CN107453395A - 级联h桥中压变流器并网电流低频谐波抑制方法 - Google Patents

级联h桥中压变流器并网电流低频谐波抑制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种级联H桥中压变流器并网电流低频谐波抑制方法，该方法，应用在网侧变流器中，所述网侧变流器包括：多个三相电压源型PWM子变流器；所述方法包括：在所述三相电压源型PWM子变流器的电压环控制回路中引入二阶变频陷波器来抑制直流母线波动电压引入的低频谐波。在不改变级联H桥式中压变流器系统拓扑结构的情况下，通过改变电压环控制回路来抑制功率模块直流母线电压波动对并网电流的影响，提高并网电流质量。

Description

级联H桥中压变流器并网电流低频谐波抑制方法
技术领域
本发明涉及变流器控制技术领域，具体地，涉及级联H桥中压变流器并网电流低频谐波抑制方法。
背景技术
级联H桥变流器由于其模块化设计以及可规模化生产的特点，在中压变频传动领域得到推广应用。传统级联H桥变流器网侧采用二极管不控整流方式，能量只能单向流动，限制了其应用范围。为实现变流器四象限运行，把该变流器拓扑中的二极管用绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)替代，形成带有源前端(ActiveFront End，AFE)的级联H桥变流器，也称为能馈型级联H桥变流器，如图1所示。
级联H桥式中压变流器电机侧每相均工作于单相整流状态，因此在每个功率模块直流母线上会产生二倍于发电机定子电压频率的波动，若定子电压频率变化，该波动也是不定频的，该波动电压导致并网电流中含有两种低频谐波，影响并网电流质量。
直流母线电压波动影响并网电流质量是单相整流固有问题。第一种解决方法是通过增大直流母线电容来减小母线电压波动幅值进而抑制其影响，但是这种方式会导致系统动态性能的降低以及系统成本、体积的增加。第二种方案是采用有源滤波方式，在支撑电容旁边通过Buck/Boost电路并联高压电容构成二倍频通路，该方案增加系统开关器件使得损耗增加，同时增加系统硬件成本。第三种方案是整定网侧控制比例积分(ProportionIntegration，PI)调节器参数或者在网侧控制系统反馈环节增加一个低通滤波器，使得网侧变流器控制系统带宽低于波动电压频率，当波动电压频率较低时，控制系统带宽需要更低，这会导致系统动态性能下降。第四种方案是在控制系统中加入陷波器，但是这种固定参数的陷波器只能滤除某一固定频率的波动，对于波动频率变化的中压变流器并不适用。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种级联H桥中压变流器并网电流低频谐波抑制方法。
根据本发明提供的级联H桥中压变流器并网电流低频谐波抑制方法，应用在网侧变流器中，所述网侧变流器包括：多个三相电压源型PWM子变流器；所述方法包括：
在所述三相电压源型PWM子变流器的电压环控制回路中引入二阶变频陷波器来抑制直流母线波动电压引入的低频谐波，所述二阶变频陷波器的传递函数H(s)如下：
式中：ω表示期望滤除的角频率，B表示衰减3dB的带宽，通常取10；s表示复变量；
假设发电机定子电压角频率为ωg，则变频陷波器传递函数变为：
可选地，当所述三相电压源型PWM子变流器的电压环控制回路中加入变频陷波器后，则电压闭环传递函数Wcv(s)为：
式中：Wov(s)表示电压开环传递函数。
可选地，在引入二阶变频陷波器之前，还包括：建立所述三相电压源型PWM子变流器的电压环控制回路，具体如下：
假设所述三相电压源型PWM子变流器的电压环控制回路的电压外环的参考值为Uref，将三相电压源型PWM子变流器的直流电压采样值Udc与参考值Uref做比较后，得到直流电压采样值Udc与参考值Uref的电压误差；
将所述电压误差作为第一比例积分PI调节器的输入信号，由所述第一比例积分PI调节器输出电流内环的参考值Idref；
以网侧电压矢量方向确定为d轴方向，当单位功率因数并网时，同步旋转坐标系下q轴参考电流Iqref为0；将网侧A相、B相、C相的电流Ia、Ib、Ic经过Park变换成为同步旋转坐标系下d轴电流Id、q轴电流Iq；
分别将电流Id、电流Iq与各自相应的参考值比较，得到两个电流误差；
将所述两个电流误差分别作为第二比例积分PI调节器、第三比例积分PI调节器的输入信号，得到同步旋转坐标系下d轴参考电压Udref与同步旋转坐标系下q轴参考电压Uqref；
根据Udref和Uqref，利用反坐标变换得到A相、B相、C相电压参考值Uaref、Ubref、Ucref；
利用正弦脉冲宽度调制SPWM对电压参考值Uaref、Ubref、Ucref调制后产生脉冲信号，所述脉冲信号用于控制开关管的开关状态。
可选地，在所述第一比例积分PI调节器的前级引入所述二阶变频陷波器。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
本发明提供的级联H桥中压变流器并网电流低频谐波抑制方法，在不改变级联H桥式中压变流器系统拓扑结构的情况下，通过改变电压环控制回路来抑制功率模块直流母线电压波动对并网电流的影响，提高并网电流质量。具体的，本发明中的通过设置参数随发电机转速变化的陷波器，来有效抑制并网电流低频分量，提高并网电流质量。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为级联H桥中压变流器拓扑结构示意图；
图2为网侧子变流器原理控制框图；
图3为加入陷波滤波器电压闭环波特图；
图4为加入陷波滤波器后网侧变流器改进控制框图；
图5(a)为网侧10Hz无变频陷波器电流波形示意图；
图5(b)为网侧10Hz无变频陷波器电流频谱示意图；
图6(a)为网侧20Hz无变频陷波器电流波形示意图；
图6(b)为网侧20Hz无变频陷波器电流频谱示意图；
图7(a)为网侧10Hz有变频陷波器电流波形示意图；
图7(b)为网侧10Hz有变频陷波器电流频谱示意图；
图8(a)为网侧20Hz有变频陷波器电流波形示意图；
图8(b)为网侧20Hz有变频陷波器电流频谱示意图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。
本发明提供的级联H桥中压变流器并网电流低频谐波抑制方法，其中，级联H桥中压变流器网侧变流器为多个三相电压源型PWM子变流器通过多绕组变压器副边绕组组合而成，子变流器之间没有耦合，采用电网电压定向的直流母线电压外环、电流内环双闭环矢量控制策略，通过锁相环确定电网电压矢量方向，该方向为d轴。
利用基尔霍夫电压定律得到网侧三相电压源型PWM子变流器拓扑的基本方程，经过坐标变换至同步旋转坐标系(dq0坐标系)可以得到以下方程：
式中，R为开关管损耗与网侧滤波电感电阻值合并，L为网侧滤波电感，Id、Iq、Ed与Eq分别为网侧电流与网侧电压的d、q轴分量，ω为电网角频率，Sd、Sq为三相开关管Sa、Sb、Sc在dq0坐标系下的表示方式，当A相上管通时Sa为1，下管通时Sa为0，B、C两相的定义类似。SdUdc为交流侧电压d轴分量，SqUdc为交流侧电压q轴分量。由上式可以看出，d、q轴分量相互耦合，无法实现单独控制，需要引入解耦环节
Udref＝ωLIq+Ed-Kpεd-Ki∫εddt (3)
Uqref＝-ωLId+Eq-Kpεq-Ki∫εqdt (4)
εd＝Idref-Id (5)
εq＝Iqref-Iq (6)
式中：Udref表示d轴电压参考值，Kp表示PI调节器中比例环节系数，εd表示d轴电流参考值与采样值的误差，Ki表示PI调节器中积分环节系数，Uqref表示q轴电压参考值，εq表示q轴电流参考值与采样值的误差。各功率模块电压外环的参考值Uref一般是相同的，将各单元的直流电压采样值Udc与参考值Uref做比较，误差经过PI调节器后成为电流内环的参考值Idref，当单位功率因数并网时，Iqref为0。网侧电流Ia、Ib、Ic经过Park变换成为Id、Iq，分别与各自的参考值比较，误差经过PI调节器后还需解耦环节，得到Udref与Uqref，通过反坐标变换得到三相电压参考值Uaref、Ubref与Ucref，通过正弦脉冲宽度调制(Sinusoidal Pulse WidthModulation，SPWM)后产生脉冲控制开关管开关状态。
网侧变流器的控制框图如附图2所示。假设所述三相电压源型PWM子变流器的电压环控制回路的电压外环的参考值Uref，将三相电压源型PWM子变流器的直流电压采样值Udc与参考值Uref做比较后，得到直流电压采样值Udc与参考值Uref的电压误差；将所述电压误差作为第一比例积分PI调节器的输入信号，由所述第一比例积分PI调节器输出电流内环的参考值Idref；当单位功率因数并网时，同步旋转坐标系下q轴参考电流Iqref为0；将网侧A相、B相、C相的电流Ia、Ib、Ic经过Park变换成为同步旋转坐标系下d轴电流Id、q轴电流Iq；分别将电流Id、电流Iq与各自相应的参考值比较，得到两个电流误差；将所述两个电流误差分别作为第二比例积分PI调节器、第三比例积分PI调节器的输入信号，得到同步旋转坐标系下d轴参考Udref与同步旋转坐标系下q轴参考Uqref；根据Udref和Uqref，利用反坐标变换得到A相、B相、C相电压参考值Uaref、Ubref、Ucref；利用正弦脉冲宽度调制SPWM对电压参考值Uaref、Ubref、Ucref调制后产生脉冲信号，所述脉冲信号用于控制开关管的开关状态。
针对单个H桥模块，只考虑其交流侧电压基波分量，忽略高次谐波，则交流侧输入功率与直流侧功率可表示为：
us(t)＝Ussinω1t is(t)＝Issin(ω1t-θ) (7)
式中：us(t)表示交流侧电压，ω1表示发电机频率，is(t)表示交流侧电流，θ表示机侧功率因数角，t表示时间；Pac(t)表示交流侧功率，Pdc(t)表示直流侧功率，Udc表示母线电压，Idc表示直流侧电流，C表示直流电容，表示母线波动电压，Is为发电机峰值相电流，Us为单个H桥基波电压峰值，dc表示直流，ac表示交流。由式5可知交流侧瞬时功率有直流部分与交流部分。而直流侧的瞬时功率也有两部分，一部分是向电网传递的平均功率，另一部分是流过直流电容的纹波功率。将交流侧与直流侧功率表达式联立，即可以得到母线波动电压表达式：
其中，ω1为发电机频率，C为直流电容，Udc为母线电压，θ为机侧功率因数角。由式7可知，单个模块直流母线电压存在两倍于发电机定子电压频率的波动。
网侧变流器控制以直流母线电压作为电压环反馈量，低频波动电压经过电压环PI调节器后传入电流环，造成电流环有功电流参考值Idref含有低频分量，若该分量频率低于电流环带宽，则d轴电流将跟随Idref产生低频谐波。
假设网侧三相PWM子变流器输出电流基波频率为ω0，直流母线波动电压频率为ω1，则网侧d轴电流id＝Idc+Imcos(ω1t+θ)，α表示电网电压矢量相位，α＝α0+ω0t，单位功率因数并网时iq＝0，根据Park逆变换：
以a相电流为例，ia＝idcosα，将id带入化简得：
式中：Im表示低频谐波幅值，id表示在同步旋转坐标系中网侧d轴的电流，α0表示电网电压矢量初始相位角，iq表示在同步旋转坐标系中网侧q轴的电流，i0表示同步旋转坐标系中网侧0轴的电流，ia表示网侧a相电流，ib表示网侧b相电流，ic表示网侧c相电流。由上式可知，当电流内环Idref含有ω1分量时，ia中将含有ω0、ω0+ω1与ω0-ω1三种角频率的电流，其中ω0代表基波，而后两种则是由于直流母线波动电压引入的低频谐波。
在这里引入二阶陷波滤波器来抑制直流母线电压波动造成的影响，其传递函数可以表示为：
上式中，ω表示期望滤除的角频率，B是衰减3dB的带宽，在此取10。若直流母线上波动电压频率变化，需要采用变频陷波器，假设发电机定子电压角频率为ωg，则变参数陷波滤波器传递函数可表示为：
当电压环中加入变频陷波滤波器，电压闭环传递函数为：
Wov(s)为电压环开环传递函数，若电压环截止频率为100Hz，陷波器滤波频率为10Hz，此时电压闭环波特图如图3所示，系统的带宽没有受到影响，同时系统在10Hz处有很大增益，可以抑制该处谐波对系统影响。
加入变频陷波器的网侧变流器控制框图如图4所示。
将级联H桥中压变流器应用于大容量中压永磁直驱风力发电系统，风力机与永磁直驱同步发电机的参数图5所示，级联H桥中压风电变流器每相有3个功率单元，直流母线电压1000V，直流支撑电容10mF，网侧滤波电感1mH，多绕组变压器一次侧35000V，二次侧400V且有9个同相位绕组，机侧变流器控制采用转子磁场定向的矢量控制策略，采用载波移相调制方式，载波频率300Hz，网侧变流器采用电网电压定向的矢量控制策略，载波频率300Hz，仿真平台为Matlab/Simulink。
表1风力机与发电机选型参数
仿真模型中发电机分别运行于10Hz与20Hz处，观察变压器一次侧电流波形。当发电机定子电压频率为10Hz时，如图5(a)、5(b)所示，电流在30Hz与70Hz处有较大的谐波分量，谐波失真THD为19.29％；当发电机定子电压频率为20Hz时，如图6(a)、6(b)所示，网侧电流中有明显的10Hz与90Hz谐波分量，THD为8.86％。
采用变频陷波滤波器方案，如图7(a)、7(b)所示，当发电机运行频率为10Hz时，加入陷波器后30Hz与70Hz处的谐波分量受到抑制，THD降低至2.42％；如图8(a)、8(b)所示，当发电机运行频率为20Hz时，加入陷波器后10Hz与90Hz处的谐波分量受到抑制，THD降低至1.58％。
仿真结果证明，发电机在不同转速下运行时，基于变参数的陷波器均可以有效抑制直流母线波动电压的影响，提高并网电流质量，这种控制方法在发电机转速低时效果更加明显。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。

Claims (4)

1.一种级联H桥中压变流器并网电流低频谐波抑制方法，其特征在于，应用在网侧变流器中，所述网侧变流器包括：多个三相电压源型PWM子变流器；所述方法包括：
在所述三相电压源型PWM子变流器的电压环控制回路中引入二阶变频陷波器来抑制直流母线波动电压引入的低频谐波，所述二阶变频陷波器的传递函数H(s)如下：
<mrow> <mi>H</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>s</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>=</mo> <mfrac> <mrow> <msup> <mi>s</mi> <mn>2</mn> </msup> <mo>+</mo> <msup> <mi>&amp;omega;</mi> <mn>2</mn> </msup> </mrow> <mrow> <msup> <mi>s</mi> <mn>2</mn> </msup> <mo>+</mo> <mi>B</mi> <mi>s</mi> <mo>+</mo> <msup> <mi>&amp;omega;</mi> <mn>2</mn> </msup> </mrow> </mfrac> </mrow>
式中：ω表示期望滤除的角频率，B表示衰减3dB的带宽，通常取10；s表示复变量；
假设发电机定子电压角频率为ωg，则变频陷波器传递函数变为：
<mrow> <mi>H</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>s</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>=</mo> <mfrac> <mrow> <msup> <mi>s</mi> <mn>2</mn> </msup> <mo>+</mo> <msup> <mrow> <mo>(</mo> <mn>2</mn> <msub> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>g</mi> </msub> <mo>)</mo> </mrow> <mn>2</mn> </msup> </mrow> <mrow> <msup> <mi>s</mi> <mn>2</mn> </msup> <mo>+</mo> <mi>B</mi> <mi>s</mi> <mo>+</mo> <msup> <mrow> <mo>(</mo> <mn>2</mn> <msub> <mi>&amp;omega;</mi> <mi>g</mi> </msub> <mo>)</mo> </mrow> <mn>2</mn> </msup> </mrow> </mfrac> <mo>.</mo> </mrow>
2.根据权利要求1所述的级联H桥中压变流器并网电流低频谐波抑制方法，其特征在于，当所述三相电压源型PWM子变流器的电压环控制回路中加入变频陷波器后，则电压闭环传递函数Wcv(s)为：
<mrow> <msub> <mi>W</mi> <mrow> <mi>c</mi> <mi>v</mi> </mrow> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mi>s</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mo>=</mo> <mfrac> <mrow> <msub> <mi>W</mi> <mrow> <mi>o</mi> <mi>v</mi> </mrow> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mi>s</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> <mrow> <mn>1</mn> <mo>+</mo> <msub> <mi>W</mi> <mrow> <mi>o</mi> <mi>v</mi> </mrow> </msub> <mrow> <mo>(</mo> <mi>s</mi> <mo>)</mo> </mrow> <mi>H</mi> <mrow> <mo>(</mo> <mi>s</mi> <mo>)</mo> </mrow> </mrow> </mfrac> <mo>;</mo> </mrow>
式中：Wov(s)表示电压开环传递函数。
3.根据权利要求1所述的级联H桥中压变流器并网电流低频谐波抑制方法，其特征在于，在引入二阶变频陷波器之前，还包括：建立所述三相电压源型PWM子变流器的电压环控制回路，具体如下：
假设所述三相电压源型PWM子变流器的电压环控制回路的电压外环的参考值为Uref，将三相电压源型PWM子变流器的直流电压采样值Udc与参考值Uref做比较后，得到直流电压采样值Udc与参考值Uref的电压误差；
将所述电压误差作为第一比例积分PI调节器的输入信号，由所述第一比例积分PI调节器输出电流内环的参考值Idref；
以网侧电压矢量方向确定为d轴方向，当单位功率因数并网时，同步旋转坐标系下q轴参考电流Iqref为0；将网侧A相、B相、C相的电流Ia、Ib、Ic经过Park变换成为同步旋转坐标系下d轴电流Id、q轴电流Iq；
分别将电流Id、电流Iq与各自相应的参考值比较，得到两个电流误差；
将所述两个电流误差分别作为第二比例积分PI调节器、第三比例积分PI调节器的输入信号，得到同步旋转坐标系下d轴参考电压Udref与同步旋转坐标系下q轴参考电压Uqref；
根据Udref和Uqref，利用反坐标变换得到A相、B相、C相电压参考值Uaref、Ubref、Ucref；
利用正弦脉冲宽度调制SPWM对电压参考值Uaref、Ubref、Ucref调制后产生脉冲信号，所述脉冲信号用于控制开关管的开关状态。
4.根据权利要求3所述的级联H桥中压变流器并网电流低频谐波抑制方法，其特征在于，在所述第一比例积分PI调节器的前级引入所述二阶变频陷波器。
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