CN113489292B - 一种lcl型并网变换器负反馈虚拟阻抗的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种LCL型并网变换器负反馈虚拟阻抗的控制方法，该方法是对LCL型并网变换器中的LCL型滤波器的电容电压通过电压环负反馈控制环节进行控制，增加了系统的阻尼，实现了对传统LCL型滤波器存在的谐振尖峰的抑制，达到了在滤波电容两端并联电阻的阻尼效果，即实现了虚拟阻抗。这与传统无源阻尼方法和电容电流反馈的有源阻尼方法相比，本发明减小了系统损耗，降低了总成本，达到了更好地抑制谐振尖峰的效果。

Description

一种LCL型并网变换器负反馈虚拟阻抗的控制方法
技术领域
本发明涉及并网变换器入网电流控制的技术领域，尤其是指一种LCL型并网变换器负反馈虚拟阻抗的控制方法。
背景技术
太阳能是可再生能源中最重要的能源之一，将其转化为电能并加以利用是世界各国一直在关注、研究的方向。光伏逆变控制技术是保障由光能转化的电能顺利并入电网的“桥梁”，滤波器是这个“桥梁”中不可或缺的部分。
在低频时，LCL型滤波器的幅频曲线以-20dB/十倍频衰减，相角为-90°，随着频率的升高，幅频曲线在谐振频率处会出现一个谐振尖峰，相角跳变为-270°，之后幅频曲线以-60dB/十倍频衰减。所以LCL型滤波器对高频谐波有很强的抑制能力，但必须采取一定的方法阻尼谐振尖峰，否则容易造成系统不稳定。刘尚伟发表的《单相LCL逆变器并网技术研究》文章表明在滤波电容两端并联电阻可以有效的阻尼谐振尖峰，但电阻会引起不必要的损耗。因此文章采用采样电容电流并反馈回控制端的方法，等效在滤波电容两端并联电阻的效果，但实际上电容电流较难获取到，会增加额外成本。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提出了一种LCL型并网变换器负反馈虚拟阻抗的控制方法，采用虚拟阻抗的控制策略，能有效地阻尼谐振尖峰，减少损耗，并且不需要额外增加成本，特别适用于LCL并网逆变器和LCL型并网整流器。
为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：一种LCL型并网变换器负反馈虚拟阻抗的控制方法，包括：
采样LCL型并网变换器的电网侧电流I2，对电网侧电流I2与给定值Iref进行比较，得到一个比较信号，然后将其送入到电流调节器中，得到第一误差信号；采样LCL型并网变换器中的LCL型滤波器的滤波电容的端电压UC，将其送入电压环负反馈控制环节GVF(s)得到第二误差信号，通过电压环负反馈控制环节GVF(s)实现了对谐振尖峰的抑制，达到了在滤波器的滤波电容两端并联电阻的控制效果，即GVF(s)成为了虚拟阻抗；把第一误差信号和第二误差信号比较得到驱动开关器件的脉宽调制信号，再用该脉宽调制信号驱动开关器件，使虚拟阻抗的效果作用于LCL型并网变换器，从而实现LCL型并网变换器负反馈虚拟阻抗的控制。
进一步，所述电流调节器选用PI调节器Gi(s)，表达式为KP+KI/s，式中，s是复频域变量，KP为电流调节器的比例参数，KI为电流调节器的积分参数。
进一步，所述LCL型并网变换器中的LCL型滤波器由变换器侧电感、滤波电容和网侧电感组成，ZL1(s)、ZL2(s)、ZC(s)分别对应变换器侧电感、网侧电感、滤波电容的阻抗，忽略寄生参数，得：
ZL1(s)＝sL1
ZL2(s)＝sL2
Figure BDA0003157855800000021
推导得LCL型滤波器的传递函数为G1(s)：
Figure BDA0003157855800000022
式中：s是复频域变量；L1是变换器侧电感的电感值；C是滤波电容的电容值；L2是网侧电感的电感值；ωn是自然谐振频率，表达式为：
Figure BDA0003157855800000023
引入阻尼对LCL型滤波器进行校正，即对LCL型滤波器的传递函数的分母加入s的一次项，此时LCL型滤波器的传递函数为G2(s)：
Figure BDA0003157855800000031
根据此时LCL型滤波器的传递函数G2(s)的表达式，得LCL型并网变换器的电网侧电流I2对控制信号的传递函数为Gd0(s)：
Figure BDA0003157855800000032
式中：ξ是谐振极点的阻尼系数，Ku是一个系数，由开关管组成的桥臂与滤波器连接端的端电压udc决定；
上述传递函数Gd0(s)视为积分环节与二阶滤波环节的级联，为了实现对基波频率的无静差跟踪控制，把LCL型并网变换器的传递函数校正为基波谐振控制器与二阶滤波环节的级联；此时LCL型并网变换器的传递函数为Gd1(s)：
Figure BDA0003157855800000033
式中：ξ0为基波谐振控制的阻尼系数；ω0为基波角频率，其表达式为ω0＝2πf0，f0是基波频率，K1为一个待定常数；
在引入电压环负反馈控制环节GVF(s)后推导得到该LCL型并网变换器的传递函数为Gd(s)：
Figure BDA0003157855800000034
将GVF(s)设置为2p2z反馈控制环节，得GVF(s)的传递函数为：
Figure BDA0003157855800000035
式中：K、z1、z2、p1为待定系数；
待定系数的计算：
将GVF(s)的表达式带入Gd(s)后，使Gd(s)变为传递函数G’d(s)：
Figure BDA0003157855800000041
对比Gd1(s)和G’d(s)得：
Figure BDA0003157855800000042
式中：K、z1、z2、p1、K1为所求的待定系数；ξ取值区间为0.4-0.8。
进一步，所述LCL型并网变换器为LCL型并网逆变器或LCL型并网整流器。
本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：
1、LCL型滤波器的谐振尖峰得到了有效抑制，达到了与在电容两端并联电阻一样的阻尼效果，实现了虚拟阻抗，并且不需要额外增加成本。
2、本发明采用电压环负反馈控制的方式，减少了损耗，降低了成本，简化了电路结构。
3、本发明适用于光伏并网变换器，包括并网逆变器和并网整流器。
附图说明
图1为本发明方法的流程图。
图2为LCL型并网变换器的电路图。
图3为LCL型滤波器的控制框图。
图4为LCL型滤波器的频率特性曲线。
图5为未加反馈控制时的LCL型并网变换器的控制框图。
图6为加入电压环负反馈控制后的LCL型并网变换器控制框图。
图7为具体案例中的LCL型并网逆变器控制框图。
图8为具体案例中的LCL型并网逆变器的开环频率特性曲线图。
图9为具体案例中的LCL型并网逆变器的闭环频率特性曲线图。
图10为具体案例中的LCL型并网逆变器的闭环阶跃响应图。
具体实施方式
下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
如图1所示，本实施例所提供的LCL型并网变换器负反馈虚拟阻抗的控制方法，其具体情况如下：
采样LCL型并网变换器的电网侧电流I2，对电网侧电流I2与给定值Iref进行比较，得到一个比较信号，然后将其送入到电流调节器中，得到第一误差信号；采样LCL型并网变换器中的LCL型滤波器的滤波电容的端电压UC，将其送入电压环负反馈控制环节GVF(s)得到第二误差信号，通过电压环负反馈控制环节GVF(s)实现了对谐振尖峰的抑制，达到了在滤波器的滤波电容两端并联电阻的控制效果，即GVF(s)成为了虚拟阻抗；把第一误差信号和第二误差信号比较得到驱动开关器件的脉宽调制信号，再用该脉宽调制信号驱动开关器件，使虚拟阻抗的效果作用于LCL型并网变换器，从而实现LCL型并网变换器负反馈虚拟阻抗的控制。其中，电压环反馈控制的具体计算过程为：
步骤1：根据电路图推导LCL型并网变换器中的LCL型滤波器的传递函数。
图2为LCL型并网变换器的电路图。图中Vin为输入直流电源；Cin为输入电容；Q1、Q2、Q3、Q4是组成全桥电路的四个开关管；udc是全桥电路与滤波器连接端的端电压；Vg为交流电压源，用以代表电网。L1是变换器侧电感的电感值，L2是电网侧电感的电感值，C是滤波电容的电容值。ZL1、ZL2、ZC分别对应变换器侧电感、电网侧电感和滤波电容的阻抗，忽略寄生参数的影响。可得复频域下阻抗的表达式为：
ZL1(s)＝sL1
ZL2(s)＝sL2
Figure BDA0003157855800000061
式中：s为复频域变量。
图3为LCL型滤波器的控制框图，由于Vg是一个频率为50Hz的交流源，而采样频率为106Hz，远大于Vg，因此可以认为在一个采样周期内，Vg基本不变，所以Vg对电网侧电流I2的影响不随复频域变量s的变化而改变，故在之后的分析中均忽略Vg。根据图3可推导得到LCL型滤波器的传递函数，即电网侧电流I2对桥臂电压udc的传递函数G1(s)为：
Figure BDA0003157855800000062
式中：
Figure BDA0003157855800000063
是自然谐振频率。
可以看出该LCL型滤波器的阻尼系数ξ为0，因此该滤波器在谐振频率处会产生一个谐振尖峰，如图4所示，图4是LCL型滤波器的频率特性曲线。从图4中可以看出，幅频曲线在谐振频率处存在一个谐振尖峰，同时在该频率处相位产生-180°的跳变，这会使滤波器不稳定。
步骤2：引入阻尼对谐振尖峰进行抑制。
从步骤1中可以知道，LCL型滤波器会产生谐振尖峰的原因是阻尼系数ξ为0，因此引入阻尼对LCL型滤波器进行校正，所谓阻尼就是对LCL型滤波器的传递函数的分母加入s的一次项。此时LCL型滤波器的传递函数为G2(s)：
Figure BDA0003157855800000071
图5为未加反馈控制时的LCL型并网变换器的控制框图，图中d为开关器件的控制信号。根据G2(s)的表达式和图5中的控制框图，可得LCL型并网变换器的电网侧电流I2对控制信号d的传递函数为Gd0(s)：
Figure BDA0003157855800000072
式中：ξ是谐振极点的阻尼系数，Ku是一个系数，由开关管组成的桥臂与滤波器连接端的端电压udc决定，在本设计中为400。
步骤3：对LCL型并网变换器的传递函数进行校正
上述传递函数Gd0(s)可视为积分环节与二阶滤波环节的级联，这种传递函数可以实现对直流量的无静差跟踪，但无法实现对基波频率的无静差跟踪控制。为了实现对基波频率的无静差跟踪控制，把传递函数Gd0(s)校正为基波谐振控制器与二阶滤波环节的级联，可得LCL型并网变换器的传递函数为Gd1(s)：
Figure BDA0003157855800000073
式中：ξ0为基波谐振控制的阻尼系数；ω0为基波角频率，其表达式为ω0＝2πf0，f0是基波频率50Hz。K1为一个待定常数。
步骤4：求取电压环负反馈控制环节GVF(s)
如图6所示，引入电压环负反馈控制环节GVF(s)，反馈点为Ku之前，代表将电容电压反馈到控制信号之中。引入GVF(s)后可推导得到LCL型并网变换器的传递函数为Gd(s)：
Figure BDA0003157855800000074
通过对比可以发现GVF(s)需要一次微分、比例、积分、二次积分环节，因此选取2p2z控制环节来配置GVF(s)，可得GVF(s)为：
Figure BDA0003157855800000081
式中：K、z1、z2、p1为待定系数。
步骤5：待定系数的计算：
将GVF(s)的表达式带入Gd(s)，使Gd(s)变为传递函数G’d(s)，可得：
Figure BDA0003157855800000082
对比Gd0(s)和G’d(s)可得：
Figure BDA0003157855800000083
式中：K、z1、z2、p1、K1为所求的待定系数；ξ0的值越小，基波频率处的增益越大，考虑到实际情况，此处取值为0.01；ξ取值区间为0.4-0.8，此处取值0.7；
以上分析均基于LCL型并网逆变器，但对于LCL型并网整流器同样适用。这是因为LCL型并网整流器与LCL型并网逆变器的区别仅在于电流方向的不同，所以可以采用相同的控制策略，因此仅分析并网逆变器即可。
下面我们以一台额定功率为5KW的LCL型并网逆变器为例。开关频率为40kHz，电网电压220V/50Hz。L1取值320uH，C取值3uF，L2取值2600uH。参考前文给出的公式求取待定系数，并进行适当的调整。最终取K1＝p1＝3.142*108，K＝3979，z1＝628，z0＝62.8。
图7为本发明采用的控制方法的控制框图。图中Iref是电网侧电流I2的参考值，Gi(s)是PI调节器的传递函数。下面介绍PI调节器的参数选取。
PI调节器表达式为：
Figure BDA0003157855800000091
本发明中，比例参数KP取0.295，积分参数KI取294。
至此，参数设置完毕。
LCL型并网逆变器的频率特性曲线如图8所示。对比图3可以看出，谐振尖峰几乎消失，相位裕度为48.3°，系统稳定性得到了很大的提升。因为系统开环传递函数在右半平面无极点，且其传递函数幅频特性曲线大于0的范围内相频特性曲线穿越(2k+1)π线的次数为零，因此闭环系统稳定。
图9为本发明提出的LCL型并网逆变器的闭环博得图。从闭环系统博得图中可以看出此系统对高频信号具有较高衰减，保证了系统的快速响应。
闭环系统的阶跃响应如图10所示。从图中可知，电网侧电流I2的响应时间为0.01s，响应速度较快。
综上所述，传统LCL型滤波器存在谐振尖峰。在滤波电容两端并联电容的无源阻尼方法可以有效的阻尼谐振尖峰，但会产生较大的损耗。而基于电容电流反馈的有源阻尼方法则需要多个传感器配合，增加了系统的成本。本发明提出了一种新型的虚拟阻抗反馈控制方法。对比现有技术，本发明的创新之处在于将电容电压反馈环节调整为微分环节，并负反馈到PWM调制器输入端，即控制信号之中。经过验证，LCL型并网变换器的稳定性得到了提高，并且能够快速响应，值得推广。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种LCL型并网变换器负反馈虚拟阻抗的控制方法，其特征在于，包括：
采样LCL型并网变换器的电网侧电流I2，对电网侧电流I2与给定值Iref进行比较，得到一个比较信号，然后将其送入到电流调节器中，得到第一误差信号；采样LCL型并网变换器中的LCL型滤波器的滤波电容的端电压UC，将其送入电压环负反馈控制环节GVF(s)得到第二误差信号，通过电压环负反馈控制环节GVF(s)实现了对谐振尖峰的抑制，达到了在滤波器的滤波电容两端并联电阻的控制效果，即GVF(s)成为了虚拟阻抗；把第一误差信号和第二误差信号比较得到驱动开关器件的脉宽调制信号，再用该脉宽调制信号驱动开关器件，使虚拟阻抗的效果作用于LCL型并网变换器，从而实现LCL型并网变换器负反馈虚拟阻抗的控制；
所述LCL型并网变换器中的LCL型滤波器由变换器侧电感、滤波电容和网侧电感组成，ZL1(s)、ZL2(s)、ZC(s)分别对应变换器侧电感、网侧电感、滤波电容的阻抗，忽略寄生参数，得：
ZL1(s)＝sL1
ZL2(s)＝sL2
Figure FDA0003584495840000011
推导得LCL型滤波器的传递函数为G1(s)：
Figure FDA0003584495840000012
式中：s是复频域变量；L1是变换器侧电感的电感值；C是滤波电容的电容值；L2是网侧电感的电感值；ωn是自然谐振频率，表达式为：
Figure FDA0003584495840000013
引入阻尼对LCL型滤波器进行校正，即对LCL型滤波器的传递函数的分母加入s的一次项，此时LCL型滤波器的传递函数为G2(s)：
Figure FDA0003584495840000021
根据此时LCL型滤波器的传递函数G2(s)的表达式，得LCL型并网变换器的电网侧电流I2对控制信号的传递函数为Gd0(s)：
Figure FDA0003584495840000022
式中：ξ是谐振极点的阻尼系数，Ku是一个系数，由开关管组成的桥臂与滤波器连接端的端电压udc决定；
上述传递函数Gd0(s)视为积分环节与二阶滤波环节的级联，为了实现对基波频率的无静差跟踪控制，把LCL型并网变换器的传递函数校正为基波谐振控制器与二阶滤波环节的级联；此时LCL型并网变换器的传递函数为Gd1(s)：
Figure FDA0003584495840000023
式中：ξ0为基波谐振控制的阻尼系数；ω0为基波角频率，其表达式为ω0＝2πf0，f0是基波频率，K1为一个待定常数；
在引入电压环负反馈控制环节GVF(s)后推导得到该LCL型并网变换器的传递函数为Gd(s)：
Figure FDA0003584495840000024
将GVF(s)设置为2p2z反馈控制环节，得GVF(s)的传递函数为：
Figure FDA0003584495840000025
式中：K、z1、z2、p1为待定系数；
待定系数的计算：
将GVF(s)的表达式带入Gd(s)后，使Gd(s)变为传递函数G’d(s)：
Figure FDA0003584495840000031
对比Gd1(s)和G’d(s)得：
Figure FDA0003584495840000032
式中：K、z1、z2、p1、K1为所求的待定系数；ξ取值区间为0.4-0.8。
2.根据权利要求1所述的一种LCL型并网变换器负反馈虚拟阻抗的控制方法，其特征在于：所述电流调节器选用PI调节器Gi(s)，表达式为KP+KI/s，式中，s是复频域变量，KP为电流调节器的比例参数，KI为电流调节器的积分参数。
3.根据权利要求1所述的一种LCL型并网变换器负反馈虚拟阻抗的控制方法，其特征在于：所述LCL型并网变换器为LCL型并网逆变器或LCL型并网整流器。
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