CN106329573A - 基于准pci调节器的lcl三相并网逆变器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于准PCI调节器的LCL三相并网逆变器控制方法，通过准PCI调节器建立αβ静止坐标轴之间的耦合关系，利用耦合产生相互谐振来实现对正弦指令信号的跟踪，从而消除稳态误差。同时准PCI调节器在谐振频率处引入通频带宽ω_c，既能够适当抑制谐振尖峰处的增益也能拓宽谐振点处带宽，解决了因谐振尖峰无穷大引起的系统稳定性问题。

Description

基于准PCI调节器的LCL三相并网逆变器控制方法

技术领域

本发明涉及调节器应用技术领域，尤其是一种基于准PCI调节器的LCL三相并网逆变器控制方法。

背景技术

传统比例复数积分(proportional complex integral，PCI)调节器由于在αβ静止坐标系下能对交流指令信号实现无静差跟踪，因此得到广泛关注。但PCI调节器只能在特定频率下才能实现无静差，一旦偏离特定频率其增益迅速衰减。

另外，PCI调节器在特定频率下增益为无穷大，在实际应用中会出现调节器饱和现象，从而会引起稳定性问题，导致逆变器系统崩溃。

发明内容

本发明目的在于提供一种抑制PCI调节器在工作点无穷大的增益、保证系统的稳定性的基于准PCI调节器的LCL三相并网逆变器控制方法。

为实现上述目的，采用了以下技术方案：本发明所述方法包括以下步骤：

步骤1，构建准PCI调节器及LCL并网逆变器系统；

步骤2，根据给定的逆变器有功功率、无功功率和电网电压，计算得到所需的静止坐标系下α轴和β轴参考指令电流i^* _αβ；

步骤3，将逆变器输出电流通过坐标变换得到αβ静止坐标系下的实际电流i_αβ；

步骤4，将αβ静止坐标系下的参考指令电流i^* _αβ和实际电流i_αβ作差得到误差电流i_{e_αβ}，并输入到准PCI调节器中，调节器输出为调制信号；

步骤5，将准PCI调节器的输出调制信号经过SVPWM调制生成PWM脉冲波，从而控制三相全桥逆变器输出实际电流跟踪参考指令电流，使LCL三相并网逆变系统并网发电。

进一步的，步骤1中，构建准PCI调节器的传递函数G_QPCI(s)，具体算法如下：

$G_{QPCI}\left(s\right)=K_p+\frac{K_I{\mathrm{\ω}}_c}{s-{\mathrm{j\ω}}_o+{\mathrm{\ω}}_c}---\left(1\right);$

式中K_P为比例系数，K_I为复数积分系数，ω_o＝314red/s为工作频率，ω_c为通频带宽系数，j为复数单位，s为复数域变量；

进一步的，准PCI调节器与并网逆变器、LCL滤波器、电流检测模块连接构成闭合回路。

进一步的，所述并网逆变器等效传递函数有如下算法：

G₁(s)＝K；

K所为并网逆变器的稳定增益。

进一步的，所述LCL滤波器的等效传递函数有如下算法：

$G_2\left(s\right)=\frac{sCR+1}{s^3{L}_1{L}_{g}C+s^{2}CR(L_1+L_g)+s(L_1+L_g)}$

L₁、L_g、C为滤波器参数，R为无源阻尼电阻，s为复数域变量。

进一步的，所述并网逆变器系统开环传递函数有如下算法：

$G_o\left(s\right)=\frac{G_{QPCI}\left(s\right)KsCR+1}{s^3{L}_1{L}_{g}C+s^{2}CR(L_1+L_g)+s(L_1+L_g)}.$

与现有技术相比，本发明具有如下优点：

1、在PCI传递函数上引入通频带宽ω_c，有效的解决了PCI调节器谐振点处无穷增益引起的不稳定问题。

2、在电网电压频率波动条件下，准PCI控制并网逆变器输出电流依然满足并网要求，保证系统的稳定性。

3、简化控制结构、效率高、准确度高。

附图说明

图1为LCL三相并网逆变器系统结构控制示意图。

图2为并网逆变器线性控制模型。

图3为准PCI调节器传递函数中参数变化时对应的Bode图。

图4为逆变器系统开环传递函数奈奎斯特图。

图5为准PCI调节器结构框图。

图6为基于准PCI调节器并网电流仿真图。

图7为基于准PCI调节器并网电流实验图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步说明：

请参阅图1至7，基于准PCI调节器的LCL三相并网逆变器控制方法，其步骤是：

步骤1，构建准PCI调节器及LCL并网逆变器系统；

步骤1.1、构建准PCI调节器的传递函数G_QPCI(s)，具体算法如下：

$G_{QPCI}\left(s\right)=K_p+\frac{K_I{\mathrm{\ω}}_c}{s-{\mathrm{j\ω}}_o+{\mathrm{\ω}}_c}---\left(1\right);$

式中K_P为比例系数，K_I为复数积分系数，ω_o＝314red/s为工作频率，ω_c为通频带宽系数，j为复数单位，s为复数域变量，具体结构如图5所示；

步骤1.2、提高参数K_I来增大基频处幅值增益，以减小基频处的稳态误差，增大ω_c可提高谐振点带宽，可降低调节器对微电网电压频率变化的灵敏性；K_P值可以调节系统的快速性与稳态精度。

步骤1.3、准PCI调节器的参数ω_c的定义，具体如下：

准PCI调节器幅值衰减到所对应带宽为系统两频率之差，根据带宽定义，将s＝jω带入公式(2)，并令K_P＝0取模得

$M=\left|G_{QPCI}\left(j\mathrm{\ω}\right)\right|=\frac{K_I}{|1+\frac{j(\mathrm{\ω}-{\mathrm{\ω}}_0)}{{\mathrm{\ω}}_c}|}=\frac{K_I}{\sqrt{2}}---\left(2\right);$

令公中|j(ω-ω₀)|＝ω_c，计算得到准PCI调节器的带宽为ω_c/2π，电压频率允许波动范围±0.5Hz，则取ω_c/2π＝1Hz，即ω_c＝6.28rad/s，考虑系统频率裕量，一般选取调节器带宽ω_c为(5～10)rad/s之间。

步骤1.4、准PCI调节器的模拟实现方法，具体如下附图3所示：

步骤1.5、准PCI调节器的离散化实现方法，具体如下：

将s域表达式转换成z域表达式，公式(3)

$s=\frac{21-z^{-1}}{T_{s1}+z^{-1}}---\left(3\right);$

式中，T_s为调节器采样时间，s为复数域变量，z为离散域变量。

x_a(k)＝b₀[(1-a₃)x_a(k-1)+a₁e_a(k)

-a₂x_b(k)+a₁e_a(k-1)-a₂x_b(k-1)] (4)

x_b(k)＝b₀[(1-a₃)x_b(k-1)+a₁e_b(k)

+a₂x_a(k)+a₁e_b(k-1)+a₂x_a(k-1)] (5)

y_α(k)＝K_P·e_α(k)+x_α(k) (6)

y_β(k)＝K_P·e_β(k)+x_β(k) (7)

其中

步骤2，根据给定的逆变器有功功率、无功功率和电网电压，计算得到所需的静止坐标系下α轴和β轴参考指令电流i^* _αβ；

步骤3，将逆变器输出电流通过坐标变换得到αβ静止坐标系下的实际电流i_αβ；

步骤4，将αβ静止坐标系下的参考指令电流i^* _αβ和实际电流i_αβ作差得到误差电流i_{e_αβ}，并输入到准PCI调节器中，调节器输出为调制信号；

步骤5，将准PCI调节器的输出调制信号经过SVPWM调制生成PWM脉冲波，从而控制三相全桥逆变器输出实际电流跟踪参考指令电流，使LCL三相并网逆变系统并网发电。

准PCI调节器与并网逆变器、LCL滤波器、电流检测模块连接构成闭合回路，系统结构控制示意图如图1所示，系统性控制模型如图2所示。

所述并网逆变器等效传递函数有如下算法：

G₁(s)＝K；

K所为并网逆变器的稳定增益。

所述LCL滤波器的等效传递函数有如下算法：

$G_2\left(s\right)=\frac{sCR+1}{s^3{L}_1{L}_{g}C+s^{2}CR(L_1+L_g)+s(L_1+L_g)}$

L₁、L_g、C为滤波器参数，R为无源阻尼电阻，s为复数域变量。

所述并网逆变器系统开环传递函数有如下算法：

$G_o\left(s\right)=\frac{G_{QPCI}\left(s\right)KsCR+1}{s^3{L}_1{L}_{g}C+s^{2}CR(L_1+L_g)+s(L_1+L_g)}.$

以下就10kw并网逆变器，输出工频380V电压为例进行说明。三相全桥并网逆变器系统中，直流母线由直流电源提供，逆变器输出电流经过LCL滤波器和隔离变压器输送至电网，准PCI调节器由数字信号处理器DSP实现，其输出的调制波在SVPWM调制方式下产生PWM脉冲波，来控制逆变器开关管的开通或关断从而决定逆变器系统的工作状态。

首先根据系统要求构建LCL三相并网逆变器系统的硬件电路以及准PCI调节器离散化的软件部分。

根据逆变器系统要求计算出逆变器输出电流的幅值i^*，与锁相环锁得到电网相位生产αβ静止坐标系下的并网参考指令电流i^* _αβ。同时将电流霍尔元件采样的瞬时电流i_abc转化到αβ静止坐标系下变成i_αβ。将参考指令电流与采样电流作差生产的误差电流i_{e_αβ}分别输入到准PCI调节器中，输出得到的调制信号u_α和u_β经SVPWM调制生产PWM脉冲波，从而控制实际电流跟踪参考电流，以此构成一个闭合控制回路。

其中为分析准PCI调节器的控制特性，可根据逆变器系统开环传递函数的奈奎斯特图进行调节，如附图4所示。其中乃奎斯特曲线不包含(-1,j0)点，故并网逆变器闭环系统稳定，系统开环频率特性靠近(-1,j0)的程度反映系统相对稳定性，愈远，闭环系统相对稳定性愈高，但相角欲度较差。发现准PCI调节器参数K_I变大系统相角欲度增大，但稳定会减弱，ω_c变小系统相角裕度减小，K_P越大系统相角欲度减小。保证适当的相角裕度可以预防系统中元件性能变化带来的不利影。为了保证系统稳定性，一般相角裕度选取在30至60之间。

选取合适的控制参数并对应用于LCL三相并网逆变器的准PCI控制器做仿真分析和实验验证，总体控制框图如附图1所示。并网逆变器输出电流波形如附图6所示，实验波形如附图7所示。

由以上结果和分析得知，本发明在αβ静止坐标系下对并网电流进行控制，保证了并网电流跟踪参考电流，验证了本发明的有效性。

准PCI为复数域调节器在αβ静止坐标轴之间建立耦合关系，此耦合关系利用对方轴产生的j和-j相互谐振，从而实现对正弦指令信号跟踪。与传统准PR相比，这种相互谐振方式降低了系统阶次，一定程度上简化了程序的离散化复杂程度，实现更加简单。

以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。

Claims (6)

1.一种基于准PCI调节器的LCL三相并网逆变器控制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

步骤1，构建准PCI调节器及LCL并网逆变器系统；

步骤2，根据给定的逆变器有功功率、无功功率和电网电压，计算得到所需的静止坐标系下α轴和β轴参考指令电流i^* _αβ；

步骤3，将逆变器输出电流通过坐标变换得到αβ静止坐标系下的实际电流i_αβ；

步骤4，将αβ静止坐标系下的参考指令电流i^* _αβ和实际电流i_αβ作差得到误差电流i_{e_αβ}，并输入到准PCI调节器中，调节器输出为调制信号；

步骤5，将准PCI调节器的输出调制信号经过SVPWM调制生成PWM脉冲波，从而控制三相全桥逆变器输出实际电流跟踪参考指令电流，使LCL三相并网逆变系统并网发电。

2.根据权利要求1所述的基于准PCI调节器的LCL三相并网逆变器控制方法，其特征在于：步骤1中，构建准PCI调节器的传递函数G_QPCI(s)，具体算法如下：

$G_{QPCI}\left(s\right)=K_p+\frac{K_I{\mathrm{\ω}}_c}{s-{\mathrm{j\ω}}_o+{\mathrm{\ω}}_c};$

式中，K_P为比例系数，K_I为复数积分系数，ω_o＝314red/s为工作频率，ω_c为通频带宽系数，j为复数单位，s为复数域变量。

3.根据权利要求1所述的基于准PCI调节器的LCL三相并网逆变器控制方法，其特征在于：准PCI调节器与并网逆变器、LCL滤波器、电流检测模块连接构成闭合回路。

4.根据权利要求1所述的基于准PCI调节器的LCL三相并网逆变器控制方法，其特征在于：所述并网逆变器等效传递函数有如下算法：

G₁(s)＝K；

式中，K所为并网逆变器的稳定增益。

5.根据权利要求1所述的基于准PCI调节器的LCL三相并网逆变器控制方法，其特征在于：所述LCL滤波器的等效传递函数有如下算法：

$G_2\left(s\right)=\frac{sCR+1}{s^3{L}_1{L}_{g}C+s^{2}CR(L_1+L_g)+s(L_1+L_g)}$

式中，L₁、L_g、C为滤波器参数，R为无源阻尼电阻，s为复数域变量。

6.根据权利要求1所述的基于准PCI调节器的LCL三相并网逆变器控制方法，其特征在于：所述并网逆变器系统开环传递函数有如下算法：

$G_o\left(s\right)=\frac{G_{QPCI}\left(s\right)KsCR+1}{s^3{L}_1{L}_{g}C+s^{2}CR(L_1+L_g)+s(L_1+L_g)}.$