CN112688586A

CN112688586A - Lcl型并网逆变器改进型加权平均电流的控制方法

Info

Publication number: CN112688586A
Application number: CN202011488682.7A
Authority: CN
Inventors: 陈有鹏; 李向前; 李欢
Original assignee: Henan Haige Jingwei Information Technology Co ltd
Current assignee: Henan Haige Jingwei Information Technology Co ltd
Priority date: 2020-12-16
Filing date: 2020-12-16
Publication date: 2021-04-20

Abstract

本发明提出了一种LCL型并网逆变器改进型加权平均电流的控制方法，其步骤为：将LCL型滤波器连接在逆变器的主电路的输出端；将电流给定值与锁相环的输出相位信息相乘得到电流参考信号，电流参考信号在LCL型滤波器的加权平均电流的反馈信号的作用下得到外环比例谐振控制器的控制信号；外环比例谐振控制器输出的电流信号在滤波电容电流的反馈信号作用后的信号作为内环比例控制器的控制信号，内环比例控制器的输出信号作为正弦脉宽调制控制器的参考信号；利用正弦脉宽调制控制器控制主电路的开关管的导通状态。本发明增加了控制系统的阻尼系数，抑制了LCL型滤波器的谐振，保证了稳定性，功率因数和并网电流的波形质量几乎没有影响。

Description

LCL型并网逆变器改进型加权平均电流的控制方法

技术领域

本发明涉及光伏并网发电的技术领域，尤其涉及一种LCL型并网逆变器改进型加权平均电流的控制方法。

背景技术

在光伏并网逆变器中，LCL型滤波器相对于L型和LC型，因其良好的滤波效果而被光伏并网逆变器广泛采用。但LCL型滤波器因其存在谐振现象需采取不同阻尼的方式进行抑制。常见的通过增加阻尼抑制谐振峰的方法包括无源阻尼法和有源阻尼法，无源阻尼法通过在滤波电容C端串联或并联电阻的方式实现对谐振现象的抑制。但滤波电容C端串联电阻会削弱LCL型滤波器高频衰减能力，串联电阻越大，对高频衰减能力越差；滤波电容C端并联电阻对LCL型滤波器的高频段和低频段特性没有影响，但并联电阻需直接承受滤波电容C两端电压，导致功耗较大。

有源阻尼法通过反馈适当的状态变量，以增加LCL型滤波器的阻尼系数，从而达到抑制LCL滤波器谐振的目的，有源阻尼法虽然控制方式复杂，但因其不产生额外的功率损耗而被广泛使用。

基于有源阻尼法的LCL型滤波器控制策略典型的有两种，一种是分裂电容控制策略，另一种是加权平均电流控制策略。基于分裂电容控制策略的并网逆变器，在电路结构上将滤波电容C分裂成电容C₁和电容C₂，电容C₂和电阻R_C串联后再与C₁并联，如图1所示。分裂电容型LCL滤波器结构的控制策略有两种：一种是将图1中的电流i负反馈至控制回路构成单环控制系统，该控制策略能够将系统结构由三阶降为一阶，大大简化了系统结构和控制方式，但该控制方式为间接并网电流控制方式，输出无功功率较大，功率因数也较低；另一种是将图1中的电流i和电流i₂负反馈至控制回路构成双环控制系统，该控制方式能较好实现并网电流直接控制，功率因数高，但控制策略较为复杂。

传统的基于加权平均电流控制策略是将LCL滤波器流过两个电感的电流加权平均求和后反馈至控制回路，该方式在两个加权系数α和β满足一定条件下也可实现将系统由三阶降为一阶，但该控制系统为一个无阻尼系统，系统处于临界稳定，需要增加阻尼以保障系统的稳定性。

发明内容

针对传统的基于加权平均电流控制方法构成的控制系统为一个无阻尼系统，使控制系统处于临界稳定，稳定性差的技术问题，本发明提出一种LCL型并网逆变器改进型加权平均电流的控制方法，在保证低并网电流谐波和高功率因数的前提下，增加了系统稳定性，抑制了LCL滤波器谐振峰值。

为了达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：一种LCL型并网逆变器改进型加权平均电流的控制方法，其步骤为：

步骤一：将LCL型滤波器连接在逆变器的主电路的输出端；

步骤二：将电流给定值与锁相环的输出相位信息相乘得到电流参考信号，电流参考信号在LCL型滤波器的加权平均电流的反馈信号的作用下得到外环比例谐振控制器的控制信号；

步骤三：外环比例谐振控制器输出的电流信号在滤波电容电流的反馈信号作用后的信号作为内环比例控制器的控制信号，内环比例控制器的输出信号作为正弦脉宽调制控制器的控制信号；

步骤四：利用正弦脉宽调制控制器控制主电路的开关管的导通状态。

所述加权平均电流i(s)相对于电流参考信号i^*(s)的开环传递函数G_k(s)为：

其中，K_C为内环比例控制器的比例系数；K_PWM为调制波到逆变桥输出电压u_inv(s)的传递函数，G_PR(s)为外环比例谐振控制器的传递函数；α和β为加权系数，L₁为逆变器输出侧电感，C为滤波电容，L₂为电网侧电感，s是时间变量经拉普拉斯变换后对应的空间变量。

所述外环比例谐振控制器的传递函数G_PR(s)为：

其中，ω₁为带宽。

所述加权平均电流i(s)为：

其中，外环比例谐振控制器的输出电流

i₁(s)为逆变器输出侧电感L₁的电流，i₂(s)为电网侧电感L₂上的电流，u_g(s)为电网侧输出端电压。

所述主电路的正弦脉宽调制控制器在仿真中为单极倍频仿真电路，单极倍频仿真电路包括双向三角载波生成器，双向三角载波生成器分别与延迟模块、第一比较运算器的输入端相连接，输入信号与第一比较运算器的输入端相连接，第一比较运算器的输出端输出第一输出信号，第一比较运算器的输出端与第一滞环比较器模块相连接，第一滞环比较器输出第二输出信号，延迟模块和输入信号均与第二比较运算器相连接，第二比较运算器的输出端输出第三输出信号，第二比较运算器的输出端与第二滞环比较器模块相连接，第二滞环比较器输出第四输出信号。

与现有技术相比，本发明的有益效果：本发明使控制系统由无阻尼状态变成有阻尼状态，增加了控制系统的阻尼系数，抑制了LCL型滤波器的谐振，保证了控制系统的稳定性，同时，控制系统的功率因数和并网电流的波形质量几乎没有影响。本发明用于LCL型光伏并网逆变器中消除谐振现象，增加控制系统的稳定性，减小并网电流谐波，提高功率因数。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有分裂电容型LCL滤波器的结构示意图。

图2为本发明LCL并网逆变器的系统结构图。

图3为本发明的控制框图。

图4为本发明仿真电路图。

图5为图4中主电路采用单极倍频正弦脉宽调制的仿真电路图。

图6为本发明的开环波特图。

图7为本发明的并网电流和电网电压的仿真波形图。

图8为本发明的并网电流波形图及谐波频谱分布图。

图9为本发明中并网逆变器有功功率和无功功率的波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

一种LCL型并网逆变器改进型加权平均电流的控制方法，其步骤为：

步骤一：将LCL型滤波器连接在逆变器的主电路的输出端。

如图2所示，将LCL型滤波器的逆变器侧电感L₁与主电路的开关管V_T1和开关管V_T2的中点相连接，逆变器侧电感L₁分别与滤波电容C和电网侧电感L₂相连接，电网侧电感L₂与负载串联后与滤波电容C并联，电网侧电感L₂和滤波电容C均与开关管V_T3和开关管V_T4的中点相连接。

步骤二：将电流给定值与锁相环的输出相位信息相乘得到电流参考信号，电流参考信号在LCL型滤波器的加权平均电流的反馈信号作用后作为外环比例谐振控制器的控制信号。

本发明的LCL型并网逆变器如图2所示，其中，i*为电流参考信号，其值由电流给定值i₀与锁相环PLL输出相位信息相乘而得，i为加权平均电流，α和β为加权系数，L₁为逆变器侧电感，C为滤波电容，L₂为电网侧电感。整个控制回路引入了三个反馈电流，逆变器侧电感L₁和电网侧电感L₂上的电流i₁和i₂及流过滤波电容C的电流i_C，整个系统为双环控制系统，外环为电流i₁和i₂加权平均电流控制环路，内环为滤波电容C的电流i_C的控制环路，外环采取准比例谐振(PR)控制器，内环采取比例控制器。

步骤三：PR控制器的输出信号在滤波电容电流反馈信号的作用后的信号作为内环比例控制器的控制信号，内环比例控制器的输出信号作为正弦脉宽调制控制器的控制信号。

根据图2中的电流流动建立整个系统的控制框图，如图3所示。由图3可得，所述加权平均电流i(s)相对与电流参考信号i^*(s)的开环传递函数G_k(s)为：

其中，

为系统的阻尼系数，

为LCL型滤波器的谐振角频率，K_C为内环比例控制器的比例系数；K_PWM为调制波到逆变桥输出电压u_inv(s)的传递函数，G_PR(s)为外环比例谐振控制器的传递函数；α和β为加权系数，L₁为逆变器输出侧电感，C为滤波电容，L₂为电网侧电感，s是时间变量经拉普拉斯变换后对应的空间变量。

改进加权平均电流控制策略使系统传递函数的分子中多出了s²项，此项与常数项在谐振频率处形成传递函数的零点，可以有效抑制谐振频率处的谐波，从而使并网电流以更低的谐波含量并网。

所述外环比例谐振控制器的传递函数G_PR(s)为：

其中ω₁为带宽。

由图3可得，加权平均电流i(s)为：

其中，外环比例谐振控制器的输出电流

i₁(s)为逆变器输出侧电感L₁的电流，i₂(s)为电网侧电感L₂上的电流，u_g(s)为网侧输出端的电压。

从(1)式可知，本发明相对于传统加权平均电流控制电流策略，系统从无阻尼状态变为有阻尼状态，增加了阻尼系数，抑制了LCL滤波器谐振，从而保证系统的稳定性。

电流给定信号与锁相环输出相位相乘后作为电流参考信号i*，利用测量到的逆变器侧电感电流i₁与网侧电感电流i₂进行加权运算后的电流i作为电流参考信号i*的反馈信号，电流参考信号i*与电流反馈信号i的误差信号作为外环比例谐振控制器的给定信号，经外环比例谐振控制器调节后的输出信号作为电容电流i_C的参考信号

其误差信号经比例调节后控制SPWM正弦脉宽调制控制器输出脉宽的占空比，正弦脉宽调制器输出的脉宽信号作为主电路开关管的开关信号，最终实现输出端电压调节。

本发明在单相LCL型并网逆变器上进行仿真验证，具体参数如下：输入直流母线电压U_dc为400V；电网电压u_g为220V；输出功率P_o为3KW；逆变器输出侧电感L₁为2mH；电网侧电感L₂为0.4mH；滤波电容C为15uF；开关频率f_s为10kHz；电网频率f_g为50Hz；加权系数为α＝0.8，β＝0.2；PR控制器传递函数为：

内环比例调节系数K_C＝0.01。

主电路拓扑结构如图2所示，MATLAB仿真电路图如图4所示，图4中M1、M2、M3、M4为主电路的开关管，D1、D2、D3、D4为主电路开关管上反并联的二极管，VM为逆变器侧电压观测器用于测量逆变器侧电压，CR1、CR2为电流观测器分别测量逆变器侧电感L₁的电流i₁、网侧电感L₂电流上的电流和i₂，powergui为电力系统图形化接口模块，G2、G3分别为比例加权系数α、β，Gain1和Gain2均为比例放大系数，PR-CONTROL为G_PR(s)外环比例谐振控制器，Voltage为网侧电压观测器，Discrete 1-phase PLL1为锁相环PLL，Scope、Scope1、Scope2、Scope4、Scope5、Scope7、Scope8均为示波器，Active&reactive Power为网侧功率计算器，Saturation为限幅器，single SPWM为开关信号SPWM生成器。主电路采用单极倍频正弦脉宽调制(SPWM)控制方式，MATLAB仿真电路图如图5所示。

主电路的正弦脉宽调制控制器在仿真中为单极倍频仿真电路，单极倍频仿真电路包括双向三角载波生成器，双向三角载波生成器分别与延迟模块Transport Delay、第一比较运算器Relational Operator1的输入端相连接，输入信号In1与第一比较运算器的输入端相连接，第一比较运算器的输出端输出第一输出信号Out1，第一比较运算器的输出端与第一滞环比较器Relay1相连接，第一滞环比较器输出第二输出信号Out2，延迟模块和输入信号均与第二比较运算器Relational Operator3相连接，第二比较运算器的输出端输出第三输出信号Out3，第二比较运算器的输出端与第二滞环比较器模块Relay2相连接，第二滞环比较器输出第四输出信号Out4。Scope6为示波器，双向三角载波生成器、输入信号、延迟模块输出信号均通过一个总线模块Bus Creator与Scope6相连接，第一比较运算器Relational Operator1和第二比较运算器Relational Operator3均实现大于等于运算，即比较两个信号的大小。双向三角载波生成器用于生产标准三角载波，延迟模块用于延时一定的时间间隔，第一滞环比较器模块、第二滞环比较器模块用来作为调节有波动的系统时的缓冲。

将参数代入(1)式，可得系统的开环波特图如图6所示。由图6可得，系统的谐振峰值较小，截止频率为1.57×10³rad/s，相角裕度为59゜，系统稳定。MATLAB仿真结果如下，图7为并网电流和电网电压波形图，图8为并网电流波形图及谐波频谱分布图，图9为网逆变器有功功率和无功功率波形图。

从仿真结果可以看出，采用本发明的单相LCL型并网逆变器较好的解决了传统加权平均电流控制策略并网逆变器无阻尼，系统处于临界稳定的问题，同时，改进的加权平均电流法控制的逆变器在基本不影响功率因数的前提下(PF＝0.998，有功功率P＝2921W，无功功率Q＝151.5Var)，并网电流谐波含量大大减小，总谐波失真THD＝1.38％。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种LCL型并网逆变器改进型加权平均电流的控制方法，其特征在于，其步骤为：

步骤一：将LCL型滤波器连接在逆变器的主电路的输出端；

步骤三：外环比例谐振控制器输出的电流信号在滤波电容的电流信号作用后的信号作为内环比例控制器的控制信号，内环比例控制器的输出信号作为正弦脉宽调制控制器的控制信号；

2.根据权利要求1所述的LCL型并网逆变器改进型加权平均电流的控制方法，其特征在于，所述加权平均电流i(s)相对于电流参考信号i^*(s)的开环传递函数G_k(s)为：

3.根据权利要求2所述的LCL型并网逆变器改进型加权平均电流的控制方法，其特征在于，所述外环比例谐振控制器的传递函数G_PR(s)为：

其中，ω₁为带宽。

4.根据权利要求1或3所述的LCL型并网逆变器改进型加权平均电流的控制方法，其特征在于，所述加权平均电流i(s)为：

其中，外环比例谐振控制器的输出电流

5.根据权利要求1所述的LCL型并网逆变器改进型加权平均电流的控制方法，其特征在于，所述主电路的正弦脉宽调制控制器在仿真中为单极倍频仿真电路，单极倍频仿真电路包括双向三角载波生成器，双向三角载波生成器分别与延迟模块、第一比较运算器的输入端相连接，输入信号与第一比较运算器的输入端相连接，第一比较运算器的输出端输出第一输出信号，第一比较运算器的输出端与第一滞环比较器模块相连接，第一滞环比较器输出第二输出信号，延迟模块和输入信号均与第二比较运算器相连接，第二比较运算器的输出端输出第三输出信号，第二比较运算器的输出端与第二滞环比较器模块相连接，第二滞环比较器输出第四输出信号。