CN108667068B - 一种基于pc-qpci的lcl并网逆变器混合阻尼的实现方法 - Google Patents

Abstract

一种基于PC‑QPCI的LCL并网逆变器混合阻尼的实现方法，其内容包括：构建一台三相并网逆变器主电路系统；利用DSOGI‑PLL得到PCC点三相电压的相角，并生成参考电流；将并网电感电流、电容电流和PCC点电压进行坐标变换，并得到αβ坐标系下的主电路模型；将αβ坐标系下的参考电流和αβ坐标变换后的逆变器入网电流进行做差，该误差作为PC‑QPCI的输入量；将PC‑QPCI的输出电流加上电压前馈的输出信号作为内环参考电流，再用内环参考电流减去αβ坐标变换后经过反馈函数的电容电流和电网电流，得到两个调制信号U_{pwm_α}和U_{pwm_β}，经过坐标变换得到三相调制信号，与三相载波控制信号比较控制三相半桥逆变器功率管的开通和关断。

Description

一种基于PC-QPCI的LCL并网逆变器混合阻尼的实现方法

技术领域

本发明涉及一种基于PC-QPCI的LCL并网逆变器混合阻尼的实现方法，该方法能够在提升开环系统相位裕度的同时还能适应电网阻抗变化，实现电流跟踪和电网背景谐波抑制。

背景技术

目前并网逆变器多采用LCL滤波器与电网连接。LCL滤波器是一个三阶模型，对高频信号具有较强的抑制能力，但是理想的LCL滤波器是无阻尼的，如果在谐振频率处存在谐波则会引起此处的谐波放大使系统不稳定。目前针对LCL滤波器不稳定性问题大致有两种解决方案：无源阻尼和有源阻尼。无源阻尼是在LCL上串联或者并联电阻达到增加阻尼的效果，这种方法不仅带来了额外的损耗而且灵活性不好；有源阻尼的方法比较灵活，可以模拟无源阻尼法在LCL上串联或并联虚拟阻抗达到增加阻尼的效果，因此得到广泛关注。但是当电网阻抗变化时，虚拟阻尼也会发生变化，不利于并网逆变器稳定。

同时目前按照控制坐标系可以分为dq旋转坐标系和αβ静止坐标系。dq旋转坐标系受锁相环影响比较大，而αβ静止坐标系下的信号属于交流信号，因此学者们提出了PCI(Proportional complex integral)控制器达到开环基波增益无限大，但相位相比PI也有所降低，不利于系统的稳定性。

为解决上述问题本发明提出了一种基于相位补偿准比例复数积分控制器(Phasecompensation-Quasi Proportional complex integral Controller，缩写为PC-QPCI。)的混合阻尼实现方法，并将其应用于LCL三相并网逆变器系统中，该方法不仅可以提升开环系统相位裕度而且还可以适应电网阻抗的变化。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于PC-QPCI的LCL并网逆变器混合阻尼的实现方法，该方法能够在不影响开环基波和谐波增益的前提下，整体提高开环传递函数的相位和适应电网阻抗的变化，以此提升系统的稳定性和抗干扰性。本发明所述的PC-QPCI利用αβ轴信号之间存在的时间关系进行交叉耦合，达到增大指定次谐波增益和提升相位的目的。与相位补偿比例积分谐振控制器(Phase compensation-Proportional integral resonanceController，缩写为PC-QPIR。)相比降低了计算量，尤其在采用数字多PC-QPIR时，本发明的优势很明显；本发明所述的混合阻尼是指同时采用电容电流和电网电流作为内环反馈实现混合有源阻尼，降低电网阻抗变化对虚拟阻尼的影响。

本发明所采用的技术方案是，一种基于PC-QPCI的LCL并网逆变器混合阻尼的实现方法，该方法内容包括以下步骤：

步骤1、构建一台三相并网逆变器主电路系统；

步骤2、利用双二阶广义积分器的锁相环(Dual second-order generalizedintegratorPLL，缩写为DSOGI-PLL。)得到公共耦合点(Common coupling point，缩写为PCC。)三相电压的相角，并生成参考电流；

步骤3、将并网电感电流、电容电流和公共耦合点电压进行坐标变换，并得到αβ坐标系下的主电路模型；

步骤4、将αβ坐标系下的参考电流和αβ坐标变换后的逆变器入网电流进行做差，该误差作为PC-QPCI的输入量；

步骤5、为了提高系统响应速度从PCC点处引入电压前馈，将PC-QPCI的输出电流加上通过电压前馈控制器的输出信号作为内环参考电流，再用内环参考电流减去αβ坐标变换后经过反馈函数的电容电流和电网电流，得到两个调制信号U_{pwm_α}和U_{pwm_β}；

步骤6、两个调制信号U_{pwm_α}和U_{pwm_}经过坐标变换得到三相调制信号，与三相载波控制信号比较控制三相半桥逆变器功率管的开通和关断。

本发明的有益效果在于：

(1)PC-QPCI能够提升系统开环传递函数的相位，增强了系统稳定性，同时利用αβ轴信号之间存在的时间关系进行交叉耦合，降低了计算量；

(2)混合有源阻尼控制方案能够适应电网阻抗的变化，解决了弱电网易引起LCL并网逆变器不稳定的问题；

(3)降低了逆变器输出导纳，增强了抗干扰能力。

附图说明

图1为逆变器的控制策略结构图；

图2为DSOGI-PLL的等效框图；

图3为αβ坐标系下主电路等效框图；

图4为基波PC-QPCI；

图5为G_f(s)前馈控制器；

图6为正序谐波PC-QPCI；

图7为负序PC-QPCI；

图8为闭环等效框图；

图9为两种控制方案的开环bode图；

图10为两种控制方案的逆变器输出导纳bode图；

图11为不同电网阻抗的开环bode图；

图12为不同电网阻抗的逆变器输出导纳bode图；

图13为在含有5、7、11次电网背景谐波下采用本发明控制方案时的逆变器并网电流波形仿真波形和电网电压波形。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明做进一步说明。

本发明的一种基于PC-QPCI的LCL并网逆变器混合阻尼的实现方法，其具体步骤为：

步骤1、构建一台三相并网逆变器主电路系统；其具体实施步骤为：

如图1所示，三相并网逆变器主电路结构主要由三部分组成：六个功率开关器件、LCL滤波器和网侧电抗；其中六个功率开关器件组成三相半桥结构，LCL滤波器用于滤除功率开关器件输出的高次电压谐波，网侧电抗用于模拟长距离传输的线路阻抗。

步骤2、利用DSOGI-PLL得到公共耦合点三相电压的相角，并生成参考电流；其具体实施步骤为：

如图2所示，由DSOGI-PLL的具体结构，所得到的相角θ_PLL用于生成参考电流：

(1)式中i_{ref_α}和i_{ref_β}分别为αβ轴的参考电流；I_ref为参考电流的有效值；θ_PLL为锁相环输出的相角。

步骤3将并网电感电流、电容电流和公共耦合点电压进行坐标变换，并得到αβ坐标系下的主电路模型；其具体实施步骤为：

由于三相系统中3k次谐波含量很低，而其他次谐波的三相电压或电流的瞬时值之和为零，这里k为整数；因此三相系统中实际上只有两个独立的变量，因此可以结合电机中实际存在的空间位置进行坐标变换；坐标变换一般分为等量变换和等功率变换，本发明方法涉及入网功率，因此选择采用等功率变换，有：

(2)式中i_gα和i_gβ分别为αβ坐标系下αβ轴的网侧电感电流；i_ga，i_gb和i_gc分别为abc坐标系下网侧三相电感电流；

(3)式中i_Cα和i_Cβ分别为αβ坐标系下αβ轴的电容电流；i_Ca，i_Cb和i_Cc分别为abc坐标系下三相电容电流；

(4)式中U_{pcc_α}和U_{pcc_β}分别为αβ坐标系下αβ轴的PCC点电压；U_{pcc_a}，U_{pcc_b}和U_{pcc_c}分别为abc坐标系下PCC点电压；

由上面坐标变换得到了αβ坐标系下的变量，从坐标变换可以看出变换过程只涉及数值上的加减，两轴之间变量并不会产生耦合，因此αβ坐标系下的主电路模型和abc坐标系下的主电路模型一致，以α轴为例，分别选取电感电流和电容电压为状态变量可以得到(5)式：

(5)式中U_{pwm_α}为逆变器α轴输出电压；V_{C_α}为α轴电容电压；i_1α为α轴逆变器侧电感电流；i_gα为α轴的网侧电感电流；U_{pcc_α}为α轴PCC点电压；

利用(5)式变量之间的关系可以得到αβ坐标系下主电路结构，如图3所示。

步骤4、将αβ坐标系下的参考电流和αβ坐标变换后的逆变器入网电流进行做差，该误差作为PC-QPCI的输入量；因此有：

(6)式中i_eα和i_eβ分别为αβ轴参考电流与网侧电流之差；i_{ref_α}和i_{ref_β}分别为αβ轴的参考电流；i_gα和i_gβ分别为αβ坐标系下αβ轴的网侧电感电流。

步骤5、为了提高系统响应速度从PCC点处引入电压前馈，将PC-QPCI的输出电流加上通过电压前馈控制器的输出信号作为内环参考电流，再用内环参考电流减去αβ坐标变换后经过反馈函数的电容电流和电网电流，得到两个调制信号U_{pwm_α}和U_{pwm_β}；因此有：

(7)式中i_{iref_α}和i_{iref_β}分别为αβ轴内环参考电流；i_eα和i_eβ分别为αβ轴参考电流与网侧电流之差；G_c(s)为电流外环基波PC-QPCI；G_f(s)为PCC点电压前馈函数；

其中：

(8)式中K_P为比例系数，K_r为积分系数，a和b为αβ坐标系下两轴之间的耦合系数；ω₀为基波角频率；ω_c为通频带宽系数，j为复数单位，s为拉普拉斯算子；

(9)式中K_pwm为逆变器的放大倍数，与载波信号的幅值有关，本发明选择为400；ω₀为基波角频率；ω_c为通频带宽系数，j为复数单位，s为拉普拉斯算子。

G_c(s)和G_f(s)的具体结构如图4和5所示，当考虑电网背景谐波时，需要增加与基波控制器并联的谐波PC-QPCI来抑制入网谐波电流，如图6和7所示。当电网电压谐波为6k+1次谐波时为正序谐波，此时i_α＝ji_β；当电网电压谐波为6k+1次谐波时为负序谐波，此时i_α＝-ji_β；因此可以利用两轴之间变量关系引入耦合。

(10)式中K_c为电容电流反馈系数，本发明选择为0.04；H_ad(s)为内环网侧电流反馈函数；

其中：

(11)式中K_ad为常数；τ为函数H_ad(s)的时间常数。

步骤6、两个调制信号U_{pwm_α}和U_{pwm_}经过坐标变换得到三相调制信号，与三相载波控制信号比较控制三相半桥逆变器功率管的开通和关断；其最终输出作为逆变器功率开关管的控制信号；

在实际控制中需要把得到的两相调制信号U_{pwm_α}和U_{pwm_}经过反坐标变换得到三相调制信号：

三相调制信号与三相载波进行比较得到逆变器功率开关管的控制信号。

下面对本发明的有效性进行验证。

系统参数如下：并网逆变器直流侧电压700V；电网相电压峰值为311V；逆变器侧电感为4mH，网侧电感为2mH，电容值为6μF。单台三相逆变器的入网相电流的峰值为10，额定无功功率为0；在考虑5、7、11次电网背景谐波时，为了验证本发明控制方案与传统QPIR的对比，分析两种控制方案的多谐波控制器的开环bode图和逆变器输出导纳的bode图，分别如图9、10所示。为了验证本发明对电网阻抗的适应能力，分析了L_g＝0mH和L_g＝5mH两种情况的开环bode图和逆变器输出导纳bode图，如图11、12所示。图13所示为在含有5、7、11次电网背景谐波下采用本发明控制方案时的逆变器并网电流和电网电压仿真波形。

Claims (1)

1.一种基于PC-QPCI的LCL并网逆变器混合阻尼的实现方法，其特征在于，

该方法内容包括以下步骤：

步骤1、构建一台三相并网逆变器主电路系统；其具体实施步骤为：

三相并网逆变器主电路结构主要由三部分组成：六个功率开关器件、LCL滤波器和网侧电抗；其中六个功率开关器件组成三相半桥结构，LCL滤波器用于滤除功率开关器件输出的高次电压谐波，网侧电抗用于模拟长距离传输的线路阻抗；

步骤2、利用双二阶广义积分器的锁相环得到公共耦合点三相电压的相角，并生成参考电流；其具体实施步骤为：

由双二阶广义积分器的锁相环的具体结构，所得到的相角θ_PLL用于生成参考电流：

(1)式中i_{ref_α}和i_{ref_β}分别为αβ轴的参考电流；I_ref为参考电流的有效值；θ_PLL为锁相环输出的相角；

步骤3将并网电感电流、电容电流和公共耦合点电压进行坐标变换，并得到αβ坐标系下的主电路模型；其具体实施步骤为：

由于三相系统中3k次谐波含量很低，而其他次谐波的三相电压或电流的瞬时值之和为零，这里k为整数；因此三相系统中实际上只有两个独立的变量，因此可以结合电机中实际存在的空间位置进行坐标变换；采用等功率变换，有：

(2)式中i_gα和i_gβ分别为αβ坐标系下αβ轴的网侧电感电流；i_ga，i_gb和i_gc分别为abc坐标系下网侧三相电感电流；

(3)式中i_Cα和i_Cβ分别为αβ坐标系下αβ轴的电容电流；i_Ca，i_Cb和i_Cc分别为abc坐标系下三相电容电流；

(4)式中U_{pcc_α}和U_{pcc_β}分别为αβ坐标系下αβ轴的公共耦合点电压；U_{pcc_a}，U_{pcc_b}和U_{pcc_c}分别为abc坐标系下公共耦合点电压；

由上面坐标变换得到了新坐标系下的变量，从坐标变换可以看出变换过程只涉及数值上的加减，两轴之间变量并不会产生耦合，因此αβ坐标系下的主电路模型和abc坐标系下的主电路模型一致，以α轴为例，分别选取电感电流和电容电压为状态变量可以得到(5)式：

(5)式中U_{pwm_α}为逆变器α轴输出电压；V_{C_α}为α轴电容电压；i_1α为α轴逆变器侧电感电流；i_gα为α轴的网侧电感电流；U_{pcc_α}为α轴公共耦合点电压；

利用(5)式变量之间的关系可以得到αβ坐标系下主电路结构；

步骤4、将αβ坐标系下的参考电流和αβ坐标变换后的逆变器入网电流进行做差，该误差作为PC-QPCI的输入量；因此有：

(6)式中i_eα和i_eβ分别为αβ轴参考电流与网侧电流之差；i_{ref_α}和i_{ref_β}分别为αβ轴的参考电流；i_gα和i_gβ分别为αβ坐标系下αβ轴的网侧电感电流；

步骤5、为了提高系统响应速度从PCC点处引入电压前馈，将PC-QPCI的输出电流加上通过电压前馈控制器的输出信号作为内环参考电流，再用内环参考电流减去αβ坐标变换后经过反馈函数的电容电流和电网电流，得到两个调制信号U_{pwm_α}和U_{pwm_β}；因此有：

(7)式中i_{iref_α}和i_{iref_β}分别为αβ轴内环参考电流；i_eα和i_eβ分别为αβ轴参考电流与网侧电流之差；G_c(s)为电流外环基波PC-QPCI；G_f(s)为公共耦合点电压前馈函数；

其中：

(8)式中K_P为比例系数，K_r为积分系数，a和b为αβ坐标系下两轴之间的耦合系数；ω₀为基波角频率；ω_c为通频带宽系数，j为复数单位，s为拉普拉斯算子；

(9)式中K_pwm为逆变器的放大倍数，与载波信号的幅值有关，本发明选择为400；ω₀为基波角频率；ω_c为通频带宽系数，j为复数单位，s为拉普拉斯算子。

当考虑电网背景谐波时，需要增加与基波控制器并联的谐波PC-QPCI来抑制入网谐波电流；当电网电压谐波为6k+1次谐波时为正序谐波，此时i_α＝ji_β；当电网电压谐波为6k+1次谐波时为负序谐波，此时i_α＝-ji_β；因此可以利用两轴之间变量关系引入耦合；

(10)式中K_c为电容电流反馈系数，本发明选择为0.04；H_ad(s)为内环网侧电流反馈函数；

其中：

(11)式中K_ad为常数；τ为函数H_ad(s)的时间常数；

步骤6、两个调制信号U_{pwm_α}和U_{pwm_}经过坐标变换得到三相调制信号，与三相载波控制信号比较控制三相半桥逆变器功率管的开通和关断；其最终输出作为逆变器功率开关管的控制信号；

在实际控制中需要把得到的两相调制信号U_{pwm_α}和U_{pwm_}经过反坐标变换得到三相调制信号：

三相调制信号与三相载波进行比较得到逆变器功率开关管的控制信号。

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