采用电压外环和电流内环双闭环控制，其中前者采用非线性自抗扰控制技术的方法，而后者采用了单相DQ电流解耦控制的方法，具体内容的实现包括如下步骤：
(1)根据基尔霍夫电压定律KVL，得出单相PWM整流器在旋转坐标系下的网侧交流电压的有功直流分量isd和输出直流电压udc的模型：
Figure GDA0002835870520000021
其中，Usd网侧交流电压分量，RL交流侧等效电阻，C直流滤波电容；
所述步骤(1)中，通过设计一阶的非线性自抗扰控制器进行电压外环控制，从而得到电流内环控制中有功分量的给定值isd *；
(2)采用单相DQ电流解耦控制方法进行电流内环控制，通过构造虚拟分量的方法得到网侧电压、电流的矢量形式，进而通过静止/旋转坐标变换得到单相PWM整流器在旋转坐标系下的模型；
(3)对电流内环解耦控制得到的输出量进行旋转/静止坐标变换，得到作为单相PWM整流器控制的正弦波，并且采用单极性调制的方式产生控制整流器开关管通断的PWM信号。
进一步的，所述步骤(1)中，非线性自抗扰控制器由三部分组成：非线性跟踪微分器、非线性扩张状态观测器以及非线性状态误差反馈控制率。
进一步的，所述非线性的跟踪微分器为：
Figure GDA0002835870520000031
其中u＝fhan(udc1-u* dc,udc2,r,h)可以表示为：
Figure GDA0002835870520000032
各参数定义为：fsg(x,d)＝(sign(x+d)-sign(x-d))/2，r为可调系数，r越大，跟踪速度越快，而且对噪声有很好的滤除作用，u* dc为目标值，h为步长，h0为滤波因子，udc1为非线性跟踪微分器的输出，udc2是udc1的微分信号；
Figure GDA0002835870520000033
表示对非线性跟踪微分器输出的一次求导，
Figure GDA0002835870520000034
表示对udc1的微分的一次求导。
进一步的，所述非线性的扩张状态观测器为：
Figure GDA0002835870520000041
各参数的定义为，e是系统误差，udc为直流输出电压，
Figure GDA0002835870520000042
为输出电压的状态估计值，
Figure GDA0002835870520000043
为扰动的估计值，g1，g2，ε为可调参数，ε的值越小，调整误差越小，g1，g2的值越大估计值收敛越快，b为补偿因子，uc为控制量；
Figure GDA0002835870520000044
表示对输出电压的状态估计值的一次求导，
Figure GDA0002835870520000045
表示对扰动估计值的一次求导。
进一步的，所述非线性的状态误差反馈率以及组合为：
Figure GDA0002835870520000046
式中各参数为：udc1为非线性跟踪微分器的输出，
Figure GDA0002835870520000047
为输出电压的状态估计值，k为可调系数，i* sd为生成的轴电流给定值，p为一组设定的参数值；e1是非线性的状态误差反馈率下的系统误差。
一种基于非线性自抗扰控制的单相PWM整流器优化系统，包括，
单相PWM整流器，用于根据基尔霍夫电压定律KVL，得出单相PWM整流器在旋转坐标系下的网侧交流电压的有功直流分量isd和输出直流电压udc的模型；
非线性自抗扰控制器，用于对单相PWM整流器进行电压外环控制，得到电流内环控制中有功分量的给定值isd *；
单相DQ电流解耦控制器，用于对单相PWM整流器进行电流内环控制，构造虚拟分量的方法得到网侧电压、电流的矢量形式，进而通过静止/旋转坐标变换得到单相PWM整流器在旋转坐标系下的模型。
进一步的，所述单相DQ电流解耦控制器中，对电流内环解耦控制得到的输出量进行旋转/静止坐标变换，得到作为单相PWM整流器控制的正弦波，并且采用单极性调制的方式产生控制整流器开关管通断的PWM信号。
与现有技术相比，本公开的有益效果为：
1、本公开中的电压外环采用非线性自抗扰控制技术，相对于传统单相DQ电流解耦控制的电压外环采用PI控制，电压外环采用非线性自抗扰控制技术比上述方法以及线性的自抗扰控制技术，可以在实现网侧单位功率因数稳定运行及直流侧电压稳定控制的基础上，使系统动态响应速度更快，抗扰能力比以往的设计方法更强。
2、本公开所设计的方法可以使系统的鲁棒性好，不会对采样精度产生过度的依赖。
3、基于非线性自抗扰控制的单相PWM整流器优化方法，非线性跟踪微分器获取微分信号的响应速度更快，跟踪精度更高，最大的节省时间，对于扰动信号的干扰，非线性扩张状态观测器可以获得更加精确的扰动估计值，速度更快，从而抵消扰动的效果也会更好，使系统的抗干扰性能更强。
4、非线性自抗扰控制与线性自抗扰控制相比，速度更快，估计精度更高，对噪声的抑制效果也更好，不需要选取较大的增益系数，便可以实现控制目的。
附图说明
构成本公开的一部分的说明书附图用来提供对本公开的进一步理解，本公开的示意性实施例及其说明用于解释本公开，并不构成对本公开的不当限定。
图1为本公开的电压外环非线性自抗扰控制系统的结构框图；
图2为本公开的单相PWM整流器电流内环的DQ解耦控制结构框图；
图3为本公开的单相PWM整流器控制系统的电路结构图；
图4为本公开的基于非线性自抗扰控制的单相PWM整流器控制系统的模型框图。
具体实施方式：
下面结合附图与实施例对本公开做进一步说明。
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本公开提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本公开所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本公开的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
基于非线性自抗扰控制的单相PWM整流器优化方法，该方法采用电压外环与电流内环的双闭环控制方式，其中前者采用非线性自抗扰控制技术的方法，而后者采用单相DQ电流解耦控制的方法；具体内容的实现步骤包括如下：
1、根据用基尔霍夫电压定律KVL，推导出单相PWM整流器在旋转坐标系下的网侧交流电压的有功直流分量isd和输出直流电压udc的数学模型：
Figure GDA0002835870520000061
非线性自抗扰控制器具有响应速度更快，估计精度更高，对噪声的抑制效果也更好，抗干扰性更强，算法相对简单，不需要选取较大的增益系数，便可以实现控制目的，易于实现等特点。非线性自抗扰控制器主要由三部分组成：非线性跟踪微分器、非线性扩张状态观测器以及非线性状态误差反馈控制率。如图1所示。
本公开是在原有的单相PWM整流器的电压外环的PI控制，用非线性自抗扰控制器将其进行替换，非线性自抗扰控制器的引入需得到整流器的输出直流电压udc与输入交流电流的直流分量isd之间的关系。我们可以假设此系统为理想系统，所以不考虑其附加损耗，此时交流侧输入功率与直流侧输出功率便是相等的，即为：
Pac＝Pdc (2)
当电流的内环采用单相DQ电流解耦控制时，如图2所示，Pac，Pdc的表达式分别表示为：
Figure GDA0002835870520000071
Figure GDA0002835870520000072
通过(2)、(3)、(4)式，可以得到下式
Figure GDA0002835870520000073
根据(5)式，我们可以对电压外环进行一阶非线性自抗扰控制器的设计，从而得到电流内环控制中有功分量的给定值i* sd。
对于单相PWM整流器而言，当系统在单位功率因数工况运行时，存在usq＝0，由(5)式便可以得到(1)式。从(1)式我们可以得到，电压外环为一阶方程，所以可以按照一阶非线性自抗扰控制进行电压外环的设计。
1)设计非线性的跟踪微分器(NLTD)为：
Figure GDA0002835870520000081
(6)式中，其中u＝fhan(udc1-u* dc,udc2,r,h)表示为：
Figure GDA0002835870520000082
上式(6)、(7)的各参数定义为：fsg(x,d)＝(sign(x+d)-sign(x-d))/2，r为可调系数，r越大，跟踪速度越快，而且对噪声有很好的滤除作用，u* dc为目标值，h为步长，h0为滤波因子，参数h0的扩大，可以起到很好的滤波效果，udc1为非线性跟踪微分器的输出，udc2是udc1的微分信号。通过查阅文献资料可以得出，扩大滤波因子h0是增强滤波效果的有效手段。
2)设计非线性的扩张状态观测器(NLESO)为：
Figure GDA0002835870520000083
式(8)中各参数的定义为，udc为直流输出电压，
Figure GDA0002835870520000084
为输出电压的状态估计值，
Figure GDA0002835870520000085
为扰动的估计值，g1，g2，ε为可调参数，ε的值越小，调整误差越小，g1，g2的值越大估计值收敛越快。
3)设计非线性的状态误差反馈率(NLSEF)以及组合为：
Figure GDA0002835870520000091
式中各参数为：k为可调系数，i* sd为生成的轴电流给定值，p为一组设定的参数值。
2、为了实现对单相PWM整流器电流内环的解耦控制，设计如下方法：
图2为单相PWM整流器电流内环的DQ解耦控制系统的结构框图，其中忽略了网侧电阻的大小，PI控制中被控量为isd，isq，并且将变量isd，isq进行前馈控制。
电流内环的控制采用单相DQ电流解耦控制的方法，首先通过构造虚拟分量的设计方法得到网侧电压、电流的矢量形式，然后通过静止/旋转坐标变换得到变换器在d-q旋转坐标系下的数学模型。
由于单相PWM整流器无法构成电压与电流矢量，原因是：交流电压和交流电流只有一项。因此，通过构造一个滞后于实际网侧电压和电流90°虚拟的电压和电流量，然后将两者相加之后就可以获得电压与电流矢量的数学表达式，最后可以通过静止/旋转坐标变换得到单相PWM整流器在旋转坐标系下的数学模型。
通过变化和推导，获得在d-q旋转坐标系下单相电压型PWM整流器的数学模型表达式为：
Figure GDA0002835870520000092
3、对电流内环解耦控制得到的输出量进行旋转/静止坐标变换，得到作为单相PWM整流器控制的正弦波，并且采用单极性调制的方式产生控制整流器开关管通断的PWM信号。
一种基于非线性自抗扰控制的单相PWM整流器优化系统，包括，
单相PWM整流器，用于根据基尔霍夫电压定律KVL，得出单相PWM整流器在旋转坐标系下的网侧交流电压的有功直流分量isd和输出直流电压udc的模型；
非线性自抗扰控制器，用于对单相PWM整流器进行电压外环控制，得到电流内环控制中有功分量的给定值isd *；
单相DQ电流解耦控制器，用于对单相PWM整流器进行电流内环控制，构造虚拟分量的方法得到网侧电压、电流的矢量形式，进而通过静止/旋转坐标变换得到单相PWM整流器在旋转坐标系下的模型。
进一步的，所述单相DQ电流解耦控制器中，对电流内环解耦控制得到的输出量进行旋转/静止坐标变换，得到作为单相PWM整流器控制的正弦波，并且采用单极性调制的方式产生控制整流器开关管通断的PWM信号。
以上仅为本公开的优选实施例而已，并不用于限制本公开，对于本领域的技术人员来说，本公开可以有各种更改和变化。凡在本公开的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。
上述虽然结合附图对本公开的具体实施方式进行了描述，但并非对本公开保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本公开的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本公开的保护范围以内。

Claims (5)

1.基于非线性自抗扰控制的单相PWM整流器优化方法，其特征是：
采用电压外环和电流内环双闭环控制，其中电压外环控制采用非线性自抗扰控制技术的方法，而电流内环控制采用单相DQ电流解耦控制的方法，包括如下步骤：
(1)根据基尔霍夫电压定律KVL，得出单相PWM整流器在旋转坐标系下的网侧交流电压的有功直流分量isd和输出直流电压udc的模型：
Figure FDA0002835870510000011
其中，Usd网侧交流电压分量，RL交流侧等效电阻，C直流滤波电容；
(2)采用单相DQ电流解耦控制方法进行电流内环控制，通过构造虚拟分量的方法得到网侧电压、电流的矢量形式，进而通过静止/旋转坐标变换得到单相PWM整流器在旋转坐标系下的模型；
(3)对电流内环解耦控制得到的输出量进行旋转/静止坐标变换，得到作为单相PWM整流器控制的正弦波，并且采用单极性调制的方式产生控制整流器开关管通断的PWM信号；
非线性自抗扰控制技术中采用非线性自抗扰控制器，包括：非线性跟踪微分器、非线性扩张状态观测器以及非线性状态误差反馈控制率；
所述非线性扩张状态观测器为：
Figure FDA0002835870510000012
各参数的定义为，udc为直流输出电压，
Figure FDA0002835870510000013
为输出电压的状态估计值，
Figure FDA0002835870510000014
为扰动的估计值，g1，g2，ε为可调参数，ε的值越小，调整误差越小，g1，g2的值越大估计值收敛越快，b为补偿因子，uc为控制量；e是系统误差；
Figure FDA0002835870510000021
表示对输出电压的状态估计值的一次求导，
Figure FDA0002835870510000022
表示对扰动估计值的一次求导。
2.如权利要求1所述的基于非线性自抗扰控制的单相PWM整流器优化方法，其特征是，
所述步骤(1)中，通过设计非线性自抗扰控制器进行电压外环控制，从而得到电流内环控制中有功分量的给定值isd *。
3.如权利要求1所述的基于非线性自抗扰控制的单相PWM整流器优化方法，其特征是，
所述非线性跟踪微分器为：
Figure FDA0002835870510000023
其中u＝fhan(udc1-u* dc，udc2，r，h)表示为：
Figure FDA0002835870510000024
各参数定义为：fsg(x，d)＝(sign(x+d)-sign(x-d))/2，r为可调系数，r越大，跟踪速度越快，而且对噪声有很好的滤除作用，u* dc为目标值，h为步长，h0为滤波因子，udc1为非线性跟踪微分器的输出，udc2是udc1的微分信号；
Figure FDA0002835870510000025
表示对非线性跟踪微分器输出的一次求导，
Figure FDA0002835870510000026
表示对udc1的微分的一次求导。
4.如权利要求1所述的基于非线性自抗扰控制的单相PWM整流器优化方法，其特征是，
所述非线性状态误差反馈率以及组合为：
Figure FDA0002835870510000031
式中各参数为：e1是非线性的状态误差反馈率下的系统误差，udc1为非线性跟踪微分器的输出，
Figure FDA0002835870510000032
为输出电压的状态估计值，k为可调系数，i* sd为生成的轴电流给定值，p为一组设定的参数值。
5.基于非线性自抗扰控制的单相PWM整流器优化系统，包括，
单相PWM整流器，用于根据基尔霍夫电压定律KVL，得出单相PWM整流器在旋转坐标系下的网侧交流电压的有功直流分量isd和输出直流电压udc的模型；
非线性自抗扰控制器，用于对单相PWM整流器进行电压外环控制，得到电流内环控制中有功分量的给定值isd *；
单相DQ电流解耦控制器，用于对单相PWM整流器进行电流内环控制，构造虚拟分量的方法得到网侧电压、电流的矢量形式，进而通过静止/旋转坐标变换得到单相PWM整流器在旋转坐标系下的模型；
非线性自抗扰控制技术中采用非线性自抗扰控制器，包括：非线性跟踪微分器、非线性扩张状态观测器以及非线性状态误差反馈控制率；
所述非线性扩张状态观测器为：
Figure FDA0002835870510000041
各参数的定义为，udc为直流输出电压，
Figure FDA0002835870510000042
为输出电压的状态估计值，
Figure FDA0002835870510000043
为扰动的估计值，g1，g2，ε为可调参数，ε的值越小，调整误差越小，g1，g2的值越大估计值收敛越快，b为补偿因子，uc为控制量；e是系统误差；
Figure FDA0002835870510000044
表示对输出电压的状态估计值的一次求导，
Figure FDA0002835870510000045
表示对扰动估计值的一次求导；
所述单相DQ电流解耦控制器中，对电流内环解耦控制得到的输出量进行旋转/静止坐标变换，得到作为单相PWM整流器控制的正弦波，并且采用单极性调制的方式产生控制整流器开关管通断的PWM信号。
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