CN111245010A - 基于llcl型三相并网逆变器的双闭环控制方法 - Google Patents

基于llcl型三相并网逆变器的双闭环控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种基于LLCL型三相并网逆变器的双闭环控制方法，在两相静止坐标系下对入网电流进行控制，避免了复杂的解耦运算。采用比例复数积分和准比例谐振复合控制器，在保证一定的带宽基础上实现较高的基频增益。相比于LCL型逆变器，该LLCL型逆变器大幅度衰减了并网电流中的开关频率附近的谐波成分，所增加的串联谐振电感Lf极小，其成本和影响可以忽略不计。同时相比于其他改进型的并网逆变器所采用的串并联电阻的无源阻尼法，本发明采用的有源阻尼法在不增加损耗的同时抑制了LLCL型逆变器的谐振峰，在保证开关频率处的陷波能力不受影响的前提下提高了并网电流质量，具有较高的控制精度与跟踪速度。

Description

基于LLCL型三相并网逆变器的双闭环控制方法
技术领域
本发明涉及一种电力控制技术，特别涉及一种基于LLCL型三相并网逆变器的双闭环控制方法。
背景技术
并网逆变器作为新能源发电设备与电网之间重要的连接部分,其性能对并网电能质量有着重要的影响。目前国内外学者对于L型、LC型以及LCL型并网逆变器做了大量研究，控制方法也已经相当成熟。然而大部分研究仅仅关注并网电流总谐波畸变率(THD)而往往忽略了PWM调制方式所带来的开关频率处的谐波电流成分。
通过在滤波电容支路串联小电感形成LC串联谐振支路，同时将串联谐振频率设置为开关频率能较大幅度地减小开关频率处的谐波成分，串联电感量极小因此可以忽略其带来的附加成本。
除以上所述的LLCL滤波器，五阶以下滤波器的拓扑结构还有6种，但满足低频高阻和高频低阻特性的只有两种，二者均保证了高频衰减能力，但电路设计十分复杂，而且采用串联阻尼电阻的方法不仅增加了有功损耗，同时还降低了对开关频率处谐波的衰减能力。
将两个LC串联谐振支路并联在滤波电容器两端构成双陷波开关频率滤波器，保证能够滤除开关频率及其倍频处谐波成分，同时降低了无源阻尼带来的消耗，但其仍对并网能量的传递效率带来影响，并且并联支路的引入会产生多个正向谐振峰值，不利于控制系统的稳定,对应的控制器设计也会变得更加复杂在LC谐振支路的电感L两侧并联阻尼电阻的基础上，同时在LC支路两侧并联电容，这种方法虽然保证了复合型LLCL滤波器高频具有-60dB/decade的衰减能力，但其开关频率处的衰减能力也被大大削弱。此外由一个LC串联谐振和一个LC并联谐振组成的混合谐振滤波器，对两个滤波电容的选取十分严格，若选取不当反而会放大谐波，造成严重后果。同时附加的电容也会增加无功损耗和设计成本。
并网逆变器的控制方式主要有比例积分(PI)控制、比例谐振(PR)控制、准比例谐振(QPR)控制以及重复控制和无差拍控制等单一型控制。还有一些复合型控制方法：模糊PCI控制、PCI+重复控制等。其方法的目的都是为了提高并网电流质量、降低谐波畸变率(THD)。实现单位功率因数并网的要求。
发明内容
本发明是针对LLCL滤波器在三相并网逆变器中运用的问题，提出了一种基于LLCL型三相并网逆变器的双闭环控制方法，结合LLCL滤波器能够滤除开关频率处谐波成分的优点，使得在保证较高的入网电流质量的同时，有效滤除开关频次附近的谐波，降低高次谐波的污染。双闭环控制在两相静止坐标系下进行交流量的控制，与在三相静止坐标系下进行控制相比，减少了控制器数量；与在两相旋转坐标系下进行控制相比，避免了复杂的解耦运算，保证了并网电流的波形质量和较高的功率因数的同时还具有良好的动态调节性能，确保了整个控制系统的安全稳定运行。
本发明的技术方案为：一种基于LLCL型三相并网逆变器的双闭环控制方法，直流电压源Vdc输出到三相并网逆变器，三相并网逆变器输出三相交流电，依次经过串联的逆变器侧电感L1、并联的Lf C串联谐振支路、串联的并网侧电感L2后，并网入交流电网；三相实际并网电流ia、ib、ic经过坐标变换器由其中三相静止坐标系转换到两相静止坐标系下电流i2α、i2β，然后与参考电流i2αref、i2βref做差，分别获取两个交流误差信号，两个交流误差信号送入PCI和QPR复合控制器，并联的Lf C串联谐振支路的实际三相电流经过坐标变换器由其中三相静止坐标系转换到两相静止坐标系下电流icα、icβ作为反馈电流，PCI和QPR复合控制器的输出信号结合负反馈电流后形成初步控制信号，将初步控制信号与电网电压比例前馈项结合并进行坐标反变换成三相静止坐标系形成三相PWM触发调制信号，经驱动电路后控制逆变器开关管的导通与关断，进而控制并网逆变器入网电流的幅值和相位以及电流质量。
本发明的有益效果在于：本发明基于LLCL型三相并网逆变器的双闭环控制方法，在两相静止坐标系下对入网电流进行控制，避免了复杂的解耦运算。采用比例复数积分(PCI)和准比例谐振(QPR)复合控制器，在保证一定的带宽基础上实现较高的基频增益，克服了PI控制器不能无静差跟踪交流信号的缺点以及比例复数积分(PCI)控制器动态调节特性差的弊端。相比于LCL型逆变器，该LLCL型逆变器大幅度衰减了并网电流中的开关频率附近的谐波成分，所增加的串联谐振电感Lf极小，其成本和影响可以忽略不计。同时相比于其他改进型的并网逆变器所采用的串并联电阻的无源阻尼法，本发明采用的有源阻尼法在不增加损耗的同时抑制了LLCL型逆变器的谐振峰，在保证开关频率处的陷波能力不受影响的前提下提高了并网电流质量，具有较高的控制精度与跟踪速度。
附图说明
图1为本发明基于LLCL型三相并网逆变器的双闭环控制的整体结构图；
图2为本发明基于LLCL型三相并网逆变器的双闭环控制方法的控制结构图；
图3a为本发明被控对象LLCL型滤波器的等效控制模型框图；
图3b为本发明滤波器的数学模型图；
图4为本发明LCL型和LLCL型滤波器的幅频特性曲线图；
图5为本发明基于LLCL型并网逆变器的双闭环控制方法的等效控制框图；
图6为本发明该开环传递函数的伯德图；
图7为本发明三种控制器的伯德图；
图8为本发明PCI控制器两相静止坐标系下的具体实现形式图；
图9a为LCL型逆变器在单一PCI控制下的A相并网电流的谐波失真率图；
图9b为本发明LLCL型逆变器在单一PCI控制下的A相并网电流的谐波失真率图；
图10a为采用复合控制器时LCL型逆变器的A相并网电流的谐波失真率图；
图10b为本发明采用复合控制器时LLCL型逆变器的A相并网电流的谐波失真率图；
图11为本发明0.14s外部参考电流指令改变时A相电网电压(1/5处理)与并网电流的波形图；
图12为本发明采用新型复合控制方法后改变参考电流指令时的A相电网电压和并网电流波形图。
具体实施方式
如图1所示本发明基于LLCL型三相并网逆变器的双闭环控制的整体结构图，主要包括直流电压源Vdc、基于脉冲宽度调制控制的三相LLCL并网逆变器(其中逆变器侧的电感为L1，并网侧电感为L2，滤波电容为C，串联谐振电感为Lf)、网侧三相电流和Lf C串联谐振支路电流传感器、坐标变换器、对电流误差信号进行调节的PCI和QPR并联复合控制器。主要控制过程为：首先在网侧三相电流传感器的作用下，获取三相实际并网电流ia、ib、ic，并将该值输送至坐标变换器由其中三相静止坐标系转换到两相静止坐标系下电流i2α、i2β，然后与参考电流i2αref、i2βref做差，分别获取两个交流误差信号，两个交流误差信号分别经两个复合控制器后输出到内环(外环：PCI和QPR并联复合控制器调节并网电流，内环电容电流反馈法来抑制LLCL滤波器的正向谐振峰)，内环采用串联谐振支路电流负反馈的方法。PCI和QPR复合控制器的输出信号结合负反馈电流后形成初步控制信号，然后再引入电网电压比例前馈项增强系统的抗干扰能力，将初步控制信号与电压比例前馈项结合并进行坐标反变换形成三相PWM触发调制信号，经驱动电路后控制逆变器开关管的导通与关断，进而控制并网逆变器入网电流的幅值和相位以及电流质量。
图2为本发明提出的基于LLCL型三相并网逆变器的双闭环控制方法的控制结构图，该结构图表示在α轴下的双闭环控制过程，由于β轴与α轴相似，故不再赘述。其工作原理主要为：首先经电网电流传感器采集并网电流i2α，并与参考电流值i2αref做差，电流误差信号分别输送至比例复数积分(PCI)和准比例(QPR)并联复合控制器中进行调节，同时结合LfC串联谐振支路电流传感器检测到的带比例系数K的电流信号Kicα，此信号的引入是为了消除LLCL滤波器存在的谐振峰，再结合电网电压前馈项uα *形成PWM的调制信号，进而控制逆变器的入网电流。
在此发明提出的整个过程中，主要是对一台LLCL型三相并网逆变器系统进行仿真验证，以此来说明本发明的正确性和可行性。其中具体的仿真参数为：直流电压源电压700V，电网电压有效值220V，电网电压频率50Hz，PWM开关频率10KHz，逆变器侧滤波电感L1为1.2mH，并网侧滤波电感L2为0.3mH，LfC串联谐振支路的滤波电容为2μF，Lf＝126.7μH。其中比例复数积分(PCI)控制器参数为：kp＝0.4，ki＝210，准比例谐振(QPR)控制器参数为kp1＝0.9，kr＝11，系统带宽ωc＝πrad/s，基波角频率ω0＝314rad/s。并网电流参考值i2αref＝31sin(100πt)A，i2βref＝31sin(100πt-π/2)A。
图3a显示了被控对象LLCL型滤波器的等效控制模型框图，图3b为滤波器的数学模型。图4显示了LCL型和LLCL型滤波器的幅频特性曲线，图5为基于LLCL型并网逆变器的双闭环控制方法的等效控制框图。其中被控对象LLCL型滤波器的传递函数为：
Figure BDA0002377045820000051
uinv(s)为并网逆变器输出电压uinv的拉氏变换，i2(s)为并网电流i2的拉氏变换。
图3b中间支路的串联谐振频率为
Figure BDA0002377045820000052
将串联谐振频率fseries定为开关频率fsω即可求得谐振电感Lf。
Figure BDA0002377045820000053
当LLCL滤波器串联谐振电感Lf＝0时，便可得到LCL滤波器的传递函数：
Figure BDA0002377045820000054
由于LLCL型滤波器存在串联谐振支路,因此其应该具有两个谐振频率fres、fsω,其中：
Figure BDA0002377045820000055
Figure BDA0002377045820000061
其中：fres为LLCL滤波器的固有谐振频率，fsω为PWM调制的开关频率。
观察图4中幅频特性曲线可知，在中低频段LLCL型滤波器同LCL型滤波器特性基本一致，并且都存在谐振尖峰。而在高频段LLCL滤波器和LCL滤波器分别以-20dB/decade和-60dB/decade的速率对高次谐波进行衰减,因此在高频段LLCL滤波器作用稍显逊色，但值得一提的是，由于Lf C支路的串联谐振作用，使得LLCL滤波器在开关频率fsω处具有负向的高增益，可以大幅度衰减开关频次的谐波成分，弥补了其衰减能力不足的缺点。
图5中忽略电网电压的干扰，可得控制器输出信号到并网电流的开环传递函数为：
Figure BDA0002377045820000062
其中：u(s)为复合控制器输出信号的拉普拉斯变换(是没有经过电网电压前馈和电流负反馈时输入到PWM中的电压信号的拉普拉斯变换)，i2(s)为并网电流的拉普拉斯变换，K为Lf C串联谐振支路的电流反馈系数，Kpwm为逆变器的等效增益，且Kpwm＝Vdc/2。
图6为该开环传递函数的伯德图，观察可知，图4中LLCL型滤波器存在的谐振峰被消除了，同时保留了在开关频率(fsω＝10kHz)处的陷波能力。
比例积分(PI)控制器的数学模型为
Figure BDA0002377045820000063
式中：KP为比例系数，Ki为积分系数。
比例谐振(PR)控制器的数学模型为
Figure BDA0002377045820000064
将s＝jω代入上式得到幅值增益为
Figure BDA0002377045820000071
式中：KP’为比例系数，Kr’为谐振系数，ω0为基波角频率且ω0＝314rad/s，当式中ω＝ω0时，得到|GPR(jω0)|＝∞。
准比例复数积分(PCI)控制器的数学模型为
Figure BDA0002377045820000072
式中：kp为比例增益，ki为积分增益，ω0为基波角频率。
准比例谐振(QPR)控制器的数学模型为
Figure BDA0002377045820000073
式中：kp1为比例系数，kr为谐振系数，ω0为基波角频率且ω0＝314rad/s，ωc为带宽且ωc＝2πΔf rad/s。通常为了满足一定的带宽将Δf取为0.5Hz，因此ωc＝πrad/s。
将电容电流反馈至控制器输出端的方法称之为有源阻尼，这种方法相比于在电容两端并联电阻的方法而言不会产生额外的功率损耗，未采用阻尼方法时，会存在图4所示的正向谐振峰，当采用了有源阻尼法后，正向谐振峰被抑制，如图6所示仅保留负向谐振峰ps:负向谐振峰是用来滤除开关频率谐波成分的。
图7为上述三种控制器的伯德图，结合前面所介绍的三种控制器的数学模型可知，PI控制器因以阶跃信号作为内模，故只能实现对直流信号(即ω＝0)(ω即除了ω0＝314rad/s以外的系统的其他角频率，ω＝0也就是没有角频率的物理量，即直流量。)的无静差跟踪，PR控制器在基频(f＝50Hz)处具有无穷大增益，但电网频率变化时其控制作用将会削弱，准比例谐振(QPR)控制器是在PR控制器的基础上的改进，不仅在工频处对交流信号有较高的增益，还保留了一定的带宽，更适用于频率实时变化的电网。
PCI控制器具有良好的适用性，在单相系统和三相系统里都有对应的控制结构，其两相静止坐标系下的具体实现形式如图8所示，图中ex(x＝a,b,c,α,β)为并网电流的误差信号，yx(x＝a,b,c)为输出信号。由于控制器是基于复数j形式，由前面分析可知αβ坐标系中mα＝jmβ，mβ＝-jmα，由此可以实现复数j。
忽略电网电压的干扰(电网电压的干扰就是说不考虑电网电压输入项)，由图5可得到PCI控制器作用下并网参考电流i2ref(s)到实际并网电流i2(s)的闭环传递函数Gclose(s)为
Figure BDA0002377045820000081
Figure BDA0002377045820000082
Figure BDA0002377045820000083
其中：i2ref(s)为并网参考电流的拉普拉斯变换，i2(s)为实际并网电流的拉普拉斯变换，K为串联谐振支路的电流反馈系数，Kpwm为逆变器的等效增益，且Kpwm＝Vdc/2。kp为比例复数积分(PCI)控制器的比例系数，ki比例复数积分(PCI)控制器的积分系数，ω0为基波角频率且ω0＝314rad/s。
将s＝jω带入可得系统闭环传递函数的幅频特性|Gclose(jω)|和相频特性∠Gclose(jω)。
Figure BDA0002377045820000084
Figure BDA0002377045820000085
Figure BDA0002377045820000091
由图5可得到QPR控制器作用下并网参考电流i2ref(s)到实际并网电流i2(s)的闭环传递函数Tclose(s)为
Figure BDA0002377045820000092
Figure BDA0002377045820000093
Figure BDA0002377045820000094
图9a、9b分别为LCL、LLCL型逆变器在单一PCI控制下的A相并网电流的谐波失真率，比较两图可以看到LLCL型滤波效果优于LCL滤波器，通过观察二者开关频率附近的高频谐波可以发现，使用LCL型滤波器时并网电流的高频谐波分布在开关频率(fsw＝10kHz)附近，且含量约为0.5％，而使用LLCL型滤波器在开关频率附近的高频谐波被Lf C串联谐振支路在开关频率处的零阻抗作用使得此频率处的高频谐波成分被有效滤除了。
图10a、10b显示了采用复合控制器时LCL和LLCL型逆变器的A相并网电流的谐波失真率，分别与图9a、9b两图进行比较可知复合控制方法较单一PCI控制方法而言，能有效降低谐波畸变率，提高并网电流质量。
图11为0.14s外部参考电流指令改变时A相电网电压(1/5处理)与并网电流的波形图。当电流指令变化时，单一PCI控制下的电压电流虽能保持同相位，但由下方电流局部放大图可知电流的波形质量明显变差，此时的谐波畸变率为3.96％，即仅使用PCI控制器时不能保证良好的动态性能。
图12为采用新型复合控制方法后改变参考电流指令时的A相电网电压和并网电流波形。观察可知指令变化前后电压与电流始终保持同频同相，根据图中电流局部放大可以看到0.14s后的电流波形正弦度较图11更高，此时谐波畸变率为1.95％，远低于3.96％。因此在复合控制器的作用下，能够保证系统拥有良好的动态性能，保证电流质量。
LLCL逆变器的控制难度在于：大部分学者所采用的LfC串联谐振支路并联阻尼电阻的无源阻尼法来抑制LLCL滤波器的正向谐振峰，此种方法虽然能保证谐振峰得到抑制，但是引入了额外的功率损耗，同时，也会降低LLCL逆变器在开关频率处的负向衰减能力(即开关频率处的衰减增益下降)，顾此失彼。而采用串联谐振支路电流反馈的方法后不仅抑制了谐振峰，开关频率处的衰减能力还不受影响。
PCI控制器能够实现工频(50Hz)处的高增益，实现对交流量的直接控制，可以做到无误差控制。QPR控制器具有良好的动态调节效果。二者相结合不仅保证了控制系统具有较高的控制精度，还能够保证具有良好的动态调节能力，即当外部指令变化后，仍能保证良好的电流质量，跟踪效果更好，可靠性更强。

Claims (1)

1.一种基于LLCL型三相并网逆变器的双闭环控制方法，其特征在于，直流电压源Vdc输出到三相并网逆变器，三相并网逆变器输出三相交流电，依次经过串联的逆变器侧电感L1、并联的LfC串联谐振支路、串联的并网侧电感L2后，并网入交流电网；三相实际并网电流ia、ib、ic经过坐标变换器由其中三相静止坐标系转换到两相静止坐标系下电流i2α、i2β，然后与参考电流i2αref、i2βref做差，分别获取两个交流误差信号，两个交流误差信号送入PCI和QPR复合控制器，并联的LfC串联谐振支路的实际三相电流经过坐标变换器由其中三相静止坐标系转换到两相静止坐标系下电流icα、icβ作为反馈电流，PCI和QPR复合控制器的输出信号结合负反馈电流后形成初步控制信号，将初步控制信号与电网电压比例前馈项结合并进行坐标反变换成三相静止坐标系形成三相PWM触发调制信号，经驱动电路后控制逆变器开关管的导通与关断，进而控制并网逆变器入网电流的幅值和相位以及电流质量。
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