CN115378040A - 一种基于lcl型光伏逆变器并网系统及qvr控制方法 - Google Patents

一种基于lcl型光伏逆变器并网系统及qvr控制方法 Download PDF

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CN115378040A CN202211283208.XA CN202211283208A CN115378040A CN 115378040 A CN115378040 A CN 115378040A CN 202211283208 A CN202211283208 A CN 202211283208A CN 115378040 A CN115378040 A CN 115378040A
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李若萱
侯天豪
蔡子硕
徐岸非
袁雷
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Abstract

本发明公开了一种基于LCL型光伏逆变器并网系统，包括逆变器、LCL滤波器及控制回路，逆变器输出侧与LCL滤波器相连接，LCL滤波器的电容电流、LCL滤波器网侧电感输出的三相电流、以及电网三相电压输入到控制回路，对控制输出信号进行调制得到调制信号，作为逆变器的驱动信号。本发明还公开了一种基于LCL型光伏逆变器并网系统的QVR控制方法。本发明能为指定频率的交流信号提供足够的幅值增益，且能有效提高控制带宽，消除谐振点处谐振电流，抑制并网电流在5、7、11、13、17、19次谐波电流含量，提高了对光伏逆变器输出谐波的抑制能力，降低了并网电流的总谐波畸变率。

Description

一种基于LCL型光伏逆变器并网系统及QVR控制方法
技术领域
本发明属于光伏并网逆变器控制技术领域，更具体地涉及一种基于LCL型光伏逆变器并网系统，还涉及一种基于LCL型光伏逆变器并网系统的QVR控制方法。
背景技术
伴随能源需求的日益扩大，以光伏发电为代表的可再生新能源分布式发电系统正迅速发展，其中并网逆变器常作为并入电网的重要接口以实现电能传输。由于并网逆变器桥臂输出侧为PWM信号，其中含有大量高次谐波，会对并网电流质量产生不利影响，因此逆变器输出电流必须经过滤波以满足入网要求。LCL滤波器因具备低频段增益、高频段纹波衰减的优点，在并网逆变器中得到广泛应用，但LCL滤波器相频特性存在一个相位发生-180°跳跃的谐振频率点，显示其具有固有谐振特性，产生的谐振尖峰易导致系统发生震荡。
针对LCL型逆变器谐振尖峰的抑制方法主要分为无源阻尼法和有源阻尼法。无源阻尼的方式简单直接，但是由于添加了无源元件，增加了电路复杂性，且会增加系统的成本和体积；有源阻尼法是通过反馈合适的状态变量，从控制的角度，得到与实际电阻等效的阻尼效果，其中电容电流反馈方法得到广泛应用，可有效抑制系统谐振。
在实际电网下系统下，光伏逆变器并网系统会出现谐振问题，入网电流会发生波动、谐波含量增加等问题，导致产生电流畸变问题，使得并网输出电流质量较差。目前，并网电流的主流控制有比例(PI)控制、谐振(PR)控制和滞环控制等。PI控制器对直流量可实现无静差跟踪，但对交流量跟踪效果差以及抗电网扰动能力差；PR控制器可实现对交流量的无静差跟踪，但完成对谐波频率的单位跟踪，但容易在谐振频率点处附近发生过冲，进而放大谐振频率附近的噪声，极大影响了系统性能；滞环控制响应速度快、无需载波，但是滞环带宽不易设置。
因此，针对并网电流控制准确性要求和并网系统的稳定性的要求，需抑制并网电流中低频谐波和谐振电流含量，如何抑制系统谐振谐波，提高输出电流质量是本领域技术人员亟需解决的问题。
发明内容
本发明的目的是为了针对现有技术存在的上述问题，提供一种基于LCL型光伏逆变器并网系统，还提供一种基于LCL型光伏逆变器并网系统的QVR控制方法，采用准矢量谐振控制器QVR为指定频率的交流信号提供足够的幅值增益，有效提高控制带宽，具备更优良的选择特性，提高对光伏逆变器输出电流谐波的抑制能力。
为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
一种基于LCL型光伏逆变器并网系统，包括逆变器，还包括LCL滤波器及控制回路，逆变器输出侧与LCL滤波器相连接，
控制回路，用于利用锁相环对电网三相电压基波进行锁相，输出电网三相电压基波的相位信息
Figure 339659DEST_PATH_IMAGE001
，根据相位信息
Figure 600876DEST_PATH_IMAGE001
和给定电流参考幅值
Figure 4176DEST_PATH_IMAGE002
与
Figure 821041DEST_PATH_IMAGE003
合成电流参考值
Figure 575371DEST_PATH_IMAGE004
，并将电流参考值
Figure 312382DEST_PATH_IMAGE004
经过anti-Park变换得到电流参考值
Figure 835768DEST_PATH_IMAGE005
与
Figure 327929DEST_PATH_IMAGE006
，
将LCL滤波器网侧电感输出的三相电流值
Figure 303975DEST_PATH_IMAGE007
进行Clark变换得到
Figure 844678DEST_PATH_IMAGE008
两相静止坐标系下的LCL滤波器的网侧电感输出电流值
Figure 488149DEST_PATH_IMAGE009
与
Figure 885632DEST_PATH_IMAGE010
，
计算电流误差值
Figure 614554DEST_PATH_IMAGE011
与
Figure 693368DEST_PATH_IMAGE012
，
Figure 191346DEST_PATH_IMAGE013
，
Figure 697413DEST_PATH_IMAGE014
，将电流误差值
Figure 975948DEST_PATH_IMAGE011
与
Figure 858453DEST_PATH_IMAGE012
输入QVR控制器中，得到输出量
Figure 210937DEST_PATH_IMAGE015
与
Figure 153485DEST_PATH_IMAGE016
；
还用于将LCL滤波器的电容电流
Figure 155202DEST_PATH_IMAGE017
乘上电容电流反馈系数
Figure 575819DEST_PATH_IMAGE018
得到反馈量
Figure 48388DEST_PATH_IMAGE019
，对反馈量
Figure 896259DEST_PATH_IMAGE019
进行Clark变换得到电容反馈电流值
Figure 883806DEST_PATH_IMAGE020
与
Figure 108114DEST_PATH_IMAGE021
，将输出量
Figure 435190DEST_PATH_IMAGE022
与
Figure 719541DEST_PATH_IMAGE023
与电容反馈电流值
Figure 194385DEST_PATH_IMAGE020
与
Figure 956805DEST_PATH_IMAGE021
作差得到电流差值
Figure 138387DEST_PATH_IMAGE024
和
Figure 593639DEST_PATH_IMAGE025
，再将
Figure 493462DEST_PATH_IMAGE024
和
Figure 121890DEST_PATH_IMAGE025
通过anti-Clark反变换后进行SPWM调制，得到调制信号，作为逆变器的驱动信号。
一种基于LCL型光伏逆变器并网系统的QVR控制方法，上述基于LCL型光伏逆变器并网系统包括逆变器、LCL滤波器及控制回路，逆变器输出侧与LCL滤波器相连接，上述方法包括以下步骤：
S1、采集LCL滤波器网侧电感输出的三相电流
Figure 157979DEST_PATH_IMAGE007
、LCL滤波器上的电容电流
Figure 784132DEST_PATH_IMAGE017
及电网三相电压
Figure 171251DEST_PATH_IMAGE026
，对LCL滤波器网侧电感输出的三相电流
Figure 839255DEST_PATH_IMAGE007
进行Clark变换得到
Figure 995430DEST_PATH_IMAGE008
两相静止坐标系下的LCL滤波器的网侧电感输出电流值
Figure 792485DEST_PATH_IMAGE009
与
Figure 401321DEST_PATH_IMAGE010
，利用锁相环对电网三相电压基波进行锁相，输出电网三相电压基波的相位信息
Figure 574813DEST_PATH_IMAGE001
；
S2、根据相位信息
Figure 647811DEST_PATH_IMAGE001
和给定电流参考幅值
Figure 615767DEST_PATH_IMAGE002
与
Figure 711899DEST_PATH_IMAGE003
合成电流参考值
Figure 157924DEST_PATH_IMAGE004
，并将电流参考值
Figure 351008DEST_PATH_IMAGE004
经过anti-Park变换得到电流参考值
Figure 489865DEST_PATH_IMAGE005
与
Figure 73293DEST_PATH_IMAGE006
，电流参考值
Figure 323009DEST_PATH_IMAGE005
与
Figure 308283DEST_PATH_IMAGE006
再与LCL滤波器网侧电感输出电流值
Figure 680358DEST_PATH_IMAGE009
与
Figure 751082DEST_PATH_IMAGE010
作差，得到电流误差值
Figure 804489DEST_PATH_IMAGE011
与
Figure 644269DEST_PATH_IMAGE012
，将电流误差值
Figure 688711DEST_PATH_IMAGE011
与
Figure 981152DEST_PATH_IMAGE012
输入QVR控制器中，得到输出量
Figure 838249DEST_PATH_IMAGE015
与
Figure 532536DEST_PATH_IMAGE016
；
S3、将LCL滤波器的电容电流
Figure 246414DEST_PATH_IMAGE017
乘上电容电流反馈系数
Figure 291730DEST_PATH_IMAGE018
得到反馈量
Figure 686939DEST_PATH_IMAGE019
，对反馈量
Figure 235732DEST_PATH_IMAGE019
进行Clark变换得到电容反馈电流值
Figure 323774DEST_PATH_IMAGE027
与
Figure 653124DEST_PATH_IMAGE028
，将输出量
Figure 586445DEST_PATH_IMAGE015
与
Figure 255324DEST_PATH_IMAGE016
与电容反馈电流值
Figure 514267DEST_PATH_IMAGE020
与
Figure 65334DEST_PATH_IMAGE021
作差得到电流差值
Figure 67925DEST_PATH_IMAGE024
和
Figure 591310DEST_PATH_IMAGE025
，再将
Figure 755576DEST_PATH_IMAGE024
和
Figure 997201DEST_PATH_IMAGE025
通过anti-Clark反变换后进行SPWM调制，得到调制信号，作为逆变器的驱动信号。
如上所述逆变器、LCL滤波器及控制回路整体的闭环传递函数
Figure 119264DEST_PATH_IMAGE029
为：
Figure 497155DEST_PATH_IMAGE030
Figure 97901DEST_PATH_IMAGE031
为QVR控制器的传递函数，
Figure 561243DEST_PATH_IMAGE032
和
Figure 967954DEST_PATH_IMAGE033
分别为LCL滤波器的逆变器侧电感和网侧电感，
Figure 465931DEST_PATH_IMAGE034
为逆变桥传递增益系数，
Figure 971999DEST_PATH_IMAGE018
表示电容电流反馈系数，
Figure 188217DEST_PATH_IMAGE035
为LCL滤波器的滤波电容。
如上所述QVR控制器的传递函数
Figure 133039DEST_PATH_IMAGE031
为：
Figure 485523DEST_PATH_IMAGE036
其中，
Figure 162492DEST_PATH_IMAGE037
为比例项系数，n为谐波次数，
Figure 600426DEST_PATH_IMAGE038
，k为正整数，
Figure 286623DEST_PATH_IMAGE039
为基波角频率，
Figure 555930DEST_PATH_IMAGE040
为截止频率，
Figure 669380DEST_PATH_IMAGE041
、
Figure 594610DEST_PATH_IMAGE042
分别为谐振系数。
本发明相对于现有技术，具有以下有益效果：
本发明在电容电流作内环，网侧电流作外环的双闭环控制下，外环采用QVR控制器实现电流跟踪，该方法为指定频率的交流信号提供足够的幅值增益，而且能有效提高控制带宽，具有更优良的选择特性，不仅可以消除谐振点处谐振电流，而且可抑制并网电流在5、7、11、13、17、19次谐波电流含量，提高了对光伏逆变器输出谐波的抑制能力，降低了并网电流的总谐波畸变率。
附图说明
图1为三相LCL型光伏逆变器的拓扑结构图；
图2为LCL滤波器的模型框图；
图3为LCL滤波器的频率特性图；
图4为一种基于LCL型光伏逆变器并网系统的αβ坐标系下的结构示意图；
图5为一种基于LCL型光伏逆变器并网系统的系统框图；
图6为一种基于LCL型光伏逆变器并网系统的频率特性图；
图7为PR控制器和VR控制器的对比伯德图；
图8为优化后的QVR控制器的伯德图；
图9为采用PR控制器的系统并网电流波形图；
图10为采用PR控制器的系统并网电流谐波含量频谱分析图；
图11为采用VR控制器的系统并网电流波形图；
图12为采用VR控制器的系统并网电流谐波含量频谱分析图；
图13为本发明采用QVR控制器的基于LCL型光伏逆变器并网系统的并网电流波形图；
图14为本发明采用QVR控制器的基于LCL型光伏逆变器并网系统的并网电流谐波含量频谱分析图。
具体实施方式
为了便于本领域普通技术人员理解和实施本发明，下面结合实施例对本发明作进一步的详细描述，应当理解，此处所描述的实施示例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
一种基于LCL型光伏逆变器并网系统的QVR控制方法，包括以下步骤：
S1、采集LCL滤波器网侧电感输出的三相电流
Figure 818918DEST_PATH_IMAGE007
、LCL滤波器上的电容电流
Figure 709776DEST_PATH_IMAGE017
及电网三相电压
Figure 994127DEST_PATH_IMAGE026
，对LCL滤波器网侧电感输出的三相电流
Figure 141074DEST_PATH_IMAGE007
进行Clark变换得到
Figure 169073DEST_PATH_IMAGE008
两相静止坐标系下的LCL滤波器的网侧电感输出电流值
Figure 350656DEST_PATH_IMAGE009
与
Figure 868225DEST_PATH_IMAGE010
，利用锁相环对电网三相电压基波进行锁相，输出电网三相电压基波的相位信息
Figure 768048DEST_PATH_IMAGE001
；
S2、根据相位信息
Figure 334158DEST_PATH_IMAGE001
和给定电流参考幅值
Figure 370248DEST_PATH_IMAGE002
与
Figure 58718DEST_PATH_IMAGE003
合成电流参考值
Figure 180258DEST_PATH_IMAGE004
，并将电流参考值
Figure 550059DEST_PATH_IMAGE004
经过anti-Park变换得到电流参考值
Figure 706234DEST_PATH_IMAGE005
与
Figure 565606DEST_PATH_IMAGE006
，电流参考值
Figure 174441DEST_PATH_IMAGE005
与
Figure 82355DEST_PATH_IMAGE006
再与LCL滤波器网侧电感输出电流值
Figure 93036DEST_PATH_IMAGE009
与
Figure 624774DEST_PATH_IMAGE010
作差，得到电流误差值
Figure 720906DEST_PATH_IMAGE011
与
Figure 432510DEST_PATH_IMAGE012
，即
Figure 563277DEST_PATH_IMAGE013
，
Figure 702134DEST_PATH_IMAGE014
，将电流误差值
Figure 82300DEST_PATH_IMAGE011
与
Figure 597595DEST_PATH_IMAGE012
输入QVR控制器中，得到输出量
Figure 582868DEST_PATH_IMAGE015
与
Figure 892627DEST_PATH_IMAGE016
；
S3、对LCL滤波器的电容电流
Figure 760089DEST_PATH_IMAGE017
作比例控制，即乘上电容电流反馈系数
Figure 813495DEST_PATH_IMAGE018
得到反馈量
Figure 653275DEST_PATH_IMAGE019
，对反馈量
Figure 133935DEST_PATH_IMAGE019
进行Clark变换得到电容反馈电流值
Figure 754273DEST_PATH_IMAGE020
与
Figure 345791DEST_PATH_IMAGE021
，将输出量
Figure 305657DEST_PATH_IMAGE022
与
Figure 957218DEST_PATH_IMAGE023
与电容反馈电流值
Figure 736955DEST_PATH_IMAGE020
与
Figure 695946DEST_PATH_IMAGE021
作差得到电流差值
Figure 510318DEST_PATH_IMAGE024
和
Figure 332781DEST_PATH_IMAGE025
，即
Figure 599814DEST_PATH_IMAGE043
，
Figure 861031DEST_PATH_IMAGE044
，再将
Figure 529910DEST_PATH_IMAGE024
和
Figure 523274DEST_PATH_IMAGE025
通过anti-Clark反变换后进行SPWM调制，得到调制信号，作为逆变器的驱动信号，以实现对并网逆变器的控制。
本发明实施例提供了一种基于LCL型光伏逆变器并网系统的QVR控制方法，具体原理为：首先利用采集到的网侧电流与参考电流比较作差；其次，将差值信号通过QVR控制器得到输出电流信号，最后，引入电容电流负反馈作有源阻尼，QVR控制器得到的输出电流信号与电容电流反馈量作差，进而进行SPWM调制，得到调制信号作逆变器的驱动信号，以实现对并网逆变器的控制。该控制方法能为指定频率的交流信号提供足够的幅值增益，且能有效提高控制带宽，同时，具有更优良的选择特性，不仅可以消除谐振点处谐振电流，而且可抑制并网电流在5、7、11、13、17、19次谐波电流含量，提高了对光伏逆变器输出谐波的抑制能力，降低了并网电流的总谐波畸变率。
参见图1，图1为三相LCL型光伏逆变器的拓扑结构图，三相LCL型光伏逆变器包括逆变器和LCL滤波器，逆变器输出侧与LCL滤波器相连接，由图1可得三相静止坐标下LCL滤波器的等效模型为：
Figure 277603DEST_PATH_IMAGE045
(1)
其中，m表示abc三相，m∈{a、b、c}，
Figure 342511DEST_PATH_IMAGE046
为逆变器输出电压，
Figure 865896DEST_PATH_IMAGE032
和
Figure 30161DEST_PATH_IMAGE033
分别为LCL滤波器的逆变器侧电感和网侧电感，
Figure 271787DEST_PATH_IMAGE047
为LCL滤波器的滤波电容两端的电容电压，
Figure 812490DEST_PATH_IMAGE048
为三相电网电压，
Figure 252698DEST_PATH_IMAGE049
为LCL滤波器的逆变器侧电感上的电流，
Figure 853444DEST_PATH_IMAGE050
为LCL滤波器的网侧电感上的电流。
LCL滤波器模型框图如图2所示，LCL滤波器的传递函数可表示为：
Figure 316786DEST_PATH_IMAGE051
(2)
Figure 219102DEST_PATH_IMAGE052
表示LCL滤波器的传递函数，
Figure 451500DEST_PATH_IMAGE032
为LCL滤波器的逆变器侧电感，
Figure 223147DEST_PATH_IMAGE033
为LCL滤波器的网侧电感，
Figure 173786DEST_PATH_IMAGE035
为LCL滤波器的滤波电容，
Figure 118608DEST_PATH_IMAGE053
表示拉普拉斯变换中的微分算子。
由此，可得到系统谐振频率为：
Figure 471092DEST_PATH_IMAGE054
(3)
图3为LCL滤波器的谐振频率特性，可见因含有滤波电容
Figure 413640DEST_PATH_IMAGE035
，LCL滤波器对高频信号具有良好的衰减效果，但LCL滤波器存在谐振尖峰，相位在谐振频率点会发生-180°跳变。
图4为本实施例中
Figure 851575DEST_PATH_IMAGE008
坐标系下一种基于LCL型光伏逆变器并网系统的结构示意图，包括逆变器、LCL滤波器及控制回路，逆变器的输出侧与LCL滤波器相连接，LCL滤波器的电容电流
Figure 600088DEST_PATH_IMAGE017
、LCL滤波器网侧电感输出的三相电流
Figure 807078DEST_PATH_IMAGE007
、以及电网三相电压
Figure 920528DEST_PATH_IMAGE026
输入到控制回路，
控制回路采用电容电流作内环，网侧电流作外环的双闭环控制，内环采用比例项系数为电容电流反馈系数
Figure 845758DEST_PATH_IMAGE018
的比例控制，外环采用QVR控制。
具体为，控制回路，用于利用锁相环对电网三相电压基波进行锁相，输出电网三相电压基波的相位信息
Figure 70066DEST_PATH_IMAGE001
，根据相位信息
Figure 459459DEST_PATH_IMAGE001
和给定电流参考幅值
Figure 478231DEST_PATH_IMAGE002
与
Figure 890758DEST_PATH_IMAGE003
合成电流参考值
Figure 918757DEST_PATH_IMAGE004
，并将电流参考值
Figure 664121DEST_PATH_IMAGE004
经过anti-Park变换得到电流参考值
Figure 119373DEST_PATH_IMAGE005
与
Figure 753617DEST_PATH_IMAGE006
，
将LCL滤波器网侧电感输出的三相电流值
Figure 319727DEST_PATH_IMAGE007
进行Clark变换得到
Figure 683713DEST_PATH_IMAGE008
两相静止坐标系下的LCL滤波器的网侧电感输出电流值
Figure 309866DEST_PATH_IMAGE009
与
Figure 431406DEST_PATH_IMAGE010
，
计算电流误差值
Figure 801207DEST_PATH_IMAGE011
与
Figure 19699DEST_PATH_IMAGE012
，
Figure 816754DEST_PATH_IMAGE013
，
Figure 425590DEST_PATH_IMAGE014
，将电流误差值
Figure 333503DEST_PATH_IMAGE011
与
Figure 344184DEST_PATH_IMAGE012
输入QVR控制器中，得到输出量
Figure 374457DEST_PATH_IMAGE015
与
Figure 470589DEST_PATH_IMAGE016
；
还用于将LCL滤波器的电容电流
Figure 182193DEST_PATH_IMAGE017
乘上电容电流反馈系数
Figure 47381DEST_PATH_IMAGE018
得到反馈量
Figure 750020DEST_PATH_IMAGE019
，对反馈量
Figure 333448DEST_PATH_IMAGE019
进行Clark变换得到电容反馈电流值
Figure 848743DEST_PATH_IMAGE027
与
Figure 568437DEST_PATH_IMAGE028
，将输出量
Figure 940513DEST_PATH_IMAGE015
与
Figure 11237DEST_PATH_IMAGE016
与电容反馈电流值
Figure 64644DEST_PATH_IMAGE020
与
Figure 904424DEST_PATH_IMAGE021
作差得到电流差值
Figure 385084DEST_PATH_IMAGE024
和
Figure 5421DEST_PATH_IMAGE025
，再将
Figure 596939DEST_PATH_IMAGE024
和
Figure 291226DEST_PATH_IMAGE025
通过anti-Clark反变换后进行SPWM调制，得到调制信号，作为逆变器的驱动信号。
步骤S3中对电容电流进行比例控制并负反馈后，逆变器、LCL滤波器及控制回路整体的闭环传递函数为：
Figure 208366DEST_PATH_IMAGE055
Figure 50420DEST_PATH_IMAGE029
表示逆变器、LCL滤波器及控制回路整体的闭环传递函数，
Figure 445629DEST_PATH_IMAGE034
为逆变桥传递增益系数，
Figure 260002DEST_PATH_IMAGE018
表示电容电流反馈系数，
Figure 82464DEST_PATH_IMAGE031
为QVR控制器的传递函数。
图5为在基于电容电流反馈基础上采用QVR控制器的优化控制方法的系统框图，其中采用LCL滤波器电容电流比例控制作有源阻尼，比例系数为电容电流反馈系数
Figure 913279DEST_PATH_IMAGE018
，相当于在电容上并联了一个电阻，达到增加系统阻尼的效果，以此抑制LCL滤波器固有谐振。
图6为系统采用电容电流反馈后的频率特性图，可以看出采用电容电流反馈后，改变的是谐振频率附近的幅频特性，可以有效抑制LCL滤波器谐振尖峰。
图7为PR控制器与VR控制器的伯德图，传统PR控制是在虚轴上添加两个固定频率的闭环极点，形成在该频率下的谐振，从而增大该频率点处的增益，实现对该频率下的正弦交流信号的无差跟踪；VR控制器采用误差交叉控制，利用VR控制器的复零点来直接抵消被控对象的复极点，VR控制器在谐振频率处能提供更高的增益，具有零稳态误差的电流调节能力，且不发生-90˚的相位跳变，PR与VR的传递函数分别为：
Figure 112179DEST_PATH_IMAGE056
Figure 781058DEST_PATH_IMAGE057
(4)
Figure 774422DEST_PATH_IMAGE058
表示PR控制器的传递函数，
Figure 591068DEST_PATH_IMAGE059
为比例系数，
Figure 328080DEST_PATH_IMAGE060
为谐振项系数，
Figure 851465DEST_PATH_IMAGE039
为基波角频率。
Figure 281309DEST_PATH_IMAGE061
表示VR控制器的传递函数，
Figure 522935DEST_PATH_IMAGE039
为基波角频率，
Figure 860375DEST_PATH_IMAGE041
、
Figure 503846DEST_PATH_IMAGE042
分别为谐振系数。
图8为优化后的QVR控制器的伯德图。在VR控制器基础上，添加比例项
Figure 839013DEST_PATH_IMAGE037
，使控制器幅频特性曲线上移，增加了控制精度。为实现对固定次谐波电流的控制，将
Figure 567934DEST_PATH_IMAGE008
静止坐标系下的
Figure 709066DEST_PATH_IMAGE062
(k=1,2,…)次谐波电流控制器相并联叠加，从而控制一对
Figure 207043DEST_PATH_IMAGE063
倍的谐波电流，且为了增强矢量谐振控制器对频率偏移的自适应能为，降低频率波动对控制器性能的不利影响，引入截止频率
Figure 978690DEST_PATH_IMAGE040
，增加控制有效带宽，QVR控制器的传递函数为：
Figure 487251DEST_PATH_IMAGE064
(5)
Figure 369756DEST_PATH_IMAGE065
表示QVR控制器的传递函数，
Figure 722240DEST_PATH_IMAGE037
为比例项系数，n为谐波次数，
Figure 664788DEST_PATH_IMAGE066
(k=1,2,…)，k为正整数，
Figure 102723DEST_PATH_IMAGE039
为基波角频率，
Figure 585657DEST_PATH_IMAGE040
为截止频率，
Figure 58227DEST_PATH_IMAGE041
、
Figure 171676DEST_PATH_IMAGE042
分别为谐振系数。
本实施例在MATLAB/Simulink仿真软件对本实施例的一种基于LCL型光伏逆变器并网系统进行搭建仿真模型，系统仿真参数值如表1所示。
表1 仿真参数表
Figure 96907DEST_PATH_IMAGE067
系统的并网电压电流对比仿真结果如图9~14所示。图9~14为不同控制以及改进后QVR控制下，并网电流波形及并网电流谐波含量频谱分析。其中：
(i)图9~10为采用传统PR控制的并网电流波形图及谐波含量频谱分析。由仿真结果表明，控制选用传统PR控制，并网电流谐波含量为10.86％，总谐波畸变率较高，高于并网标准的5％。
(ii)图11~12为采用VR控制的并网电流波形图及谐波含量频谱分析。由仿真结果表明，在
Figure 383532DEST_PATH_IMAGE008
静止坐标系下采用VR控制的设计方案中，并网电流谐波含量为2.61％，相对于采用传统PR控制方法，总谐波畸变率较小，且低于并网标准的5％，满足并网标准的要求。
(iii)图13~14为本发明采用QVR控制的并网电流波形及谐波含量频谱分析。由仿真结果表明，在
Figure 445028DEST_PATH_IMAGE008
静止坐标系下使用采用QVR控制策略，得到并网电流谐波含量仅为0.86％，总谐波畸变率相对于传统PR控制和VR控制策略方法都更小，远低于并网标准的5％，如图14所示，满足本实例并网的要求。
(iv)表2为采用不同控制器下，并网电流仿真波形的FFT分析结果，从表中可以看出在
Figure 729379DEST_PATH_IMAGE008
静止坐标系下采用QVR控制，并网电流谐波含量均低于前两者，这证明本发明的控制策略对逆变器输出谐波有明显的抑制能力，并降低了并网电流的总谐波畸变率，该优化控制策略可行且有效。
表2 不同控制器下仿真波形FFT分析表
Figure 141906DEST_PATH_IMAGE068
综上，本实施例在静止坐标系下提出一种基于LCL型光伏逆变器并网系统，还提供一种基于LCL型光伏逆变器并网系统的QVR控制方法，实现了光伏逆变器的稳定运行控制与输出并网电流电能质量的协调控制，在指定频率的交流信号不仅提供足够的幅值增益，而且有效提高控制带宽；具有更优良的选择特性，不仅可以消除谐振点处谐振电流, 而且抑制并网电流在5、7、11、13、17、19次谐波电流含量，提高了对光伏逆变器输出谐波的抑制能力，在一定程度上降低了逆变器并网电流的总谐波畸变率，提升了电网电流控制的准确性和稳定性。
本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (6)

1.一种基于LCL型光伏逆变器并网系统，包括逆变器，其特征在于，还包括LCL滤波器及控制回路，逆变器的输出侧与LCL滤波器相连接，
控制回路，用于利用锁相环对电网三相电压基波进行锁相，输出电网三相电压基波的相位信息
Figure 892454DEST_PATH_IMAGE001
，根据相位信息
Figure 74037DEST_PATH_IMAGE001
和给定电流参考幅值
Figure 263710DEST_PATH_IMAGE002
与
Figure 225850DEST_PATH_IMAGE003
合成电流参考值
Figure 791960DEST_PATH_IMAGE004
，并将电流参考值
Figure 93629DEST_PATH_IMAGE004
经过anti-Park变换得到电流参考值
Figure 454203DEST_PATH_IMAGE005
与
Figure 405104DEST_PATH_IMAGE006
，
将LCL滤波器网侧电感输出的三相电流值
Figure 774905DEST_PATH_IMAGE007
进行Clark变换得到
Figure 665501DEST_PATH_IMAGE008
两相静止坐标系下的LCL滤波器的网侧电感输出电流值
Figure 462555DEST_PATH_IMAGE009
与
Figure 133708DEST_PATH_IMAGE010
，
计算电流误差值
Figure 307200DEST_PATH_IMAGE011
与
Figure 317882DEST_PATH_IMAGE012
，
Figure 285838DEST_PATH_IMAGE013
，
Figure 444287DEST_PATH_IMAGE014
，将电流误差值
Figure 155891DEST_PATH_IMAGE011
与
Figure 21079DEST_PATH_IMAGE012
输入QVR控制器中，得到输出量
Figure 159936DEST_PATH_IMAGE015
与
Figure 743364DEST_PATH_IMAGE016
；
还用于将LCL滤波器的电容电流
Figure 55397DEST_PATH_IMAGE017
乘上电容电流反馈系数
Figure 40670DEST_PATH_IMAGE018
得到反馈量
Figure 350429DEST_PATH_IMAGE019
，对反馈量
Figure 421153DEST_PATH_IMAGE019
进行Clark变换得到电容反馈电流值
Figure 38341DEST_PATH_IMAGE020
与
Figure 878121DEST_PATH_IMAGE021
，将输出量
Figure 358781DEST_PATH_IMAGE022
与
Figure 651222DEST_PATH_IMAGE023
与电容反馈电流值
Figure 570637DEST_PATH_IMAGE020
与
Figure 264923DEST_PATH_IMAGE021
作差得到电流差值
Figure 916484DEST_PATH_IMAGE024
和
Figure 961801DEST_PATH_IMAGE025
，将
Figure 419327DEST_PATH_IMAGE024
和
Figure 968120DEST_PATH_IMAGE025
通过anti-Clark反变换后进行SPWM调制，得到调制信号，作为逆变器的驱动信号。
2.根据权利要求1所述一种基于LCL型光伏逆变器并网系统，其特征在于，所述逆变器、LCL滤波器及控制回路整体的闭环传递函数
Figure 56162DEST_PATH_IMAGE026
为：
Figure 323195DEST_PATH_IMAGE027
Figure 522095DEST_PATH_IMAGE028
为QVR控制器的传递函数，
Figure 987712DEST_PATH_IMAGE029
和
Figure 246655DEST_PATH_IMAGE030
分别为LCL滤波器的逆变器侧电感和网侧电感，
Figure 984DEST_PATH_IMAGE031
为逆变桥传递增益系数，
Figure 737996DEST_PATH_IMAGE032
表示电容电流反馈系数，
Figure 819303DEST_PATH_IMAGE033
为LCL滤波器的滤波电容。
3.根据权利要求2所述一种基于LCL型光伏逆变器并网系统，其特征在于，所述QVR控制器的传递函数
Figure 249148DEST_PATH_IMAGE028
为：
Figure 225194DEST_PATH_IMAGE034
其中，
Figure 765897DEST_PATH_IMAGE035
为比例项系数，n为谐波次数，
Figure 471685DEST_PATH_IMAGE036
，k为正整数，
Figure 806851DEST_PATH_IMAGE037
为基波角频率，
Figure 535773DEST_PATH_IMAGE038
为截止频率，
Figure 614587DEST_PATH_IMAGE039
、
Figure 174881DEST_PATH_IMAGE040
分别为谐振系数。
4.一种基于LCL型光伏逆变器并网系统的QVR控制方法，其特征在于，基于LCL型光伏逆变器并网系统包括逆变器、LCL滤波器及控制回路，逆变器的输出侧与LCL滤波器相连接，上述方法包括以下步骤：
S1、采集LCL滤波器网侧电感输出的三相电流
Figure 680949DEST_PATH_IMAGE041
、LCL滤波器上的电容电流
Figure 897167DEST_PATH_IMAGE017
及电网三相电压
Figure 779672DEST_PATH_IMAGE042
，对LCL滤波器网侧电感输出的三相电流
Figure 132156DEST_PATH_IMAGE041
进行Clark变换得到
Figure 137021DEST_PATH_IMAGE008
两相静止坐标系下的LCL滤波器的网侧电感输出电流值
Figure 574956DEST_PATH_IMAGE009
与
Figure 995573DEST_PATH_IMAGE010
，利用锁相环对电网三相电压基波进行锁相，输出电网三相电压基波的相位信息
Figure 468142DEST_PATH_IMAGE001
；
S2、根据相位信息
Figure 879794DEST_PATH_IMAGE001
和给定电流参考幅值
Figure 805025DEST_PATH_IMAGE002
与
Figure 29333DEST_PATH_IMAGE003
合成电流参考值
Figure 356409DEST_PATH_IMAGE004
，并将电流参考值
Figure 703077DEST_PATH_IMAGE004
经过anti-Park变换得到电流参考值
Figure 115604DEST_PATH_IMAGE005
与
Figure 878023DEST_PATH_IMAGE006
，电流参考值
Figure 59606DEST_PATH_IMAGE005
与
Figure 577175DEST_PATH_IMAGE006
再与LCL滤波器网侧电感输出电流值
Figure 476998DEST_PATH_IMAGE009
与
Figure 43108DEST_PATH_IMAGE010
作差，得到电流误差值
Figure 79198DEST_PATH_IMAGE011
与
Figure 705351DEST_PATH_IMAGE012
，将电流误差值
Figure 154787DEST_PATH_IMAGE011
与
Figure 259009DEST_PATH_IMAGE012
输入QVR控制器中，得到输出量
Figure 415184DEST_PATH_IMAGE015
与
Figure 212239DEST_PATH_IMAGE016
；
S3、将LCL滤波器的电容电流
Figure 384856DEST_PATH_IMAGE017
乘上电容电流反馈系数
Figure 558349DEST_PATH_IMAGE018
得到反馈量
Figure 569030DEST_PATH_IMAGE019
，对反馈量
Figure 536986DEST_PATH_IMAGE019
进行Clark变换得到电容反馈电流值
Figure 695435DEST_PATH_IMAGE020
与
Figure 141460DEST_PATH_IMAGE021
，将输出量
Figure 272227DEST_PATH_IMAGE015
与
Figure 411084DEST_PATH_IMAGE016
与电容反馈电流值
Figure 56829DEST_PATH_IMAGE020
与
Figure 306545DEST_PATH_IMAGE043
作差得到电流差值
Figure 291818DEST_PATH_IMAGE024
和
Figure 601577DEST_PATH_IMAGE025
，再将
Figure 734618DEST_PATH_IMAGE024
和
Figure 788025DEST_PATH_IMAGE025
通过anti-Clark反变换后进行SPWM调制，得到调制信号，作为逆变器的驱动信号。
5.根据权利要求4所述一种基于LCL型光伏逆变器并网系统的QVR控制方法，其特征在于，所述逆变器、LCL滤波器及控制回路整体的闭环传递函数
Figure 627805DEST_PATH_IMAGE044
为：
Figure 108465DEST_PATH_IMAGE027
Figure 964687DEST_PATH_IMAGE045
为QVR控制器的传递函数，
Figure 821785DEST_PATH_IMAGE029
和
Figure 516071DEST_PATH_IMAGE030
分别为LCL滤波器的逆变器侧电感和网侧电感，
Figure 167633DEST_PATH_IMAGE046
为逆变桥传递增益系数，
Figure 275266DEST_PATH_IMAGE047
表示电容电流反馈系数，
Figure 670475DEST_PATH_IMAGE048
为LCL滤波器的滤波电容。
6.根据权利要求5所述一种基于LCL型光伏逆变器并网系统的QVR控制方法，其特征在于，所述QVR控制器的传递函数
Figure 219268DEST_PATH_IMAGE049
为：
Figure 307310DEST_PATH_IMAGE050
其中，
Figure 636660DEST_PATH_IMAGE051
为比例项系数，n为谐波次数，
Figure 569981DEST_PATH_IMAGE052
，k为正整数，
Figure 238860DEST_PATH_IMAGE037
为基波角频率，
Figure 497803DEST_PATH_IMAGE038
为截止频率，
Figure 48870DEST_PATH_IMAGE039
、
Figure 51461DEST_PATH_IMAGE040
分别为谐振系数。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117439168A (zh) * 2023-12-22 2024-01-23 国网山西省电力公司电力科学研究院 基于电压外环与改进电流内环的光伏逆变器并网控制方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105186906A (zh) * 2015-06-03 2015-12-23 湖南工业大学 改进型三相lcl型光伏并网逆变器控制方法
CN111245010A (zh) * 2020-01-21 2020-06-05 上海电力大学 基于llcl型三相并网逆变器的双闭环控制方法

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105186906A (zh) * 2015-06-03 2015-12-23 湖南工业大学 改进型三相lcl型光伏并网逆变器控制方法
CN111245010A (zh) * 2020-01-21 2020-06-05 上海电力大学 基于llcl型三相并网逆变器的双闭环控制方法

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
周苗等: "比例矢量谐振控制策略在APF中的应用研究", 《湖北工业大学学报》 *
杜强: "基于准Z源逆变器的三相光伏并网控制研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库工程科技II辑》 *
王祺等: "基于矢量谐振控制的负荷补偿装置研究", 《山西电力》 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117439168A (zh) * 2023-12-22 2024-01-23 国网山西省电力公司电力科学研究院 基于电压外环与改进电流内环的光伏逆变器并网控制方法

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