CN106849135A - 微网逆变器与有源滤波器的功率/电流质量协同方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种微网逆变器与有源滤波器的功率/电流质量协同方法，考虑不平衡电网电压下，微网逆变器并网的输出功率波动与并网电流畸变之间存在一定矛盾，协同决策层将给定加权系数，有功功率参考值和无功功率参考值三个参数，传输给软件层，协同微网逆变器与有源滤波器的功率/电流质量。软件层中有源滤波器采用电压外环PI电流内环无差拍控制，控制有源滤波器对整个系统补偿电流的大小。微网逆变器采用αβ坐标系电流内环PR控制，控制微网逆变器的输出电流。硬件执行层产生预期控制动作，控制微网逆变器和有源滤波器的稳定运行。本发明平衡了不平衡电网电压下微网逆变器输出功率波动与电流畸变的矛盾，提高了整个系统的运行性能。

Description

微网逆变器与有源滤波器的功率/电流质量协同方法

技术领域

本发明涉及新能源微网逆变器并网发电技术，有源电力滤波器控制领域，特别是一种微网逆变器与有源滤波器的功率/电流质量协同方法。

背景技术

随着化石能源的不断衰竭，新能源的开发利用越来越受到人们的重视，微网逆变器并网发电技术作为一种主要的新能源利用方式得到了快速发展。在电网正常运行的情况下，电网电压处于平衡状态，能够较为容易地实现微网逆变器高效并网运行。但在一些特殊情况下，电网电压不再平衡，这就给微网逆变器并网造成了一些难题，会由于电压不平衡而导致光伏系统输出功率产生波动，而且并网电流也会因此发生畸变，这无疑对于我们最为关心的电能质量产生了一定的消极影响。在研究不平衡电网电压下光伏并网问题时，现有文献主要是基于对微网逆变器本身控制方法的改进，来减小电网电压不平衡对并网带来的负面影响。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对不平衡电网电压下，微网逆变器并网功率与电流质量间的矛盾，提供一种微网逆变器与有源滤波器的功率/电流质量协同方法。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种微网逆变器与有源滤波器的功率/电流质量协同方法，该方法为：

1)在每个采样周期的起始点，对不平衡电网电压u_sa、u_sb、u_sc，并网电流i_sa、i_sb、i_sc，逆变输出电流i_a、i_b、i_c，有源滤波器补偿电流i_apfa、i_apfb、i_apfc分别进行采样。

2)通过不平衡电网电压u_sa、u_sb、u_sc与不平衡电网电压锁相环获取坐标变换所需要的θ角，将并网电流i_sa、i_sb、i_sc经abc/dq坐标变换得到电流i_p、i_q，i_p、i_q经过LPF低通滤波后，得到瞬时有功电流的直流分量i_p ^-和瞬时无功电流的直流分量i_q ^-，将瞬时有功电流的直流分量i_p ^-和瞬时无功电流的直流分量i_q ^-经过dq/abc坐标变换得到abc三相基波电流值i_apfaf、i_apfbf、i_apfcf，将并网电流i_sa、i_sb、i_sc与变换到abc三相坐标系的三相基波电流值i_apfaf、i_apfbf、i_apfcf分别对应相减，获得有源滤波器总谐波补偿电流指令值其中，abc/dq坐标变换矩阵C₁和dq/abc坐标变换矩阵C₂表达式如下：

3)将有源滤波器外环直流侧电容端实时电压U_{dc_apf}与参考电压的偏差经过有源滤波器外环电压PI控制器的传递函数G_PI(s)后，得到基波电流幅值调节信号再将基波电流幅值调节信号和无功电流幅值调节信号经dq/abc坐标变换，得到三相基波电流幅值调节信号 将有源滤波器总谐波补偿电流指令值与加权系数K相乘后，分相叠加上三相基波电流幅值调节信号再分相与有源滤波器补偿电流i_apfa、i_apfb、i_apfc相减获得电流偏差值。其中，有源滤波器外环电压PI控制器的传递函数G_PI(s)的表达式为G_PI(s)＝k_p1+k_i/s，其中，k_p1是PI控制器的比例系数，k_p1取值范围为0.1≤k_p≤20，k_i是PI控制器的积分系数，k_i取值范围为0.001≤k_i≤0.1，s＝jω，j是虚部单位符号，ω为电网角频率。对于加权系数K，K取值范围为0～1之间。

4)将电流偏差值和不平衡电网电压u_sa、u_sb、u_sc经电流内环无差拍控制后获得的调制信号与DSP产生的三角波信号比较，获得控制有源滤波器的驱动方波信号。其中，电流内环无差拍控制的a相表达式为abc三相形式一致，其中，L₂是有源滤波器的滤波电感，T_s采样周期，是有源滤波器第k+1次a相总补偿电流指令值，i_apfa(k)是有源滤波器第k次a相补偿电流采样值，u_sa(k)是不平衡电网电压第k次a相电压采样值。

5)将不平衡电网电压u_sa、u_sb、u_sc进行abc/αβ坐标变换，获得αβ坐标系下的不平衡电网电压u_sα、u_sβ，将有源滤波器补偿电流i_apfa、i_apfb、i_apfc进行abc/αβ坐标变换，获得αβ坐标系下的有源滤波器补偿电流i_apfα、i_apfβ，将逆变输出电流i_a、i_b、i_c进行abc/αβ坐标变换，获得αβ坐标系下的逆变输出电流i_α、i_β。其中，abc/αβ坐标变换矩阵C₃表达式如下：

6)将αβ坐标系下的不平衡电网电压u_sα、u_sβ、给定有功功率参考值p^*、给定无功功率参考值q^*通过传递函数H(p^*,q^*)，得到αβ坐标系下的电流控制信号i_sα、i_sβ，将αβ坐标系下的电流控制信号i_sα、i_sβ分别减去αβ坐标系下的有源滤波器补偿电流i_apfα、i_apfβ，得到αβ坐标系下的参考逆变输出电流i_α ^*、i_β ^*。其中，电流控制信号i_sα、i_sβ表达式如下：

其中p^*、q^*分别是给定的有功功率参考值和无功功率参考值，u_α和u_β是经过坐标变换后的不平衡电网电压。

7)将αβ坐标系下的参考逆变输出电流i_α ^*、i_β ^*和αβ坐标系下的逆变输出电流i_α、i_β相减，得到电流偏差值。

8)将电流偏差值通过电流环PR控制器的传递函数G_PR(s)，得到调制信号，将所述调制信号与DSP产生的三角波信号比较，获得控制有源滤波器的驱动方波信号。其中，电流环PR控制器的传递函数G_PR(s)的表达式为k_p2是PR控制器的比例系数，k_p2取值范围为1≤k_p2≤20，k_r为PR控制器的谐振系数，k_r取值范围为1≤k_r≤15，ω为基波角频率，n为谐波次数。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明利用协同控制思想，平衡了不平衡电网电压下微网逆变器输出功率波动与电流畸变的矛盾，通过控制加权系数获得较好的系统运行状态，提高整个系统的运行性能。

附图说明

图1为本发明一实施例加入有源滤波器的微网逆变器并网协同控制主电路图；

图2为本发明一实施例协同控制的总逻辑框图；

图3为本发明一实施例有源滤波器部分的控制框图；

图4为本发明一实施例微网逆变器部分的控制框图；

图5(a)～图5(d)为本发明一实施例不同加权系数K下仿真出的微网逆变器并网功率、并网电流和电流畸变率的波形图。

具体实施方式

图1为本发明加入有源滤波器的微网逆变器并网协同控制主电路图，整个系统由微网逆变器模块、有源滤波器模块以及电网构成。微网逆变模块采用三相桥式电路和LC滤波器，既保证了逆变电路运行的稳定，又可以对逆变输出的高次谐波有较好的抑制效果。有源滤波器模块也是比较常见的三相桥式电路加滤波电感构成。图1中U_{dc_inv}是等效的光伏输出直流电压，L₁和C是微网逆变器的滤波电感和电容，i_a、i_b、i_c是微网逆变器的输出电流，i_sa、i_sb、i_sc是并网电流，i_apfa、i_apfb、i_apfc是有源滤波器的补偿电流，L₂是有源滤波器的输出滤波电感，L_s是电网等效阻抗，u_sa、u_sb、u_sc是不平衡电网电压。

图2为本发明协同控制的总逻辑框图，整个系统控制大体分为三个层级。分别为协同决策层、软件层和硬件执行层。针对不平衡电网电压下，微网逆变器输出功率波动与并网电流畸变的矛盾点，实行微网逆变器与有源滤波器的加权协同控制，以实现并网系统稳定运行，达到微网逆变器并网输出功率波动与并网电流畸变都处于较满意的状态，系统运行最优。首先，由协同决策层来确定微网逆变器与有源滤波器在协同控制中的加权系数K，然后，由软件层将不平衡电网电压u_sa、u_sb、u_sc与不平衡电网电压锁相环获取坐标变换所需要的θ角，将并网电流i_sa、i_sb、i_sc经过i_p-i_q谐波检测算法，以获得有源滤波器总谐波补偿电流指令值 有源滤波器外环直流侧电容端实时电压U_{dc_apf}与参考电压的偏差经过有源滤波器外环电压PI控制器的传递函数G_PI(s)后得到基波电流幅值调节信号再将基波电流幅值调节信号和无功电流幅值调节信号经dq/abc坐标变换，以获得三相基波电流幅值调节信号将有源滤波器总谐波补偿电流指令值加权系数K、三相基波电流幅值调节信号 有源滤波器补偿电流i_apfa、i_apfb、i_apfc和不平衡电网电压u_sa、u_sb、u_sc，输入到电流内环无差拍控制，得到PWM_apf信号。将不平衡电网电压u_sa、u_sb、u_sc进行abc/αβ坐标变换，获得αβ坐标系下的不平衡电网电压u_sα、u_sβ，将有源滤波器补偿电流i_apfa、i_apfb、i_apfc进行abc/αβ坐标变换，获得αβ坐标系下的有源滤波器补偿电流i_apfα、i_apfβ，将逆变输出电流i_a、i_b、i_c进行abc/αβ坐标变换，获得αβ坐标系下的逆变输出电流i_α、i_β，将αβ坐标系下的不平衡电网电压u_sα、u_sβ、给定有功功率参考值p^*、给定无功功率参考值q^*通过传递函数H(p^*,q^*)，得到αβ坐标系下的电流控制信号i_sα、i_sβ，将αβ坐标系下的电流控制信号i_sα、i_sβ和αβ坐标系下的有源滤波器补偿电流i_apfα、i_apfβ和αβ坐标系下的逆变输出电流i_α、i_β，输入到电流内环PR控制中，得到PWM_inv信号。最后，由硬件执行层产生预期控制动作，在不平衡电网电压下，控制微网逆变器和有源滤波器的稳定运行。

图3为本发明有源滤波器部分的控制框图，在每个采样周期的起始点，对不平衡电网电压u_sa、u_sb、u_sc，并网电流i_sa、i_sb、i_sc，逆变输出电流i_a、i_b、i_c，有源滤波器补偿电流i_apfa、i_apfb、i_apfc分别进行采样。

通过不平衡电网电压u_sa、u_sb、u_sc与不平衡电网电压锁相环获取坐标变换所需要的θ角，将并网电流i_sa、i_sb、i_sc经abc/dq坐标变换得到电流i_p、i_q，i_p、i_q经过LPF低通滤波后，得到瞬时有功电流的直流分量i_p ^-和瞬时无功电流的直流分量i_q ^-，将瞬时有功电流的直流分量i_p ^-和瞬时无功电流的直流分量i_q ^-经过dq/abc坐标变换得到abc三相基波电流值i_apfaf、i_apfbf、i_apfcf，将并网电流i_sa、i_sb、i_sc与变换到abc三相坐标系的三相基波电流值i_apfaf、i_apfbf、i_apfcf分别对应相减，获得有源滤波器总谐波补偿电流指令值其中，abc/dq坐标变换矩阵C₁和dq/abc坐标变换矩阵C₂表达式如下：

将有源滤波器外环直流侧电容端实时电压U_{dc_apf}与参考电压的偏差经过有源滤波器外环电压PI控制器的传递函数G_PI(s)后，得到基波电流幅值调节信号再将基波电流幅值调节信号和无功电流幅值调节信号经dq/abc坐标变换，得到三相基波电流幅值调节信号将有源滤波器总谐波补偿电流指令值与加权系数K相乘后，分相叠加上三相基波电流幅值调节信号再分相与有源滤波器补偿电流i_apfa、i_apfb、i_apfc相减获得电流偏差值。其中，有源滤波器外环电压PI控制器的传递函数G_PI(s)的表达式为G_PI(s)＝k_p1+k_i/s，其中，k_p1是PI控制器的比例系数，k_p1取值范围为0.1≤k_p≤20，k_i是PI控制器的积分系数，k_i取值范围为0.001≤k_i≤0.1，s＝jω，j是虚部单位符号，ω为电网角频率。对于加权系数K，K取值范围为0～1之间。

将电流偏差值和不平衡电网电压u_sa、u_sb、u_sc经电流内环无差拍控制后获得的调制信号与DSP产生的三角波信号比较，获得控制有源滤波器的驱动方波信号。其中，电流内环无差拍控制的a相表达式为abc三相形式一致，其中，L₂是有源滤波器的滤波电感，T_s采样周期，是有源滤波器第k+1次a相总补偿电流指令值，i_apfa(k)是有源滤波器第k次a相补偿电流采样值，u_sa(k)是不平衡电网电压第k次a相电压采样值。

图4为本发明微网逆变器部分的控制框图，将不平衡电网电压u_sa、u_sb、u_sc进行abc/αβ坐标变换，获得αβ坐标系下的不平衡电网电压u_sα、u_sβ，将有源滤波器补偿电流i_apfa、i_apfb、i_apfc进行abc/αβ坐标变换，获得αβ坐标系下的有源滤波器补偿电流i_apfα、i_apfβ，将逆变输出电流i_a、i_b、i_c进行abc/αβ坐标变换，获得αβ坐标系下的逆变输出电流i_α、i_β。其中，abc/αβ坐标变换矩阵C₃表达式如下：

将αβ坐标系下的不平衡电网电压u_sα、u_sβ、给定有功功率参考值p^*、给定无功功率参考值q^*通过传递函数H(p^*,q^*)，得到αβ坐标系下的电流控制信号i_sα、i_sβ，将αβ坐标系下的电流控制信号i_sα、i_sβ分别减去αβ坐标系下的有源滤波器补偿电流i_apfα、i_apfβ，得到αβ坐标系下的参考逆变输出电流i_α ^*、i_β ^*。其中，电流控制信号i_sα、i_sβ表达式如下：

其中p^*、q^*分别是给定的有功功率参考值和无功功率参考值，u_α和u_β是经过坐标变换后的不平衡电网电压。

将αβ坐标系下的参考逆变输出电流i_α ^*、i_β ^*和αβ坐标系下的逆变输出电流i_α、i_β相减，得到电流偏差值。

将电流偏差值通过电流环PR控制器的传递函数G_PR(s)，得到调制信号，将所述调制信号与DSP产生的三角波信号比较，获得控制有源滤波器的驱动方波信号。其中，电流环PR控制器的传递函数G_PR(s)的表达式为k_p2是PR控制器的比例系数，k_p2取值范围为1≤k_p2≤20，k_r为PR控制器的谐振系数，k_r取值范围为1≤k_r≤15，ω为基波角频率，n为谐波次数。

图5(a)～图5(d)为本发明不同加权系数K下仿真出的微网逆变器并网功率、并网电流和电流畸变率的波形图，图5(a)为三项不平衡电网电压波形图。如图5(b)，当K＝0时，在不平衡电网电压下，微网逆变器功率p波动较大，并网电流i_sa的畸变率是4.74％，并网电流i_sb的畸变率是4.64％，并网电流i_sc的畸变率是5.19％，并网电流畸变较小；如图5(c)，当K＝0.5时，微网逆变器功率p波动减小，并网电流i_sa的畸变率是11.39％，并网电流i_sb的畸变率是12.56％，并网电流i_sc的畸变率是15.61％，并网电流畸变有所增大；如图5(d)，当K＝1时，微网逆变器功率p波动明显降低，但电流畸变却显著增大，并网电流i_sa的畸变率是31.33％，并网电流i_sb的畸变率是31.76％，并网电流i_sc的畸变率是31.42％。因此，在不平衡电网电压下，微网逆变器并网输出功率与电流畸变之间存在矛盾，为了平衡此矛盾，采取微网逆变器与有源滤波器的协同控制策略，在不同条件下，选取合适的加权系数K，达到一个最优的运行模式。

Claims (7)

1.一种微网逆变器与有源滤波器的功率/电流质量协同方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)在每个采样周期的起始点，对不平衡电网电压u_sa、u_sb、u_sc，并网电流i_sa、i_sb、i_sc，逆变输出电流i_a、i_b、i_c，有源滤波器补偿电流i_apfa、i_apfb、i_apfc分别进行采样；

2)通过不平衡电网电压u_sa、u_sb、u_sc与不平衡电网电压锁相环获取坐标变换所需要的θ角，将并网电流i_sa、i_sb、i_sc经abc/dq坐标变换得到电流i_p、i_q，i_p、i_q经过LPF低通滤波后，得到瞬时有功电流的直流分量i_p ^-和瞬时无功电流的直流分量i_q ^-，将瞬时有功电流的直流分量i_p ^-和瞬时无功电流的直流分量i_q ^-经过dq/abc坐标变换得到abc三相基波电流值i_apfaf、i_apfbf、i_apfcf，将并网电流i_sa、i_sb、i_sc与变换到abc三相坐标系的三相基波电流值i_apfaf、i_apfbf、i_apfcf分别对应相减，获得有源滤波器总谐波补偿电流指令值

3)将有源滤波器外环直流侧电容端实时电压U_{dc_apf}与参考电压的偏差经过有源滤波器外环电压PI控制器的传递函数G_PI(s)后，得到基波电流幅值调节信号再将基波电流幅值调节信号和无功电流幅值调节信号经dq/abc坐标变换，得到三相基波电流幅值调节信号 将有源滤波器总谐波补偿电流指令值与加权系数K相乘后，分相叠加上三相基波电流幅值调节信号再分相与有源滤波器补偿电流i_apfa、i_apfb、i_apfc相减获得电流偏差值；

4)将电流偏差值和不平衡电网电压u_sa、u_sb、u_sc经电流内环无差拍控制后获得的调制信号与DSP产生的三角波信号比较，获得控制有源滤波器的驱动方波信号；

5)将不平衡电网电压u_sa、u_sb、u_sc进行abc/αβ坐标变换，获得αβ坐标系下的不平衡电网电压u_sα、u_sβ，将有源滤波器补偿电流i_apfa、i_apfb、i_apfc进行abc/αβ坐标变换，获得αβ坐标系下的有源滤波器补偿电流i_apfα、i_apfβ，将逆变输出电流i_a、i_b、i_c进行abc/αβ坐标变换，获得αβ坐标系下的逆变输出电流i_α、i_β；

6)将αβ坐标系下的不平衡电网电压u_sα、u_sβ、给定有功功率参考值p^*、给定无功功率参考值q^*通过传递函数H(p^*,q^*)，得到αβ坐标系下的电流控制信号i_sα、i_sβ，将αβ坐标系下的电流控制信号i_sα、i_sβ分别减去αβ坐标系下的有源滤波器补偿电流i_apfα、i_apfβ，得到αβ坐标系下的参考逆变输出电流i_α ^*、i_β ^*；

7)将αβ坐标系下的参考逆变输出电流i_α ^*、i_β ^*和αβ坐标系下的逆变输出电流i_α、i_β相减，得到电流偏差值；

8)将电流偏差值通过电流环PR控制器的传递函数G_PR(s)，得到调制信号，将所述调制信号与DSP产生的三角波信号比较，获得控制有源滤波器的驱动方波信号。

2.根据权利要求1所述的微网逆变器与有源滤波器的功率/电流质量协同方法，其特征在于，步骤2)中，abc/dq坐标变换矩阵C₁和dq/abc坐标变换矩阵C₂表达式如下：

$\begin{array}{c}{C}_1=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}sin\mathrm{\θ}& sin(\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& sin(\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ -cos\mathrm{\θ}& -\cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\\ C_2=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\θ}& -\cos \mathrm{\θ}\\ \sin \left(\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}\right)& -\cos \left(\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3}\right)\\ \sin \left(\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}\right)& -\cos \left(\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3}\right)\end{array}\right]\end{array}.$

3.根据权利要求1所述的微网逆变器与有源滤波器的功率/电流质量协同方法，其特征在于，步骤3)中，有源滤波器外环电压PI控制器的传递函数G_PI(s)的表达式为G_PI(s)＝k_p1+k_i/s，其中，k_p1是PI控制器的比例系数，k_p1取值范围为0.1≤k_p≤20，k_i是PI控制器的积分系数，k_i取值范围为0.001≤k_i≤0.1，s＝jω，j是虚部单位符号，ω为电网角频率；加权系数K取值范围为0～1之间。

4.根据权利要求1所述的微网逆变器与有源滤波器的功率/电流质量协同方法，其特征在于，步骤4)中，电流内环无差拍控制的a相表达式为abc三相形式一致，其中，L₂是有源滤波器的滤波电感，T_s采样周期，是有源滤波器第k+1次a相总补偿电流指令值，i_apfa(k)是有源滤波器第k次a相补偿电流采样值，u_sa(k)是不平衡电网电压第k次a相电压采样值。

5.根据权利要求1所述的微网逆变器与有源滤波器的功率/电流质量协同方法，其特征在于，步骤5)中，abc/αβ坐标变换矩阵C₃表达式如下：

$C_3=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right].$

6.根据权利要求1所述的微网逆变器与有源滤波器的功率/电流质量协同方法，其特征在于，步骤6)中，电流控制信号i_sα、i_sβ表达式如下：

$i_{s\mathrm{\α}}=\frac{2}{3}\frac{p^{*}{u}_{\mathrm{\α}}}{(u_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}\mathrm{\α}\mathrm{\β}}^2+u^2)}+\frac{2}{3}\frac{q^{*}{u}_{\mathrm{\β}}}{(u^2+u^2)}$

$i_{s\mathrm{\β}}=\frac{2}{3}\frac{p^{*}{u}_{\mathrm{\β}}}{(u_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}\mathrm{\α}\mathrm{\β}}^2+u^2)}-\frac{2}{3}\frac{q^{*}{u}_{\mathrm{\α}}}{(u^2+u^2)}$

其中p^*、q^*分别是给定的有功功率参考值和无功功率参考值，u_α和u_β是经过坐标变换后的不平衡电网电压。

7.根据权利要求1所述的微网逆变器与有源滤波器的功率/电流质量协同方法，其特征在于，步骤8)中，电流环PR控制器的传递函数G_PR(s)的表达式为k_p2是PR控制器的比例系数，k_p2取值范围为1≤k_p2≤20，k_r为PR控制器的谐振系数，k_r取值范围为1≤k_r≤15，ω为基波角频率，n为谐波次数。