CN113962181B - 构网型电压源换流器双环控制参数优化设计方法 - Google Patents

构网型电压源换流器双环控制参数优化设计方法 Download PDF

Info

Publication number
CN113962181B
CN113962181B CN202111258246.5A CN202111258246A CN113962181B CN 113962181 B CN113962181 B CN 113962181B CN 202111258246 A CN202111258246 A CN 202111258246A CN 113962181 B CN113962181 B CN 113962181B
Authority
CN
China
Prior art keywords
loop
parameter
current
inner loop
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202111258246.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113962181A (zh
Inventor
王金玉
陈露
毛晓东
黄晶晶
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Xian Jiaotong University
Original Assignee
Xian Jiaotong University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Xian Jiaotong University filed Critical Xian Jiaotong University
Priority to CN202111258246.5A priority Critical patent/CN113962181B/zh
Publication of CN113962181A publication Critical patent/CN113962181A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113962181B publication Critical patent/CN113962181B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • GPHYSICS
    • G06COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06FELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F30/00Computer-aided design [CAD]
    • G06F30/30Circuit design
    • G06F30/36Circuit design at the analogue level
    • G06F30/373Design optimisation
    • GPHYSICS
    • G06COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06FELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F2113/00Details relating to the application field
    • G06F2113/04Power grid distribution networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Evolutionary Computation (AREA)
  • Geometry (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Filters And Equalizers (AREA)

Abstract

本发明公开了构网型电压源换流器双环控制参数优化设计方法,本发明采用相同的优化设计方法来设计内环比例参数kc和外环谐振参数kr,包括以下步骤:绘制闭环传递函数随参数变化的极点图,找到最靠近原点的主导极点对应的参数值;绘制波特图,判断该参数值是否满足预先定义的稳定裕度,如果满足,则该参数是控制环的优化控制参数;否则应在一定程度上增加或减少参数值,以满足要求。本发明将内环和外环的控制参数独立优化,同时具有各自的期望稳定裕度和最快的动态性能;直接借助极点图和波特图,无需复杂的公式求解;与传统比例谐振控制器相比,仅在外环应用谐振控制器,能够在降低控制系统结构和设计复杂度的同时,显著提升系统动态性能。

Description

构网型电压源换流器双环控制参数优化设计方法
技术领域
本发明属于电力换流器控制方法与参数设计领域,涉及带LC滤波器的构网型电压源换流器双环控制参数设计方法。
背景技术
构网型电压源换流器(Grid-Forming VSC)广泛应用于需要交流电压支撑能力的场合,例如孤岛微电网、分布式发电系统、动态电压恢复器、不间断电源等。为了提高供电质量,通常需要在其后安装LC型低通滤波器,以衰减换流器产生的开关谐波。然而,LC滤波器会在换流器的控制环中引入谐振。因此,如何设计控制系统,保障此类换流器足够的稳定裕度、快速的动态响应和较小的稳态误差,成为其面对的关键挑战。
构网型电压源换流器双环控制结构应用广泛,它由外部电容电压环和内部电感(或电容)电流环组成。内部电流环实际上起到可变有源阻尼的作用,可以将其视为与滤波电感串联(或与滤波电容并联)的虚拟阻抗。在过去的几十年中,双环控制结构的参数优化设计方法一直是研究人员关注的话题。大多数现有双环控制结构参数优化设计方法主要关注外部电压环,而内部电流环仅被认为是辅助外环获得期望性能的设计。由于这两个环路之间存在固有的深度耦合,现有设计方法使得设计过程极其复杂且导致整体控制系统动态性能十分有限,甚至无法找到控制系统的有效解。
综上所述,构网型电压源换流器用途广泛,但是现有的双环控制参数设计方法多存在控制效果不理想且设计过程复杂等问题,因此亟需一种简便有效的构网型电压源换流器双环控制结构参数优化设计方法。
发明内容
本发明的目的在于提供了一种构网型电压源换流器双环控制结构参数优化设计方法,将控制系统的内环和外环视为同等重要,并采用相同的解耦设计过程,与传统比例谐振控制器相比,仅在外环应用谐振控制器,能够在降低控制系统结构和设计复杂度的同时,显著提升系统动态性能。
本发明所采用的技术方案是:
构网型电压源换流器双环控制参数设计方法,采用带LC滤波器的三相构网型电压源换流器的电路拓扑图,优化内环比例参数kc和外环谐振参数kr,对于双环结构,优化的控制系统性能由电压外环和电流内环共同决定,电流内环的设计完全独立于电压外环的设计;直接借助极点图和波特图进行设计;与传统比例谐振控制器相比,仅在外环应用谐振控制器,能够在降低控制系统结构和设计复杂度的同时,显著提升系统动态性能。
电流内环采用比例控制器,电压外环采用谐振控制器,参数优化设计过程如下。从零阶保持器(ZOH)输出到交流电流i和电容电压uC的传递函数可以分别在s域中表示为:
其中,Lf和Cf分别是滤波电感和电容。
经过零阶保持器ZOH变换,(1)和(2)在z域可以被写为:
其中,Ts是采样周期,ωr表示LC滤波器的谐振角频率,
带LC滤波器的构网型电压源换流器双环控制参数优化设计方法具体按以下步骤实施:
第一步、设计电流内环比例参数kc,电流内环的开环和闭环传递函数可分别写为:
假设滤波器电感和电容已经确定,唯一可以改变闭环极点从而改变动态性能和稳定性的变量是电流内环比例参数kc。通过改变电流内环比例参数kc,即可改变系统性能。
第二步、在确定第一步中电流内环比例参数kc后,采用相同的设计方法和过程设计电压外环谐振参数kr
本发明的特点还在于,
第一步中电流内环比例参数优化设计具体按以下步骤实施:
1)绘制闭环传递函数极点随电流内环比例参数kc变化的极点图,主导极点越接近原点,意味着该kc可导致内环越快的动态性能,找到最靠近原点的主导极点对应的kc参数值并标记为kc_D
2)判断1)中确定的kc_D是否能满足预先定义的稳定裕度。如果此时kc_D满足预先定义的稳定裕度,则kc_D为优化的电流内环控制参数,否则转到3);
3)假设ωc为电流内环的开环传递函数Gio(z)幅值等于1时的穿越频率,ωg为电流内环的开环传递函数Gio(z)相位为-180°时的频率,则内环相位裕度PM和幅值裕度GM的表达式可写为:
考虑到电流内环的开环传递函数Gio(z)的幅值在谐振角频率ωr处无穷大,则有ωrcg。因此,可得到如下式子:
基于之前定义的电流内环的ωc和ωg,
将式(8)和(9)代入(7)得,满足预先定义PM和GM的kc可分别计算为kc_P和kc_G
4)因为电流内环的开环传递函数Gio(z)的幅值和相位都随着频率(大于ωr的部分)的增加而减小,得到最终的内环优化比例系数kc_opt应为kc_D,kc_P,kc_G中的最小值,即:
kc_opt=Minmum{kc_D,kc_P,kc_G} (10)
第二步中电压外环谐振参数优化设计具体按以下步骤实施:
1)电压外环的开环和闭环传递函数可以写为:
其中GR(z)是谐振控制器在z域的传递函数:
如公式(13)所示,由于电压外环中只需调整一个参数kr,因此借助于Gvc(z)的极点图可以很容易获得其优化值。最接近单位圆原点的主导极对应的kr值因其具有最快的动态性能,因而首先被视为优化参数,并计为kr_D
2)判断1)中确定的kr_D是否能满足预先定义的稳定裕度。如果此时kr_D满足预先定义的稳定裕度,则kr_D为优化的电流内环控制参数,否则转到3);
3)假设ωc为电压外环的开环传递函数Gvo(z)幅值等于1时的穿越频率,ωg为电压外环的开环传递函数Gvo(z)相位为-180°时的频率,则内环PM和GM的表达式可写为:
综合考虑,ω0cgr,
其中,A和B为:
基于之前定义的ωc和ωg,
将(17),(18)和(19)代入(16)得,满足预先定义PM和GM的kr可分别计算为kr_P和kr_G
4)因为电压外环的开环传递函数Gvo(z)的幅值和相位都随着频率(大于ω0的部分)的增加而减小,得到最终的外环优化比例系数kr_opt应为kr_D,kr_P,kr_G中的最小值,即:最终优化的kr应该为:
kr_opt=Minmum{kr_D,kr_P,kr_G} (18)。
与现有方法相比,本发明的有益效果是:
1)根据本发明所提供的优化设计方法,内环和外环的控制参数可以独立优化,同时具有各自的期望稳定裕度和最快的动态性能。
2)本发明所提供的优化设计方法在标准分析和设计工具(如波特图和极点图)的帮助下易于实现,而不需要复杂的公式求解。
3)与传统比例谐振控制器相比,仅在外环采用谐振控制器,不但简化了控制结构和设计过程,而且系统的动态性能也能得到较大改善。
附图说明
图1为LC滤波器的三相构网型电压源换流器的电路拓扑图;
图2为传统的z域和s域混合的电压外环和电流内环的双环控制结构;
图3为在z域的传统双环控制结构;
图4为kc变换时内环控制系统的极点图;
图5为kc变换时Gio(z)的波特图;
图6为kr变换时外环控制系统的极点图;
图7为kr变换时Gvo(z)的波特图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明带LC滤波器的构网型电压源换流器双环控制参数优化设计方法,三相构网型电压源换流器的典型拓扑结构如图1所示,包括一个直流电压源,一个直流母线电容,三相半桥电压源换流器和LC滤波器。Udc是直流母线电压,Lf和Cf分别是滤波电感和电容。iL和iC分别是滤波电感电流和电容电流,iO是负载电流,uC是滤波电容电压。
传统混合域内构网型电压源换流器双环控制结构如图2所示。图3为将其转到z域中的控制结构,其中输入和输出是滤波电容电压的参考值和实际值。
由图2可得,从零阶保持器(ZOH)输出到交流电流i和滤波电容电压uC的传递函数可以分别在s域中表示为:
经过零阶保持器ZOH变换,(1)和(2)在z域可写为:
其中,Ts是采样周期,ωr表示LC滤波器的共振角频率,
在下面提出的设计过程中,电流内环的设计与电压外环的设计完全解耦。带LC滤波器的构网型电压源换流器双环控制参数优化设计方法具体按以下步骤实施:
第一步、设计电流内环比例参数kc,由图3和公式(3)可得,电流内环的开环和闭环传递函数可分别写为:
假设滤波器电感和电容已经确定,唯一可以改变闭环极点从而改变动态性能和稳定性的变量是电流内环比例参数kc。通过改变电流内环比例参数kc,即可改变系统性能。
第一步电流内环比例参数优化设计具体按以下步骤实施:
1)绘制闭环传递函数极点随电流内环比例参数kc变化的极点图,主导极点越接近原点,意味着该kc可导致内环越快的动态性能,找到最靠近原点的主导极点对应的kc参数值并标记为kc_D
2)判断1)中确定的kc_D是否能满足预先定义的稳定裕度。如果此时kc_D满足预先定义的稳定裕度,则kc_D为优化的电流内环控制参数,否则转到3);
3)假设ωc为电流内环的开环传递函数Gio(z)幅值等于1时的穿越频率,ωg为电流内环的开环传递函数Gio(z)相位为-180°时的频率,则内环相位裕度PM和幅值裕度GM的表达式可写为:
考虑到电流内环的开环传递函数Gio(z)的幅值在谐振角频率ωr处无穷大,则有ωrcg。因此,可得到如下式子:
基于之前定义的电流内环的ωc和ωg,
将式(8)和(9)代入(7)得,满足预先定义PM和GM的kc可分别计算为kc_P和kc_G
4)因为电流内环的开环传递函数Gio(z)的幅值和相位都随着频率(大于ωr的部分)的增加而减小,得到最终的内环优化比例系数kc_opt应为kc_D,kc_P,kc_G中的最小值,即:
kc_opt=Minmum{kc_D,kc_P,kc_G} (10)
如图4所示,随着电流内环比例参数kc增加,内环控制系统的一对共轭极点先靠近然后远离单位圆的原点。当主导极点最接近原点,意味着此时该kc可导致内环的最快动态性能,标记为kc_D。如果kc_D能够保证足够的稳定裕度,例如,PM>30°和GM>3dB,则kc_D是内环的优化控制参数。但如果确定的kc_D不能保持预先定义的稳定裕度,则应在一定程度上增加或减少kc_D,以满足稳定性要求。
图5显示了具有不同电流内环比例参数kc的电流内环的开环传递函数Gio(z)的波特图。从图5还可以看出,一旦确定了滤波器电感和电容,就确定了电流内环的开环传递函数Gio(z)的形状。改变电流内环比例参数kc只能使波特图中的幅度曲线上下移动,从而改变内环的稳定裕度。因此,很容易得到内环的优化比例参数。
第二步、在确定第一步中电流内环比例参数kc后,采用相同的设计方法和过程设计电压外环谐振参数kr
第二步电压外环谐振参数优化设计具体按以下步骤实施:
1)电压外环的开环和闭环传递函数可以写为:
其中GR(z)是谐振控制器在z域的传递函数:
如公式(13)所示,由于电压外环中只需调整一个参数kr,因此借助于Gvc(z)的极点图可以很容易获得其优化值。最接近单位圆原点的主导极点对应的kr值因其具有最快的动态性能,因而首先被视为优化参数kr_D
2)判断1)中确定的kr_D是否能满足预先定义的稳定裕度。如果此时kr_D满足预先定义的稳定裕度,则kr_D为优化的电流内环控制参数,否则转到3);
3)假设ωc为电压外环的开环传递函数Gvo(z)幅值等于1时的穿越频率,ωg为电压外环的开环传递函数Gvo(z)相位为-180°时的频率,则内环PM和GM的表达式可写为:
综合考虑,ω0cgr,
其中,A和B为:
基于之前定义的ωc和ωg,
将(17),(18)和(19)代入(16)得,满足预先定义PM和GM的kr可分别计算为kr_P和kr_G
4)因为电压外环的开环传递函数Gvo(z)的幅值和相位都随着频率(大于ω0的部分)的增加而减小,得到最终的外环优化比例系数kr_opt应为kr_D,kr_P,kr_G中的最小值,即:最终优化的kr应该为:
kr_opt=Minmum{kr_D,kr_P,kr_G} (18)
如图6所示,随着kr的增加,外环控制系统的一对共轭极点先靠近然后远离单位圆的原点。当主导极点最接近原点,这意味该kr可以为外环带来最快的动态性能,并标记为kr_D。如果kr_D可以确保满足稳定裕度,例如PM>30°和GM>3dB,则是外环的优化参数。但是,如果确定的kr_D不能确保预先定义的稳定裕度,则应在一定程度上增加或减少kr_D,以满足稳定性要求。
图7显示了具有不同kr的Gvo(z)的波特图。从图7还可以看出,改变kr只能使波特图中的幅频曲线上下移动,从而改变电压外环的稳定裕度(PM和GM)。因此,使用这种设计方法很容易获得电压外环的优化谐振参数。

Claims (3)

1.构网型电压源换流器双环控制参数优化设计方法,采用带LC滤波器的三相构网型电压源换流器的电路拓扑图,优化内环比例参数kc和外环中谐振参数kr,其特征在于:电流内环的设计应完全独立于电压外环的设计;直接借助极点图和波特图进行设计;
电流内环采用比例控制器,电压外环采用谐振控制器,参数优化设计过程如下:从零阶保持器ZOH输出到交流电流i和电容电压uC的传递函数分别在s域中表示为:
其中,Lf和Cf分别是滤波电感和电容。
经过零阶保持器ZOH变换,(1)和(2)在z域被写为:
其中,Ts是采样周期,ωr表示LC滤波器的谐振角频率,
带LC滤波器的构网型电压源换流器双环控制参数优化设计方法具体按以下步骤实施;
第一步、设计电流内环比例参数kc,电流内环的开环和闭环传递函数分别写为:
假设滤波器电感和电容已经确定,唯一能够改变闭环极点从而改变动态性能和稳定性的变量是电流内环比例参数kc;通过改变电流内环比例参数kc,即改变系统性能;
第二步、在确定第一步中电流内环比例参数kc后,采用相同的设计方法和过程设计电压外环谐振参数kr
所述第二步中电压外环谐振参数优化设计具体按以下步骤实施;
1)电压外环的开环和闭环传递函数写为:
其中GR(z)是谐振控制器在z域的传递函数:
如公式(13)所示,由于电压外环中只需调整一个参数kr,因此借助于Gvc(z)的极点图能够获得其优化值;最接近单位圆原点的主导极点对应的kr值因其具有最快的动态性能,因而首先被视为优化参数kr_D
2)判断1)中确定的kr_D是否能满足预先定义的稳定裕度;如果此时kr_D满足预先定义的稳定裕度,则kr_D为优化的电流内环控制参数,否则转到3);
3)假设ωc为电压外环的开环传递函数Gvo(z)幅值等于1时的穿越频率,ωg为电压外环的开环传递函数Gvo(z)相位为-180°时的频率,则内环PM和GM的表达式写为:
综合考虑,ω0cgr,
其中,A和B为:
基于之前定义的ωc和ωg,
将(17),(18)和(19)代入(16)得,满足预先定义PM和GM的kr分别计算为kr_P和kr_G
4)因为电压外环的开环传递函数Gvo(z)的幅值和相位大于ω0的部分都随着频率的增加而减小,得到最终的外环优化比例系数kr_opt应为kr_D,kr_P,kr_G中的最小值,即:最终优化的kr应该为:
kr_opt=Minmum{kr_D,kr_P,kr_G} (18)。
2.根据权利要求1所述的构网型电压源换流器双环控制参数优化设计方法,其特征在于:所述第一步中电流内环比例参数优化设计具体按以下步骤实施;
1)绘制闭环传递函数极点随电流内环比例参数kc变化的极点图,主导极点越接近原点,意味着该kc能导致内环越快的动态性能,找到最靠近原点的主导极点对应的kc参数值并标记为kc_D
2)判断1)中确定的kc_D是否能满足预先定义的稳定裕度;如果此时kc_D满足预先定义的稳定裕度,则kc_D为优化的电流内环控制参数,否则转到3);
3)假设ωc为电流内环的开环传递函数Gio(z)幅值等于1时的穿越频率,ωg为电流内环的开环传递函数Gio(z)相位为-180°时的频率,则内环相位裕度PM和幅值裕度GM的表达式写为:
考虑到电流内环的开环传递函数Gio(z)的幅值在谐振角频率ωr处无穷大,则有ωrcg;因此,得到如下式子:
基于之前定义的电流内环的ωc和ωg,
将式(8)和(9)代入(7)得,满足预先定义PM和GM的kc分别计算为kc_P和kc_G
4)因为电流内环的开环传递函数Gio(z)的幅值和相位大于ωr的部分都随着频率的增加而减小,得到最终的内环优化比例系数kc_opt应为kc_D,kc_P,kc_G中的最小值,即:
kc_opt=Minmum{kc_D,kc_P,kc_G} (10)。
3.根据权利要求2所述的构网型电压源换流器双环控制参数优化设计方法,其特征在于:所述优化设计方法直接借助波特图和极点图,无需复杂公式求解。
CN202111258246.5A 2021-10-27 2021-10-27 构网型电压源换流器双环控制参数优化设计方法 Active CN113962181B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111258246.5A CN113962181B (zh) 2021-10-27 2021-10-27 构网型电压源换流器双环控制参数优化设计方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111258246.5A CN113962181B (zh) 2021-10-27 2021-10-27 构网型电压源换流器双环控制参数优化设计方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113962181A CN113962181A (zh) 2022-01-21
CN113962181B true CN113962181B (zh) 2024-03-12

Family

ID=79467637

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202111258246.5A Active CN113962181B (zh) 2021-10-27 2021-10-27 构网型电压源换流器双环控制参数优化设计方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113962181B (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115549167A (zh) * 2022-08-31 2022-12-30 国网智能电网研究院有限公司 一种构网型换流器的暂态应力抑制方法及装置

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106058861A (zh) * 2016-07-08 2016-10-26 电子科技大学 一种逆变器的pr和pi控制器参数协同优化设计方法
CN111030487A (zh) * 2019-12-12 2020-04-17 西安交通大学 一种应用于模块化多电平换流器的相电容电压控制方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007136828A2 (en) * 2006-05-19 2007-11-29 Siemens Energy & Automation, Inc. Automating tuning of a closed loop controller

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106058861A (zh) * 2016-07-08 2016-10-26 电子科技大学 一种逆变器的pr和pi控制器参数协同优化设计方法
CN111030487A (zh) * 2019-12-12 2020-04-17 西安交通大学 一种应用于模块化多电平换流器的相电容电压控制方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
冯俊杰 ; 邹常跃 ; 杨双飞 ; 赵晓斌 ; 傅闯 ; 李岩 ; 许树楷 ; .针对中高频谐振问题的柔性直流输电系统阻抗精确建模与特性分析.中国电机工程学报.(15),全文. *
梁营玉 ; .不对称电网电压下基于降阶矢量谐振器的MMC-HVDC直接功率控制策略.中国电机工程学报.(24),全文. *

Also Published As

Publication number Publication date
CN113962181A (zh) 2022-01-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Gautam et al. Control strategies and power decoupling topologies to mitigate 2ω-ripple in single-phase inverters: A review and open challenges
Jiang et al. Low-THD, fast-transient, and cost-effective synchronous-frame repetitive controller for three-phase UPS inverters
CN108667068B (zh) 一种基于pc-qpci的lcl并网逆变器混合阻尼的实现方法
CN106253646B (zh) 提高弱电网适应能力的并网逆变器lcl滤波器参数设计方法
CN111245010A (zh) 基于llcl型三相并网逆变器的双闭环控制方法
CN114884125A (zh) 一种弱电网下lcl型并网逆变系统的高稳定性控制方法
CN105743123A (zh) 一种基于lcl-lc的并网系统有源阻尼参数设计方法
CN112260279A (zh) 一种复杂电网阻抗下基于lcl滤波并网逆变器的改进无源控制系统及方法
Wang et al. Optimized parameter design of the dual-loop control for grid-forming VSCs with LC filters
CN113962181B (zh) 构网型电压源换流器双环控制参数优化设计方法
CN113489292B (zh) 一种lcl型并网变换器负反馈虚拟阻抗的控制方法
CN116231648A (zh) 一种基于虚拟阻抗的单相并网逆变器前馈控制方法
CN108512227B (zh) 一种单相lcl并网逆变器改进型电流调节器的调节方法
CN105978018B (zh) 一种lc型并网逆变器控制方法
CN112688586A (zh) Lcl型并网逆变器改进型加权平均电流的控制方法
CN108390381B (zh) 统一阻抗适配器系统的控制方法
CN114189187B (zh) 一种大功率高速电机lc滤波器参数设计方法
CN115378040A (zh) 一种基于lcl型光伏逆变器并网系统及qvr控制方法
CN116316866A (zh) 一种基于滑模控制的光伏并网逆变器控制方法
CN111969875B (zh) 一种减小三相并联电压源型逆变器循环电流的方法
CN103368431A (zh) 一种mmc上下桥臂分离控制方法
CN114172344A (zh) Pwm拓扑控制方法及装置、供电系统
CN113746309A (zh) 基于逆变器侧电流反馈的直流有源滤波器谐振抑制方法
Zhang et al. Mitigating disturbance in harmonic voltage using grid-side current feedback for grid-connected LCL-filtered inverter
Sun et al. Parameter Design of Current Double Closed Loop for T-Type Three-Level Grid-Connected Inverter [J]

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant