CN116316866A - 一种基于滑模控制的光伏并网逆变器控制方法 - Google Patents
一种基于滑模控制的光伏并网逆变器控制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明属于电力系统领域,公开了一种基于滑模控制的光伏并网逆变器控制方法。该方法:首先,选取误差及其积分构造滑模面,保证系统在整个运行过程中具有鲁棒性;其次,电压外环采用变指数趋近律,引入变速项,自适应调节系统的收敛速度,并引入双曲正切函数,使切换函数连续化,减弱系统抖振;电流内环结合超螺旋算法,将传统滑模中的高频抖振信号转移到高阶导数中,使输出的控制信号连续,从而减弱抖振;并采用有源阻尼法抑制滤波器产生的谐振尖峰。最后,通过Matlab/Simulink仿真分析,表明在系统参数改变和外界因素影响的条件下,该控制方法能使系统快速到达稳态,并有效减少并网电流谐波畸变,增强了系统的鲁棒性,证明了所提控制方法的有效性与可行性。
Description
技术领域
本发明属于电力系统领域,具体为一种基于滑模控制的光伏并网逆变器控制方法。
背景技术
并网逆变器作为光伏(PV)并网系统的核心设备,它的性能与整个系统的运行效率息息相关。为了获得高品质的并网电流,降低谐波畸变,国内外学者对逆变器的控制进行了大量的研究。LCL型滤波器相对于L型滤波器具有体积小、频率抑制性能好等优点,但由于是三阶滤波器,其固有谐振会使系统稳定性下降。有研究为解决谐振尖峰问题,将电阻串联在滤波电容上,增大了系统的损耗。还有研究采用有源阻尼法,不增加任何器件,节约了系统成本。
并网逆变器通常采用PI控制、准PR控制、重复控制等。文章《光伏发电系统并网逆变器电压电流双闭环控制仿真研究》采用PI控制,系统动态性能达标,但并网电流THD较大。文章《采用LCL滤波器的三相光伏并网逆变器准PR控制》采用准PR控制,动态响应较快且有较强的鲁棒性,然而,系统的动态性能会受自身带宽的影响,带宽减小,动态性能随之降低。文章《基于LCL光伏逆变器并网电流的重复控制研究》采用重复控制,降低了并网电流THD,但它的动态性能不佳,会受到周期延迟的影响。这些控制虽实现简单,容易设计,但当受到外界因素和不确定性的影响时,难以保证其鲁棒性和稳定性。
当系统参数变化时,滑模控制(SMC)受影响甚小,体现它的强鲁棒性和优异的动态性能,因此获得很多关注。它的运动过程包括趋近运动和滑动运动,而它只在滑动模态有鲁棒性;由于SMC是不断切换的,必然会产生抖振,从而导致系统振荡。高阶滑模控制由于其简单、鲁棒性好、能有效抑制抖振等特点,是目前解决滑模抖振的一种新的控制手段。
综上,本文综合考虑鲁棒性与稳定性,提出一种针对LCL型光伏并网逆变器的改进型双闭环滑模控制((以下用“改进型SMC”代替))方法。
发明内容
针对LCL型光伏并网逆变器采用PI控制导致系统动态特性和鲁棒性达不到理想要求的问题,本发明提供了一种基于滑模控制的光伏并网逆变器控制方法。首先,选取误差及其积分构造滑模面,消除稳态误差,使系统实现全局鲁棒;其次,电压外环结合变指数趋近律设计滑模控制;电流内环采用超螺旋滑模控制(STC),并采用有源阻尼抑制谐振;然后,利用Lyapunov函数证明了光伏并网系统的稳定性;最后,通过仿真分析,验证了所提出方法的有效性。
为了达到上述目的,本发明采用了下列技术方案:
一种基于滑模控制的光伏并网逆变器控制方法,包括以下步骤:
步骤1,选取误差及其积分构造电压外环和电流内环滑模面,并通过选取合适的积分初值,消除稳态误差,使系统实现全局鲁棒;
步骤2,电压外环采用变指数趋近律,引入变速项,自适应调节光伏并网系统的收敛速度,并引入双曲正切函数,使切换函数连续化,减弱系统抖振;电流内环结合超螺旋算法,将传统滑模中的高频抖振信号转移到高阶导数中,使输出的控制信号连续,从而减弱抖振;并采用有源阻尼法抑制滤波器产生的谐振尖峰;
步骤3,利用Lyapunov函数证明光伏并网系统的稳定性。
进一步,所述步骤1中选取误差及其积分构造电压外环滑模面,并通过选取合适的积分初值,消除稳态误差的具体过程为:
定义电压跟踪误差为:
选取误差及其积分构造滑模面,其表达式为:
式中,λ为控制增益,且大于零,t为运行时间;
选取积分初值为:
式中:e(0)表示电压误差在零时刻的值。
进一步,所述步骤1中选取误差及其积分构造电流内环滑模面,并通过选取合适的积分初值,消除稳态误差的具体过程为:
定义电流误差为:
选取误差及其积分构造滑模面为:
式中:s1、s2分别为d轴、q轴电流误差构造的滑模面,λ1为控制增益,且大于零,t为运行时间;
选取积分初值为:
式中:e1(0)、e2(0)表示d轴、q轴电流误差在零时刻的值。
进一步,所述步骤2中电压外环采用变指数趋近律,引入变速项,自适应调节系统的收敛速度,并引入双曲正切函数,使切换函数连续化,减弱系统抖振的具体过程为:
步骤2.1提出一种变指数趋近律,其表达式为:
式中:||X||P为变量X的p阶范数;s为滑模面函数;ε、q为增益参数,且大于零;该趋近律由两项组成,-ε||X||Psgn(s)为变速项,-qs为指数项;初始时刻,状态变量距离滑模面较远,即趋近运动,系统是以变速和指数两种速率运动,系统的速度随||X||P增大而增大,系统到达滑模面时间缩短;状态变量接近滑模面,即滑动运动,-qs逐渐减小直至为零,此时变速项占主导地位,系统的速度随||X||P减小而减小,直至为零,即sgn(s)的系数为零,抖振得到抑制;
步骤2.2为了进一步抑制抖振,对sgn(s)进行平滑化处理,用双曲正切函数代替;其表达式为:
相比sgn(s),它是一个在-1~1之间变化的连续函数,且斜率可以随着常数ε的大小而变化,ε越大,斜率越小,曲线越平滑;ε越大,曲线越接近sgn(s);式中,e为电压跟踪误差;
步骤2.3控制器设计
结合式(9),对式(2)求导可得式(10):
式中,udc为直流侧电容器两端电压,Cdc为直流侧电容、iPV为光伏电池的输出电流、ugd为网侧电压在d轴上的分量,igd为网侧电流的d轴分量,分别为电压误差构造的滑模面函数s、电压误差e、直流侧电容器两端电压udc的导数,λ为控制增益,且大于零;
进一步,所述步骤2中电流内环结合超螺旋算法,将传统滑模中的高频抖振信号转移到高阶导数中,使输出的控制信号连续,从而减弱抖振;并采用有源阻尼法抑制滤波器产生的谐振尖峰的具体过程为:
超螺旋滑模控制是一种结合超螺旋算法设计的二阶滑模控制,相比传统指数趋近律,超螺旋算法是将切换项sgn(s)放到高阶导数中,从而使控制信号连续,达到抑制抖振的效果,其表达式为:
式中:α、β为可调控制参数,且α、β>0,s为滑模面函数,由上式可以看出,超螺旋算法包括两个部分,第一部分us1是一个连续的滑模面函数,第二部分us2是在时间上对滑模面积分,将sgn(s)转移到控制律的一阶导中,不再直接影响控制律,使输出的控制信号连续,从而抑制抖振,
选取控制律为等效控制结合超螺旋算法,故光伏并网逆变器在dq坐标系下的状态方程中的Sd、Sq可表示为:
式中:ueq1、ueq2分别为d轴和q轴的等效控制律,ust1、ust2分别为d轴和q轴的超螺旋算法;
光伏并网逆变器在dq坐标系下的状态方程为:
式中:L=L1+L2,L1为逆变器侧电感,L2为电网侧电感;R=R1+R2,R1和R2分别为电感L1和L2的寄生电阻;udc为直流侧电容器两端电压;id、iq、ugd、ugq、Sd、Sq为网侧电流、网侧电压、开关函数在d、q轴上的分量,ω为角频率,
结合式(14),对式(5)求导,可得式(15):
结合式(12)、式(13)和式(16),可得电流内环的控制方程为:
进一步,所述步骤3中利用Lyapunov函数证明光伏并网系统的有效性具体为:
针对电压外环:定义Lyapunov函数为V=0.5s2,对其求导得:
针对电流内环:定义Lyapunov函数为V=0.5sTs,对其求导得:
与现有技术相比本发明具有以下优点:
1)本发明通过选取误差及其误差积分构造滑模面,并通过选取合适的积分初值,消除了稳态误差,克服了传统SMC只在滑动模态有鲁棒性的缺陷,使系统在整个过程中具有鲁棒性。电压外环控制采用变指数趋近律,减弱抖振,使系统的收敛速度得以自适应调节;电流内环控制结合超螺旋算法,对不连续的切换项进行积分,使输出的控制量连续,减弱抖振。
2)本发明所提的改进型SMC,使系统并网电流质量得到很大改善;在系统参数变化和光照强度改变的情况下,能快速恢复稳定,且波动较小,体现了强鲁棒性的特点。
附图说明
图1为LCL型三相光伏逆变并网系统结构图。
图2为光伏并网系统控制框图。
图3为传统指数趋近律与本发明的变指数趋近率、超螺旋算法控制律的对比。
图4为改进型SMC下A相并网电压与电流波形。
图5为3种控制下并网电流谐波分析;(a)为PI控制;(b)为传统SMC;(c)为改进型SMC。
图6为改变网侧电感后A相并网电流及系统无功功率;(a)为PI控制;(b)为传统SMC;(c)为改进型SMC。
图7为并网电流谐波分析;(a)为PI控制;(b)为传统SMC;(c)为改进型SMC。
图8为直流母线电压波形。
具体实施方式
下面结合本发明实施例和附图,对本发明的技术方案进行具体、详细的说明。应当指出,对于本领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明原理的前提下,还可以做出若干变型和改进,这些也应视为属于本发明的保护范围。
1、三相光伏并网逆变器拓扑结构及数学模型
光伏并网系统为两极式,Boost电路采用MPPT控制,DC/AC逆变电路采用改进型SMC;并采用LCL型滤波器进行滤波。其拓扑结构如图1所示。图1中,D为二极管;iPV为光伏输出电流;iC为电容电流;iinv为流入逆变器的电流;Cdc为直流侧电容;V0~V6为IGBT开关管;L1为逆变器侧电感;C为滤波电容;L2为电网侧电感;R1和R2分别为电感L1和L2的寄生电阻;ug为网侧电压。
光伏并网逆变器在dq坐标系下的状态方程如式(1)所示:
式中:L=L1+L2;R=R1+R2;udc为直流侧电容器两端电压;id、iq、ugd、ugq、Sd、Sq为网侧电流、网侧电压、开关函数在d、q轴上的分量。
网侧的有功功率和无功功率分别为:
式中:Pg为有功功率;Qg为无功功率。
考虑逆变器在理想的dq坐标下,电网电压ugq=0,则电流的d轴分量igd可以调节Pg,电流的q轴分量igq可以调节Qg。忽略逆变器的能量损耗,可得到功率平衡方程为:
根据式(3),由基尔霍夫电流定律KCL可得其数学模型为:
2、改进趋近律设计
2.1传统指数趋近律
高院士等提出了趋近律的概念,并设计了一种指数趋近律,被广泛应用。其表达式为:
u'=-αsgn(s)-βs (5)
式中:s为滑模面函数;α、β为增益参数,且大于零。
由式(5)可以看出,传统指数趋近律中含有高频切换不连续项αsgn(s),由于αsgn(s)的存在导致控制输入不连续,这是产生抖振的主要原因。
2.2变指数趋近律
本发明提出一种变指数趋近律,削弱指数趋近律中存在的抖振。其表达式为:
u=-ε||X||psgn(s)-qs (6)
式中:||X||P为变量X的p阶范数;ε、q为增益参数,且大于零。
该趋近律由两项组成,-ε||X||Psgn(s)为变速项,-qs为指数项。初始时刻,状态变量距离滑模面较远(即趋近运动),系统是以变速和指数两种速率运动,系统的速度随||X||P增大而增大,系统到达滑模面时间缩短;状态变量接近滑模面(即滑动运动),-qs逐渐减小直至为零,此时变速项占主导地位,系统的速度随||X||P减小而减小,直至为零,即sgn(s)的系数为零,抖振得到抑制。
为了进一步抑制抖振,对sgn(s)进行平滑化处理,用双曲正切函数代替。其表达式为:
相比sgn(s),它是一个在-1~1之间变化的连续函数,且斜率可以随着常数ε的大小而变化。ε越大,斜率越小,曲线越平滑;ε越大,曲线越接近sgn(s)。
2.3超螺旋算法
STC是一种结合超螺旋算法(super-twisting)设计的二阶滑模控制。相比传统指数趋近律,super-twisting是将切换项sgn(s)放到高阶导数中,从而使控制信号连续,达到抑制抖振的效果。其表达式为:
式中:α、β为可调控制参数,且α、β>0,由式(8)可以看出,super-twisting包括两个部分,第一部分us1是一个连续的滑模面函数,第二部分us2是在时间上对滑模面积分,将sgn(s)由u转移到u的一阶导中,不再直接影响控制律u,使输出的控制信号连续,从而抑制抖振。
3、控制策略分析
SMC本质是一种变结构控制,首先构造滑模面,然后设计趋近律规定系统的运动轨迹,让系统按轨迹运动至滑模面并沿着滑模面运动。滑模面是根据系统最终状态设计,不受系统参数及外界因素的影响。
本发明提出的控制方法:电压外环采用基于变指数趋近律的滑模控制,维持直流母线电压稳定;电流内环采用STC,保证入网电流的电能质量。控制模型如图2所示。
图2中,将检测到的三相并网电流ia、ib、ic经过clark变换、park变换得到电流在d、q轴上的分量id和iq,d轴的参考值为电压外环经过SMC的输出信号,令q轴的参考值/>为0,使并网时的功率因数为1。电流误差经电流内环的STC得到电压信号ud、uq,经反Park、Clark变换得到电压在α、β轴上的分量uα、uβ,同时引进滤波电容电流的反馈,并采用SVPWM调制。
3.1电压外环滑模控制器设计
定义电压跟踪误差为:
选取误差及其积分构造滑模面,其表达式为:
式中,λ为控制增益,且大于零,t为运行时间;
若选取合适的积分初值,可使系统直接在滑动阶段运动,具有全局鲁棒性。选取积分初值为:
式中:λ为增益系数,且λ>0;e(0)表示误差在零时刻的值。
结合式(4),对式(10)求导可得:
定义Lyapunov函数为V=0.5s2,对其求导得:
3.2电流内环滑模控制器设计
定义电流误差为:
设计积分滑模面为:
式中:s1、s2分别为d轴、q轴电流误差构造的滑模面,λ1为控制增益,且大于零,t为运行时间;
选取积分初值为:
式中:e1(0)、e2(0)表示d轴、q轴电流误差在零时刻的值。
选取控制律为等效控制结合超螺旋算法,故式(1)中的Sd、Sq可表示为:
结合式(1),对式(16)求导,可得:
结合式(8)、式(18)和式(20),可得电流内环的控制方程为:
其中,ud=udcSd,uq=udcSq。将两个控制变量ud和uq经反Park、Clark变换得到电压在α、β轴上的分量uα、uβ,同时引进滤波电容电流的反馈,最终通过SVPWM得到逆变器的控制脉冲信号。
定义Lyapunov函数为V=0.5sTs,对其求导得:
4、仿真分析
根据步骤3设计的电压、电流环滑模控制器,在Matlab/Simulink仿真平台搭建模型,逆变器分别采用PI控制、基于传统指数趋近律的滑模控制(以下用“传统SMC”代替)和改进型SMC。系统主要参数:直流侧参考电压三相电网电压有效值为220V;逆变器侧电感L1=2mH;滤波电容C=50μF;电网侧电感L2=0.01mH。
4.1抖振仿真对比实验
图3为传统指数趋近律与本发明变指数趋近律、STC控制律的对比图。
从图3可以看出,传统指数控制律因sgn(s)的存在,出现抖振。而变指数趋近律中sgn(s)的增益参数为零,抖振得到抑制;STC控制律将sgn(s)放到一阶导数中,不再直接影响控制律u,使输出的控制信号连续,从而抑制抖振。
4.2系统控制性能对比实验
工况1:理想电网条件。对3种控制下A相并网电流进行谐波分析。图4为改进型SMC下A相并网电压与电流波形,图5为并网电流谐波分析图,表1为电流谐波畸变率对比。
表1并网电流谐波畸变率对比
由图4可得,改进型SMC下并网电流在半个周期内就到达稳定状态,与电网电压频率、相位保持一致,符合入网要求;由图5及表1可得,改进型SMC下并网电流谐波畸变率明显减少,输出质量得到很大改善,更加有利于系统稳定运行。
工况2:系统参数(网侧电感值)变化。在0.3s时将网侧电感值由0.01mH变为0.005mH。图6为3种控制下A相的并网电流及系统无功功率波形;图7并网电流谐波分析图,表2为电流谐波畸变率对比。
表2并网电流谐波畸变率对比(改变网侧电感)
由图6、图7和表2可得,当网侧电感值发生变化后,PI控制下的电网电流发生明显畸变,无功功率有很大波动,且电流THD大于5%,不符合标准要求;传统SMC和改进型SMC下电网电流和无功功率几乎无波动,但改进型SMC下电流谐波畸变率更小,波形更光滑。由此可见,改进型SMC对系统参数改变并不敏感,具有较强的鲁棒性。
工况3:保持温度为25℃不变,光照强度在0.5s时由800W/m2升为1000W/m2。图8为3种控制下直流母线电压波形,表3为直流母线电压动态性能对比。
表3直流母线电压动态性能对比
由图8和表3可得,改进型SMC调节时间最短,超调量最小。当光照强度突变时,采用改进型SMC,可在提高动态响应的同时有效降低直流母线电压过调。
Claims (6)
1.一种基于滑模控制的光伏并网逆变器控制方法,其特征在于:包括以下步骤:
步骤1,选取误差及其积分构造电压外环和电流内环滑模面,并通过选取合适的积分初值,消除稳态误差,使系统实现全局鲁棒;
步骤2,电压外环采用变指数趋近律,引入变速项,自适应调节光伏并网系统的收敛速度,并引入双曲正切函数,使切换函数连续化,减弱系统抖振;电流内环结合超螺旋算法,将传统滑模中的高频抖振信号转移到高阶导数中,使输出的控制信号连续,从而减弱抖振;并采用有源阻尼法抑制滤波器产生的谐振尖峰;
步骤3,利用Lyapunov函数证明光伏并网系统的稳定性。
3.根据权利要求1所述的一种基于滑模控制的光伏并网逆变器控制方法,其特征在于,所述步骤1中选取误差及其积分构造电流内环滑模面,并通过选取合适的积分初值,消除稳态误差的具体过程为:
定义电流误差为:
选取误差及其积分构造滑模面为:
式中:s1、s2分别为d轴、q轴电流误差构造的滑模面,λ1为控制增益,且大于零,t为运行时间;
选取积分初值为:
式中:e1(0)、e2(0)表示d轴、q轴电流误差在零时刻的值。
4.根据权利要求1所述的一种基于滑模控制的光伏并网逆变器控制方法,其特征在于,所述步骤2中电压外环采用变指数趋近律,引入变速项,自适应调节系统的收敛速度,并引入双曲正切函数,使切换函数连续化,减弱系统抖振的具体过程为:
步骤2.1提出一种变指数趋近律,其表达式为:
u=-ε||X||psgn(s)-qs (7)
式中:||X||P为变量X的p阶范数;s为滑模面函数;ε、q为增益参数,且大于零;该趋近律由两项组成,-ε||X||Psgn(s)为变速项,-qs为指数项;初始时刻,状态变量距离滑模面较远,即趋近运动,系统是以变速和指数两种速率运动,系统的速度随||X||P增大而增大,系统到达滑模面时间缩短;状态变量接近滑模面,即滑动运动,-qs逐渐减小直至为零,此时变速项占主导地位,系统的速度随||X||P减小而减小,直至为零,即sgn(s)的系数为零,抖振得到抑制;
步骤2.2为了进一步抑制抖振,对sgn(s)进行平滑化处理,用双曲正切函数代替;其表达式为:
相比sgn(s),它是一个在-1~1之间变化的连续函数,且斜率可以随着常数ε的大小而变化,ε越大,斜率越小,曲线越平滑;ε越大,曲线越接近sgn(s);式中,e为电压跟踪误差;
步骤2.3控制器设计
结合式(9),对式(2)求导可得式(10):
式中,udc为直流侧电容器两端电压,Cdc为直流侧电容、iPV为光伏电池的输出电流、ugd为网侧电压在d轴上的分量,igd为网侧电流的d轴分量,分别为电压误差构造的滑模面函数s、电压误差e、直流侧电容器两端电压udc的导数,λ为控制增益,且大于零;
5.根据权利要求1所述的一种基于滑模控制的光伏并网逆变器控制方法,其特征在于,所述步骤2中电流内环结合超螺旋算法,将传统滑模中的高频抖振信号转移到高阶导数中,使输出的控制信号连续,从而减弱抖振;并采用有源阻尼法抑制滤波器产生的谐振尖峰的具体过程为:
超螺旋滑模控制是一种结合超螺旋算法设计的二阶滑模控制,相比传统指数趋近律,超螺旋算法是将切换项sgn(s)放到高阶导数中,从而使控制信号连续,达到抑制抖振的效果,其表达式为:
式中:α、β为可调控制参数,且α、β>0,s为滑模面函数,由上式可以看出,超螺旋算法包括两个部分,第一部分us1是一个连续的滑模面函数,第二部分us2是在时间上对滑模面积分,将sgn(s)转移到控制律的一阶导中,不再直接影响控制律,使输出的控制信号连续,从而抑制抖振,
选取控制律为等效控制结合超螺旋算法,故光伏并网逆变器在dq坐标系下的状态方程中的Sd、Sq可表示为:
式中:ueq1、ueq2分别为d轴和q轴的等效控制律,ust1、ust2分别为d轴和q轴的超螺旋算法;
光伏并网逆变器在dq坐标系下的状态方程为:
式中:L=L1+L2,L1为逆变器侧电感,L2为电网侧电感;R=R1+R2,R1和R2分别为电感L1和L2的寄生电阻;udc为直流侧电容器两端电压;id、iq、ugd、ugq、Sd、Sq为网侧电流、网侧电压、开关函数在d、q轴上的分量,ω为角频率,
结合式(14),对式(5)求导,可得式(15):
结合式(12)、式(13)和式(16),可得电流内环的控制方程为:
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CN202211104645.0A Pending CN116316866A (zh) | 2022-09-09 | 2022-09-09 | 一种基于滑模控制的光伏并网逆变器控制方法 |
Country Status (1)
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CN (1) | CN116316866A (zh) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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CN117411068A (zh) * | 2023-09-27 | 2024-01-16 | 陕西理工大学 | 基于双曲观测器的微网储能变流器互补超螺旋控制方法 |
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2022
- 2022-09-09 CN CN202211104645.0A patent/CN116316866A/zh active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN117411068A (zh) * | 2023-09-27 | 2024-01-16 | 陕西理工大学 | 基于双曲观测器的微网储能变流器互补超螺旋控制方法 |
CN117411068B (zh) * | 2023-09-27 | 2024-04-05 | 陕西理工大学 | 基于双曲观测器的微网储能变流器互补超螺旋控制方法 |
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