CN117439168A - 基于电压外环与改进电流内环的光伏逆变器并网控制方法 - Google Patents

基于电压外环与改进电流内环的光伏逆变器并网控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种基于电压外环与改进电流内环的光伏逆变器并网控制方法，属于光伏逆变器并网控制技术领域；解决了三相LCL型光伏逆变器并网系统存在固有谐振尖峰的问题；包括如下步骤：建立电容电流反馈双闭环控制的三相逆变器并网拓扑，进行Park变换后得到的dq坐标系下的主电路状态方程；引入加权平均电流控制法，将逆变器侧电流与网侧电流两者的加权值同时加上电容电流反馈环节构成电流内环，选择加权平均电流反馈作为电流外环，得到改性型电流双闭环控制系统；将引入加权平均电流的改进型电流双闭环控制系统结合上电压外环控制得到改进后的光伏逆变器并网系统；本发明应用于三相LCL型光伏逆变器并网系统。

Description

基于电压外环与改进电流内环的光伏逆变器并网控制方法
技术领域
本发明提供了一种基于电压外环与改进电流内环的光伏逆变器并网控制方法，属于光伏逆变器并网控制技术领域。
背景技术
随着一次能源的不断消耗，各国逐年加强了对可再生能源的研究，目前主要的利用途径是基于可再生能源的分布式发电，并网逆变器作为其中关键一环受到了国内外学者的广泛关注。由于并网逆变器中开关管频繁启停产生的谐波电流导致了电网电能质量恶化。为了提高并网系统输出效果，常在并网逆变器的输出端串联滤波器用以抑制高频谐波。目前常见的LCL型滤波器相较于L型滤波器具有更好地抑制高频谐波的能力，在并网发电等领域具有良好的应用价值。但LCL型滤波器是三阶欠阻尼系统，在谐振频率处存在谐振尖峰，同时电感处产生的电流纹波对光伏逆变器并网系统造成了不良影响。
目前的解决方式是在系统中增加阻尼方式抑制，主要方法可归为无源阻尼法和有源阻尼法。无源阻尼法是在滤波电路各支路上串联或并联电阻抑制谐振尖峰，该方法的实现方式简单但会增加系统额外的功耗降低效率。有源阻尼法则无需增加额外的电气元件，通过反馈特定的状态变量改进控制环节算法得到等效虚拟阻尼进行谐振抑制，该方法能够避免系统功率损耗并实现与无源阻尼相同的阻尼效果。
有的学者提出一种将电容电压反馈引入电流内环实现谐振抑制的方法，通过将电容电压微分后引入电流内环实现反馈阻尼抑制谐振尖峰，但该方法会引入高频噪声，对系统造成干扰。还有学者通过反馈LCL型滤波电感电压和电网电压的估算值进行谐振阻尼，该方法无需额外传感器，但该控制系统对数学模型依赖程度高且算法复杂。加权平均电流控制(Weight average current control，WACC)法由于其良好的降阶特性开始走进国内外学者视野中，该方法通过逆变器侧电流与并网电流进行加权求和后作为反馈项，即可将三阶控制系统降为一阶，从而实现对LCL型并网逆变器系统的谐振抑制。但加权平均电流控制法并不是对并网电流的直接控制，并网系统中仍然存在着谐振项，针对这一问题有学者提出将加权平均电流与电网电压前馈相结合的控制策略，实现系统降阶的目的抑制谐振尖峰影响，但数字延时环节的存在降低了并网电流质量。有的学者通过分析不同数字延时情况下有源阻尼的性质给出有源阻尼等效电路，并通过奈奎斯特稳定判据给出控制器参数的设计，但是设计过程尤为复杂。还有的学者在加权平均电流控制法中引入电容电流反馈的同时增加额外的补偿环节完成系统降阶，然而该方法会导致相位裕度较低，同时采用单电流环是对系统的不完全解耦。
发明内容
本发明为了解决三相LCL型光伏逆变器并网系统存在固有谐振尖峰的问题，提出了一种基于电压外环与改进电流内环的光伏逆变器并网控制方法。
为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：基于电压外环与改进电流内环的光伏逆变器并网控制方法，包括如下步骤：
S1：建立电容电流反馈双闭环控制的三相逆变器并网拓扑，进行park变换后得到的dq坐标系下的主电路状态方程；
S2：引入加权平均电流控制法，将逆变器侧电流与网侧电流两者的加权值同时加上电容电流反馈环节构成电流内环，选择加权平均电流反馈作为电流外环，得到改进型电流双闭环控制系统；
S3：将引入加权平均电流的改进型电流双闭环控制系统结合上电压外环控制得到改进后的光伏逆变器并网系统，改进后的光伏逆变器并网系统通过控制三相逆变器开关管的导通和关断进行电流逆变。
所述步骤S1中的电容电流反馈双闭环控制的三相逆变器并网拓扑包括电路部分和控制部分，所述电路部分包括光伏阵列、三相逆变器、LCL型滤波器，所述光伏阵列的直流输出经过三相逆变器后通过LCL型滤波器输出，所述控制部分包括三相电网电压锁相环、SVPWM调制器、PI控制器。
所述步骤S1中dq坐标系下的主电路状态方程的表达式如下：
；
上式中：i 1 、i 2 、i c 分别为逆变器侧电流、网侧电流和电容侧电流；
i 1d 为逆变器侧电流的d轴分量，i 1q 为逆变器侧电流的q轴分量；
i 2d 为网侧电流的d轴分量，i 2q 为网侧电流的q轴分量；
i cd 为滤波电容电流的d轴分量，i cq 为滤波电容电流的q轴分量；
L 1 为逆变器侧的电感，L 2 为网侧的电感；
R 1 为逆变器侧的寄生电阻、R 2 为网侧的寄生电阻；
ω为dq轴旋转角频率；
u d 为三相半桥臂的输出电压的d轴分量，u q 为三相半桥臂的输出电压的q轴分量；
u cd 为LCL滤波器电容两端电压的d轴分量，u cq 为LCL滤波器电容两端电压的q轴分量；
u gd 为网侧电压的d轴分量，u gq 为网侧电压的q轴分量；
消除主电路状态方程中的中间变量，得到如下关系表达式：
；
；
上式中：i * cd 为d轴滤波电容电流给定值，i * cq 为q轴滤波电容电流给定值，i wac_d 表示d轴加权平均电流实际值，i wac_q 表示q轴加权平均电流实际值；
系数H i1 、H i2 、H i3 、H i4 、H u1 、H u2 、H u3 、H u4 的表达式如下：
；
；
上式中：a=L 1 s+R 1 ；b=L 2 s+R 2 ；c=ωL 1 ；d=ωL 2 ；e=ωC；f=Cs，其中s为拉普拉斯变换常数，ω为dq轴旋转角频率，C为逆变器滤波电容容量。
所述步骤S2中的电流外环采用传统比例积分控制器，所述电流内环采用比例控制器。
所述步骤S2中电流内环中的电容电流与电流外环中的加权平均电流的关系表达式如下：
；
；
上式中：i wac_d 表示d轴加权平均电流实际值，i wac_q 表示q轴加权平均电流实际值；i * wac_d 表示d轴加权平均电流给定值，i * wac_q 表示q轴加权平均电流给定值，i * cd 为d轴滤波电容电流给定值，i * cq 为q轴滤波电容电流给定值，β为网侧电流加权平均系数，表示为β=L 2 /(L 1 +L 2 )、1-β=L 1 /(L 1 +L 2 )，k pi 为电流外环PI控制器比例系数，k ii 为电流外环PI控制器积分系数，s为拉普拉斯变换常数。
所述步骤S3中改进后的光伏逆变器并网系统通过控制三相逆变器开关管的导通和关断进行电流逆变的过程如下：
分别采样逆变器侧三相电流、滤波电容三相电流、网侧三相电流后进行park变换，分别得到dq坐标系下的逆变器侧电流、滤波电容电流和网侧电流；
然后将逆变器侧电流与网侧电流乘上相应的加权系数后进行相加得到dq坐标系下的加权平均电流实际值；
通过分别给定dq轴参考电流后经过PI控制器与另一轴分量进行加减后得到dq轴坐标系下电容电流参考值，再与采样后经过park变换得到的dq坐标系下电容电流实际值相减经过比例控制器后再与另一轴分量进行加减得到dq坐标系下的电压信号，经过反park变换后再经过SVPWM调制器来控制三相逆变器开关管的导通关断从而进行电流逆变。
所述改进后的光伏逆变器并网系统的开环传递函数表达式为：
；
所述改进后的光伏逆变器并网系统的闭环传递函数表达式为：
；
上式中：G i (s)为电流外环控制器传递函数，G ic (s)为电容电流内环控制器传递函数，G d (s)为延时环节传递函数，K pwm 为三相桥臂增益，H ic 为电容电流反馈系数。
本发明相对于现有技术具备的有益效果为：本发明提出的基于电压外环与改进电流内环的光伏逆变器并网控制方法，通过对光伏逆变器并网系统的完全解耦验证了光伏逆变器并网系统能够在一定范围变化下保证光伏逆变器并网系统的稳定性，同时光伏逆变器并网系统能够获得鲁棒性。最后通过仿真验证，使用本发明的方法能够使得三相并网逆变器稳定运行，并提升并网电流质量。
附图说明
下面结合附图对本发明做进一步说明：
图1为简化后电容电流反馈双闭环控制的三相逆变器并网拓扑图；
图2为本发明提出的改进型电流内环控制系统的结构图；
图3为传统控制方法与本发明控制方法bode对比图；
图4为不同电感参数下本发明控制方法bode图；
图5为本发明提出的改进后光伏逆变器并网系统的整体控制框图；
图6为不同逆变器侧电感下光伏逆变器并网系统开环传递函数bode图；
图7为不同网侧电感下光伏逆变器并网系统开环传递函数bode图；
图8为不同滤波电容下光伏逆变器并网系统开环传递函数bode图；
图9为逆变器侧电感变化时光伏逆变器并网系统根轨迹图；
图10为当k p 变化时光伏逆变器并网系统的闭环根轨迹图；
图11为当k i 变化时光伏逆变器并网系统的闭环根轨迹图；
图12为改进前光伏逆变器并网系统的三相并网电流波形图；
图13为改进后光伏逆变器并网系统的三相并网电流波形图；
图14为改进前光伏逆变器并网系统的三相并网电流谐波含量图；
图15为改进后光伏逆变器并网系统的三相并网电流谐波含量图；
图16为改进前光伏逆变器并网系统的直流侧输出电压波形图；
图17为改进后光伏逆变器并网系统的直流侧输出电压波形图。
具体实施方式
如图1至图17示，本发明针对三相LCL型光伏逆变器并网系统存在固有谐振尖峰的问题，提出了一种基于电压外环与改进电流内环的光伏逆变器并网控制方法，根据理论分析结果表明应用本发明所提的改进型控制方法能够有效地抑制谐振尖峰对系统稳定性造成的影响，光伏逆变器并网系统能够适应一定参数变化范围的同时保持一定的稳定裕度。同时本发明针对带LCL型滤波器的三相光伏逆变器采用传统电压电流双闭环控制逆变器直流侧输出电压会受到低频振荡的影响，提出了一种电压外环与改进电流内环的双闭环的光伏逆变器并网控制方法。研究结果表明本发明所提的改进控制方法能够有效降低直流侧母线电压波动。
下面根据附图对本发明进行详细说明。
1、关于光伏逆变器双闭环控制数学模型
图1为简化后电容电流反馈双闭环控制的三相逆变器并网拓扑图。图中i pv 为光伏阵列输出电流；V dc 为直流侧母线电压；i 1 、i 2 、i c 分别为逆变器侧电流、网侧电流和电容侧电流；L 1 、L 2 、R 1 、R 2 分别为逆变器侧和网侧的电感和寄生电阻；u inv 为逆变器三相电压，u abc 为网侧三相电压，i abc 为网侧三相电流。
式（1）为进行派克（Park）变换后得到的dq坐标系下的主电路状态方程。
（1）。
上式中：ω为dq轴旋转角频率，i 1d 为逆变器侧电流的d轴分量，i 1q 为逆变器侧电流的q轴分量，u cd 为LCL滤波器电容两端电压的d轴分量，u cq 为LCL滤波器电容两端电压的q轴分量，u d 为三相半桥臂的输出电压的d轴分量，u q 为三相半桥臂的输出电压的q轴分量，u gd 为网侧电压的d轴分量，u gq 为网侧电压的q轴分量，i cd 、i cq 、i 2d 、i 2q 分别为dq同步旋转坐标系下滤波电容电流实际值和网侧电流实际值。
经过上述变换可将三相逆变器并网系统的三相交流变量转化为所对应的直流分量，但dq轴仍有耦合项，不利于对光伏逆变器并网系统进行有功和无功的独立控制。为了获得LCL型逆变器输出电流和输入电压之间的传递关系，忽略电网电压对系统的影响，消除式（1）中的中间变量，可得如下数学关系：
（2）；
（3）；
式（2）、式（3）中i * cd 、i * cq 分别表示dq两轴滤波电容电流给定值。
系数H i1 、H i2 、H i3 、H i4 、H u1 、H u2 、H u3 、H u4 的表达式如下：
（4）；
（5）；
上式中：a=L 1 s+R 1 ；b=L 2 s+R 2 ；c=ωL 1 ；d=ωL 2 ；e=ωC；f=Cs，其中s为拉普拉斯变换常数，ω=2πf为dq轴旋转角频率，C为逆变器滤波电容容量。
采用传统电容电流反馈的电流内环控制方式并不能使得三相LCL型光伏逆变器并网系统完成降阶，同时也未考虑逆变器侧电感电流对内环控制系统的影响。
2、改进型电流内环控制系统
为了抑制LCL型逆变器带来的谐振问题，传统加权平均电流虽然能够使得三相LCL型光伏逆变器并网系统完成降阶，然而加权平均电流控制并不是对并网电流的直接控制，光伏逆变器并网系统中仍然存在谐振项，而抑制谐振项的根本途径是反馈谐振项。因此，本发明引入加权平均电流控制法将逆变器侧电流和网侧电流进行加权后同时作为反馈控制目标，进一步增加电容电流反馈环节，能够有效抑制谐振达到阻尼谐振尖峰的目的，本发明提出的改进型电流内环控制系统结构如图2所示。图2中G i (s)为电流外环控制器，G ic (s)为电容电流内环控制器。图2表明：选择加权平均电流反馈作为电流外环，增加电容电流反馈作为电流内环，形成了电流双闭环控制方式。
将逆变器侧与网侧电流两者特定加权值同时加上电容电流反馈环节构成电流内环控制。为了解决光伏逆变器并网系统由于增加负反馈环节而降低系统自由度的问题设计了补偿环节，考虑到采用电容电流反馈环节降低LCL型逆变器带来的谐振尖峰影响，为提高内环响应的快速性，电流内环采取比例控制器，电流外环采用传统比例积分控制器。根据关系式（3）可以得到电容电流与加权平均电流的关系如式（6）所示。
（6）；
（7）；
上式中：i wac_d 、i wac_q 分别表示加权平均电流dq轴实际值；i * wac_d 、i * wac_q 分别表示加权平均电流dq轴给定值；加权系数表示为β=L 2 /(L 1 +L 2 )、1-β=L 1 /(L 1 +L 2 )，k pi 为电流外环PI控制器比例系数，k ii 为电流外环PI控制器积分系数，s为拉普拉斯变换常数。由于dq轴具有对偶性，只采用d轴进行分析，图2中i wac 表示加权平均电流反馈值。
由图2可以得到分别得到并网系统i * ref 到i 2 的开环和闭环传递函数分别为：
（8）；
（9）；
上式中：G i (s)为电流外环控制器传递函数，G ic (s)为电容电流内环控制器传递函数，G d (s)为延时环节传递函数，K pwm 为三相桥臂增益，H ic 为电容电流反馈系数。
选取式（8），根据表1参数绘制传统WACC方法与引入电容电流反馈环节的开环系统伯德对比图，如图3所示，当加权平均电流控制中引入电容电流反馈环节后的改进后光伏逆变器并网系统中的谐振尖峰已经阻尼到0dB以下，同时也具有良好的相位裕度，相较于没有引入电容电流反馈的传统加权平均电流控制方法下的光伏逆变器并网系统稳定性具有明显提升。
表1 LCL型逆变器并网参数。
考虑到电容电流反馈比例系数不是本发明研究的重点，因此本发明不考虑电容电流反馈比例系数的最优取值问题。由此为了进一步验证改进后光伏逆变器并网系统能够适应一定的变化范围，当保持其余参数不变仅改变逆变器侧电感后电流内环波特图如图4所示，由图可知改进后光伏逆变器并网系统在参数变化的一定范围内仍能够保持45°以上的相位裕度以及8dB以上的幅值裕度。在保持光伏逆变器并网系统低频增益和截止频率基本不变的情况下，体现出平均电流控制方法高低频增益、高带宽的特点，证明改进后光伏逆变器并网系统具有良好的稳定性。改进后光伏逆变器并网系统的整体控制框图如图5所示。
3、光伏逆变器并网系统稳定性分析
3.1 改进型电流内环控制系统参数设计
图6为根据表1参数绘制的光伏逆变器并网系统开环传递函数bode图。图6、图7、图8中分别绘制了逆变器侧电感L 1 、网侧电感L 2 以及滤波电容C在几种不同取值下的开环传递函数bode图。当改变逆变器侧电感L 1 参数时可以发现光伏逆变器并网系统具有相同的相位裕度，随着电感参数不断增大光伏逆变器并网系统高频段衰减能力不断减小；当网侧电感L 2 不断减小时从波特图中可以发现，随着参数的不断减小，光伏逆变器并网系统的高频段衰减能力也在不断降低，但相位裕度却有所提升，为了保持光伏逆变器并网系统良好的低频增益以及高频衰减能力，从图中可知当L 2 选取750µH时最合适；最后保持其他参数不变改变滤波电容C参数后得到如图8所示传递函数波特图，当改变滤波电容参数系统具有相同的相位裕度，随着滤波电容的不断减小，光伏逆变器并网系统的幅值裕度也在提升，当同时考虑到对谐振峰抑制最好以及幅值裕度满足8dB以上，选取滤波电容C的值为20F最为合适。当选取本发明设定参数时可知采用三相LCL型光伏逆变器并网系统在一定参数变化范围内都对谐振尖峰具有良好的抑制效果，同时光伏逆变器并网系统具有良好的相位裕度。
为了进一步验证三相LCL型光伏逆变器并网系统的稳定性。选取式（9）绘制随着逆变器侧电感参数值不断增大时的光伏逆变器并网系统的闭环根轨迹图，如图9所示。随着逆变器侧电感L 1 逐渐增大，系统一对闭环极点快速向左边移动，意味着三阶系统阻尼在不断增大；系统的一对共轭极点逐渐向右移动并不断趋近于右半平面，但所仍位于左半平面，且根轨迹变化幅度小，这说明逆变器侧电感设计较为合理，光伏逆变器并网系统具有较强的稳定性能。
3.2 电压电流双闭环控制系统参数稳定性分析
为了进一步分析控制器参数对光伏逆变器并网系统稳定性造成的影响，选定式（9），根据表1中部分参数绘制改变控制器参数时光伏逆变器并网系统根轨迹变化图，如图10-11所示。图10表示为当k p 变化时闭环系统的根轨迹图。当k p 从0.5增大到20时，系统中一对共轭极点已经趋近右于虚轴，因此光伏逆变器并网系统是稳定，为了考虑光伏逆变器并网系统的快速响应以及减少误差等方面分析，k p 取0.85。
保持其他参数不变改变参数k i ，当k i 从1增大到350时的闭环系统根轨迹图如图11所示。闭环系统的极点一直位于系统的左半平面，且根轨迹的变化幅度较小，因此从光伏逆变器并网系统的稳定裕度方面综合分析，k i 取值为318.87。
4、仿真验证
为了验证本发明所提控制方法的有效性，根据图5在Matlab/Simulink中搭建了三相LCL型光伏逆变器并网系统模型，得以验证前文中理论分析的正确性，仿真系统参数见表1，采用上文所述控制方法和空间矢量脉宽调制(SVPWM)策略，通过坐标系变换在dq同步旋转坐标系下进行控制，采用传统锁相环锁定电网相位，实现对三相LCL型光伏逆变器并网系统的控制。
图5电路分别采样逆变器侧三相电流、滤波电容三相电流、网侧三相电流后进行park变换，分别得到dq坐标系下的逆变器侧电流、滤波电容电流和网侧电流。然后将逆变器侧电流与网侧电流乘上相应的加权系数后进行相加得到dq坐标系下的加权平均电流实际值；通过分别给定dq轴参考电流（q轴参考电流为0）后经过PI控制器与其他轴分量进行加减后得到dq轴坐标系下电容电流参考值，再与采样后经过park变换得到的dq坐标系下电容电流实际值相减经过比例控制器后再与其他轴分量进行加减得到dq坐标系下的电压信号，经过反park变换后再经过SVPWM(空间矢量)调制方式来控制三相逆变器开关管的导通关断从而进行电流逆变。
采用本发明的电压电流双闭环控制方法与传统控制方法相对比，改进前后光伏逆变器并网系统的三相并网电流对比如图12和13所示，图12中可见改进前光伏逆变器并网系统由于低频振荡，将会导致并网电流质量下降，从图14中改进前光伏逆变器并网系统的并网电流谐波(Total Harmonic Current Distortion)含量图中也能表明改进前光伏逆变器并网系统的谐波含量较高，改进前光伏逆变器并网系统的并网电流谐波总畸变率η THD =4.37%；而采用本发明提出的改进控制方法后光伏逆变器并网系统能够有效稳定逆变器输出侧并网电流，提高逆变器输出并网电流质量，从图13中可以看出改进后三相LCL型光伏逆变器并网系统在稳定运行情况下，具有更小的超调量，明显降低了系统振荡次数，改进后方法明显优于改进前方法。
此外系统的并网电流谐波畸变率也是体现系统控制环节优越性的一项重要性能指标。图14和15给出参数相同的情况下改进前后光伏逆变器并网系统的并网电流谐波总畸变率对比图。如图可知改进前后光伏逆变器并网系统并网电流谐波总畸变率从4.37%降低到了0.78%，进一步说明在平均电流控制中引入电容电流反馈减小了并网电流中的谐波含量，提高了光伏逆变器并网系统的稳定性，提升了并网电能质量，改进后光伏逆变器系统的并网电流谐波总畸变率也从η THD =4.37%将低到了η THD =0.78%。
同时为了模拟实际光伏并网系统工程中系统突变工况观察系统的动态响应过程，在0.4s时将控制系统中并网电压给定参考值从700V阶跃到750V。根据图16和17给出改进前后光伏逆变器并网系统的并网电压波形对比图，从图中可以看出两种控制方法都能快速将LCL型三相光伏逆变器直流侧电压稳定在750V左右且两者超调量基本一致，但改进前光伏逆变器并网系统直流侧母线电压明显受到扰动从而产生了明显振荡；而改进后光伏逆变器并网系统直流侧母线电压振荡明显降低，证明本发明提出的改进控制方法能够保证直流侧母线电压稳定的同时有效减小光伏逆变器并网系统并网直流侧母线电压波动，有效缩短系统调节时间。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (7)

1.基于电压外环与改进电流内环的光伏逆变器并网控制方法，其特征在于：包括如下步骤：
S1：建立电容电流反馈双闭环控制的三相逆变器并网拓扑，进行park变换后得到的dq坐标系下的主电路状态方程；
S2：引入加权平均电流控制法，将逆变器侧电流与网侧电流两者的加权值同时加上电容电流反馈环节构成电流内环，选择加权平均电流反馈作为电流外环，得到改进型电流双闭环控制系统；
S3：将引入加权平均电流的改进型电流双闭环控制系统结合上电压外环控制得到改进后的光伏逆变器并网系统，改进后的光伏逆变器并网系统通过控制三相逆变器开关管的导通和关断进行电流逆变。
2.根据权利要求1所述的基于电压外环与改进电流内环的光伏逆变器并网控制方法，其特征在于：所述步骤S1中的电容电流反馈双闭环控制的三相逆变器并网拓扑包括电路部分和控制部分，所述电路部分包括光伏阵列、三相逆变器、LCL型滤波器，所述光伏阵列的直流输出经过三相逆变器后通过LCL型滤波器输出，所述控制部分包括三相电网电压锁相环、SVPWM调制器、PI控制器。
3.根据权利要求2所述的基于电压外环与改进电流内环的光伏逆变器并网控制方法，其特征在于：所述步骤S1中dq坐标系下的主电路状态方程的表达式如下：
；
上式中：i 1 、i 2 、i c 分别为逆变器侧电流、网侧电流和电容侧电流；
i 1d 为逆变器侧电流的d轴分量，i 1q 为逆变器侧电流的q轴分量；
i 2d 为网侧电流的d轴分量，i 2q 为网侧电流的q轴分量；
i cd 为滤波电容电流的d轴分量，i cq 为滤波电容电流的q轴分量；
L 1 为逆变器侧的电感，L 2 为网侧的电感；
R 1 为逆变器侧的寄生电阻、R 2 为网侧的寄生电阻；
ω为dq轴旋转角频率；
u d 为三相半桥臂的输出电压的d轴分量，u q 为三相半桥臂的输出电压的q轴分量；
u cd 为LCL滤波器电容两端电压的d轴分量，u cq 为LCL滤波器电容两端电压的q轴分量；
u gd 为网侧电压的d轴分量，u gq 为网侧电压的q轴分量；
消除主电路状态方程中的中间变量，得到如下关系表达式：
；
；
上式中：i * cd 为d轴滤波电容电流给定值，i * cq 为q轴滤波电容电流给定值，i wac_d 表示d轴加权平均电流实际值，i wac_q 表示q轴加权平均电流实际值；
系数H i1 、H i2 、H i3 、H i4 、H u1 、H u2 、H u3 、H u4 的表达式如下：
；
；
上式中：a=L 1 s+R 1 ；b=L 2 s+R 2 ；c=ωL 1 ；d=ωL 2 ；e=ωC；f=Cs；其中s为拉普拉斯变换常数，ω为dq轴旋转角频率，C为逆变器滤波电容容量。
4.根据权利要求3所述的基于电压外环与改进电流内环的光伏逆变器并网控制方法，其特征在于：所述步骤S2中的电流外环采用传统比例积分控制器，所述电流内环采用比例控制器。
5.根据权利要求4所述的基于电压外环与改进电流内环的光伏逆变器并网控制方法，其特征在于：所述步骤S2中电流内环中的电容电流与电流外环中的加权平均电流的关系表达式如下：
；
；
上式中：i wac_d 表示d轴加权平均电流实际值，i wac_q 表示q轴加权平均电流实际值；i * wac_d 表示d轴加权平均电流给定值，i * wac_q 表示q轴加权平均电流给定值，i * cd 为d轴滤波电容电流给定值，i * cq 为q轴滤波电容电流给定值，β为网侧电流加权平均系数，表示为β=L 2 /(L 1 +L 2 )、 1-β=L 1 /(L 1 +L 2 )，k pi 为电流外环PI控制器比例系数，k ii 为电流外环PI控制器积分系数，s为拉普拉斯变换常数。
6.根据权利要求5所述的基于电压外环与改进电流内环的光伏逆变器并网控制方法，其特征在于：所述步骤S3中改进后的光伏逆变器并网系统通过控制三相逆变器开关管的导通和关断进行电流逆变的过程如下：
分别采样逆变器侧三相电流、滤波电容三相电流、网侧三相电流后进行park变换，分别得到dq坐标系下的逆变器侧电流、滤波电容电流和网侧电流；
然后将逆变器侧电流与网侧电流乘上相应的加权系数后进行相加得到dq坐标系下的加权平均电流实际值；
通过分别给定dq轴参考电流后经过PI控制器与另一轴分量进行加减后得到dq轴坐标系下电容电流参考值，再与采样后经过park变换得到的dq坐标系下电容电流实际值相减经过比例控制器后再与另一轴分量进行加减得到dq坐标系下的电压信号，经过反park变换后再经过SVPWM调制器来控制三相逆变器开关管的导通关断从而进行电流逆变。
7.根据权利要求6所述的基于电压外环与改进电流内环的光伏逆变器并网控制方法，其特征在于：所述改进后的光伏逆变器并网系统的开环传递函数表达式为：
；
所述改进后的光伏逆变器并网系统的闭环传递函数表达式为：
；
上式中：G i (s)为电流外环控制器传递函数，G ic (s)为电容电流内环控制器传递函数，G d (s)为延时环节传递函数，K pwm 为三相桥臂增益，H ic 为电容电流反馈系数。
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