CN110729752A - 一种并网逆变器并联系统的输出阻抗重塑方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种并网逆变器并联系统的输出阻抗重塑方法，通过阻抗分析法确定并网逆变器输出导纳Y_c(s)与负载导纳Y_load(s)幅值交点，从而找到并网逆变器与电网间可能的谐振频率点，然后通过调整调整PI控制器和重复控制器的参数，来重塑并网逆变器的输出阻抗在谐振频率点处的无源性，进而避免并网逆变器与电网发生交互谐振；具体讲，我们设计PI控制器，以保证系统闭环稳定；设计重复控制器，以保证重复控制器的稳定；最后分析并网逆变器的输出阻抗与电网阻抗的无源性，找出可能的谐振频率点，校正控制器参数使得并网逆变器的输出阻抗在这些点处无源。

Description

一种并网逆变器并联系统的输出阻抗重塑方法

技术领域

本发明属于并网逆变器的电流控制技术领域，更为具体地讲，涉及一种并 网逆变器并联系统的输出阻抗重塑方法。

背景技术

化石能源的过度开采与环境污染等问题使世界各国越来越重视如风能、太 阳能、生物燃料等可再生能源的开发与应用。联合国IPCC的一项研究报告显示： 到2050年，世界能源的50％可由可再生能源满足。中国可再生能源发展“十三 五”规划指出：到2020年，非化石能源占一次能源消费比重15％，全部可再生 能源发电装机6.8亿千瓦时，发电量1.9万亿千瓦时，占全部发电量的27％。近 年来，全世界范围内都出现了可再生能源并网逆变器与电网之间的谐波振荡问 题，因此，针对并网逆变器与电网之间交互谐振的研究与抑制具有十分重要的 实际意义。

随着电压源型逆变器(VSI)在可再生能源发电中的广泛应用，电网阻抗不 可忽略，VSI的控制回路与电网阻抗之间的相互作用可能引发谐振。对于多并联 VSI的稳定性分析，利用诺顿电路等效定理将每个VSI等效为一个电流源与控 制输出导纳并联。然后VSI的稳定性就分为两部分：由等效电流源决定的内部 稳定和控制输出导纳与电网导纳比值决定的外部稳定。进一步分析表明，导纳 伯德图的相频曲线在正负90°之外的部分为非无源。只要VSI输出导纳与网侧导 纳幅值交点处的相位差小于180°就不会引入谐振。对于多并联系统，网侧导纳包 括电网阻抗与其他VSI的输出导纳。

实际应用中电网情况复杂，对于单台逆变器来说电网阻抗不仅包含线路阻 抗还有其他变换器的等效输出阻抗，并且PCC点含有丰富的背景谐波。为了避 免逆变器与电网之间的交互谐振，逆变器不仅要能适应电网阻抗在一定范围内 变化，并且对非理想的PCC电网电压有一定的谐波抑制能力。重复控制器能对 谐波信号零静差跟踪，广泛应用于并网变换器。传统的设计方法并不考虑变换 器与电网之间的交互特性，有可能造成以下两种情况：理想电网条件下单机运 行正常，非理想电网条件(网侧阻抗不忽略)时与电网发生交互谐振；单机在 非理想电网条件下稳定运行但多机并联运行时系统谐振，目前对带重复控制器 的逆变器并联系统的输出阻抗重塑方法较少。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种并网逆变器并联系统的 输出阻抗重塑方法，在电网电压畸变的条件下仍能输出满足并网标准的三相电 流，并且对电网阻抗变换有一定的鲁棒性。

为实现上述发明目的，本发明一种并网逆变器并联系统的输出阻抗重塑方 法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、采集公共耦合点的三相电压V_a,V_b,V_c，通过锁相环模块得到相位角θ；

(2)、采集公共耦合点的三相电流I_a,I_b,I_c，通过CLARK模块和PARK模 块变换得到dq坐标系下的电流分量I_d和I_q；

(3)、将d坐标系下的参考电流I_dref减去电流分量I_d，得到d轴的电流误差 分量ΔI_d；

将q坐标系下的参考电流I_qref减去电流分量I_q，得到q轴的电流误差分量 ΔI_q；

(4)、将ΔI_d和ΔI_q同时送入重复控制器G_r(z)，输出两路控制信号I_rcd和I_rcq；

(5)、将两路控制信号I_rcd和I_rcq通过PI控制器，输出两路调制电压分量V_rcd和V_rcq；

同时，将两路电路信号I_rcd和I_rcq送入阻尼注入控制单元，输出两路电压分量 V_add和V_adq；

以及再用V_rcd减去V_add，得到d轴调制电压分量V_cd，用V_rcq减去V_adq，得到q 轴调制电压分量V_cq；

(6)、将d轴调制电压分量V_cd和q轴调制电压分量V_cq通过限幅器后将电压 信号输入至ICLARK模块和IPARK模块反变换得到abc坐标系下的电压分量；

(7)、利用电压分量驱动脉冲宽度调制模块，使脉冲宽度调制模块产生驱 动信号，从而控制三相并网逆变器中各个IGBT的开通关断。

本发明的发明目的是这样实现的：

本发明一种并网逆变器并联系统的输出阻抗重塑方法，通过阻抗分析法确 定并网逆变器输出导纳Y_c(s)与负载导纳Y_load(s)幅值交点，从而找到并网逆变器与 电网间可能的谐振频率点，然后通过调整调整PI控制器和重复控制器的参数， 来重塑并网逆变器的输出阻抗在谐振频率点处的无源性，进而避免并网逆变器 与电网发生交互谐振；具体讲，我们设计PI控制器，以保证系统闭环稳定；设 计重复控制器，以保证重复控制器的稳定；最后分析并网逆变器的输出阻抗与 电网阻抗的无源性，找出可能的谐振频率点，校正控制器参数使得并网逆变器 的输出阻抗在这些点处无源。

同时，本发明一种并网逆变器并联系统的输出阻抗重塑方法还具有以下有 益效果：

(1)、当电网电压含有背景谐波甚至发生畸变时，采用PI控制器的逆变器 输出电流也会发生畸变。采用本方法后，电网畸变时并网逆变器也能输出满足 并网标准的电流，具有良好的谐波抑制效果。

(2)、传统的重复控制器设计不考虑弱电网下与电网的交互谐振特性，可 能导致单台逆变器在理想电网条件下稳定运行，当电网表现为弱电网(电网阻 抗不可忽略)时，逆变器与电网阻抗发生交互谐振。采用本方法后，弱电网条 件下逆变器也能稳定运行，并网对电网阻抗变化有一定的鲁棒性。

(3)、多台逆变器并联运行时，逆变器与线路阻抗之间的耦合、逆变器与 系统中其他逆变器之间的耦合都可能发生谐振。传统的重复控制器设计方法可 能单台能稳定运行，多台并联时发生谐振。采用本方法后，多台逆变器并联的 系统也能稳定运行。

(4)、本方法中采用内嵌阻尼注入的方法提高逆变器输出阻抗的无源性， 能有效避免LCL滤波器的谐波谐振，与传统的电容电流比例反馈有源阻尼方法 相比不用额外的传感器采集电容电流。

附图说明

图1是三相LCL型并网逆变器主电路及其控制结构图；

图2是本发明基于嵌入式PI+重复控制的电流闭环控制框图；

图3是离散域内PI控制的框图；

图4是PI+阻尼控制的控制框图；

图5是两台逆变器并联时的诺顿等效电路图；

图6是单台逆变器在电网电压畸变条件时，电网阻抗为1mH、2mH、3mH 时的电网电压和并网电流仿真波形；

图7是电网电压畸变时，电网阻抗为2mH的两台逆变器输出电流波形；

图8是用本方法重塑逆变器输出阻抗后单台逆变器在电网电压畸变、电网 阻抗为5mH时电网电压和并网电流仿真波形；

图9是采用本方法重塑逆变器输出阻抗后两台逆变器在电网电压畸变、电 网阻抗为5mH时电网电压和并网电流仿真波形；

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更 好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设 计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

实施例

图1是三相LCL型并网逆变器主电路及其控制结构图。

在本实施例中，如图1所示，三相LCL型并网逆变器包括主电路、电流内环 控制模块、PLL控制模块和调制模块。主电路部分是由逆变器主电路1、LCL滤 波器2、电网及其阻抗3组成。逆变器主电路1通过LCL型滤波器2与电网3相连， L_g模拟电网阻抗。系统中所有逆变器参数相同，主电路参数如表1所示：

表1是主电路参数表；

PLL模块6产生坐标变换所需要的相位角θ。控制模块4包括嵌入式重复控 制+PI控制器和阻尼控制器，具体实现如图2所示。控制模块产生输出电压V_rc,dq和V_ad,dq相减后通过限幅器后送入调制模块5，产生驱动信号驱动主电路中的 IGBT。

图3和图4分别是不考虑重复控制时的PI控制器与负阻尼微分控制的控制 框图，下面结合图2、图3和图4，对本发明基于重复控制器的多并联逆变器导 纳无源性重塑方法进行详细说明，具体包括以下步骤：

S1、采集PCC点的三相电压V_a,V_b,V_c，通过PLL模块得到电网电压相位角θ；

S2、采集PCC点的三相电流I_a,I_b,I_c，通过CLARK模块和PARK模块变换 得到dq坐标系下的电流分量I_d和I_q，为了和图上符号统一，将I_d和I_q合写为I_dq， 但实际是两路分量，后续描述也是相同；

S3、将电流参考信号I_dq,ref与I_dq相减得到电流误差信号ΔI_dq；

S4、在本实施例中，按照零极点对消的方法设计PI控制器，PI控制器参数 选取遵循二阶系统的设计，即相角裕度在30°～60°并且幅值裕度大于6dB。

结合图3，将I_ref通过电流PI控制器G_c(z)后，得到调制电压信号V_rc,dq，T_o(z) 表示只包含PI控制器的开环传递函数，G_p(s)表示被控对象，表达式为：

T_o(z)＝G_c(z)z^-1Z_ZOH{G_p(s)}

其中，K_p为比例系数，取为8.54；K_i为积分参数，取为2011，T_s表示采 样周期，取值为0.0001,Z_ZOH表示零阶保持的离散化方法。

S5、负阻尼微分系数K_d的设计为在不考虑重复控制器情况下，变换器输出 导纳Y_c(s)的无源性最好。

在本实施例中，结合图2在S4的基础上考虑负微分阻尼后将逆变器输出导 纳Y_2c(s)分为有源导纳Y_2d(s)和无源导纳Y_2o(s)，设计K_d使Y_2d(s)无源性最好，表 达式如下：

ZL₁＝L₁s,ZL₂＝L₂s,ZC_f＝1/C_fs

其中，K_d＝6。

S6、结合图2，S(z)为补偿函数，Q(z)为低通滤波器，表达式为：

Q(z)＝0.25z+0.25z^-1+0.5

其中，K_r重复控制器增益取0.3；z^k为超前补偿拍数，k取6；T_s为采样周 期0.0001；F(z)为二阶低通滤波器，表达式如下：

上式中截止频率ω_n＝3kHz，ξ＝0.9。

在本实施例中，CP(z)表示不考虑重复控制器时系统的闭环传递函数，重复 控制器的补偿函数S(z)中补偿拍数k的设计为使S(z)CP(z)在中低频段相位滞后 为0。

S7、控制的设计都是在离散域的，阻抗重塑需要将控制器变换到连续域。 根据图5中两台逆变器并联的诺顿电路模型得到将变换器输出导纳与负载导纳 Y_c(s)与负载导纳Y_load(s)的表达式：

T_o(s)＝G_r(s)[G_c(s)-G_ad(s)]G_del(s)Y_2p(s)

其中

S8、通过分析逆变器输出导纳Y_c(s)与负载导纳Y_load(s)的频率响应图，在输 出导纳Y_c(s)与负载导纳Y_load(s)的频谱相应图中找到输出导纳Y_c(s)与负载导纳 Y_load(s)幅值交点使得交点处的相位差小于180°，进而避免谐振。

因此，本实施例可以重新调整控制器参数，使幅值交点处的相位曲线在正 负90°之内，重塑逆变器输出导纳的无源性。

下面我们对调整的过程进行说明：

PI控制器的调整过程为：减小PI控制器带宽；

重复控制器的调整过程为：将重复控制器的补偿拍数增大一拍或者减小重 复控制器的增益K_r。

校正之后逆逆变器控制参数为：

K_p＝5.34,K_i＝1257,K_d＝8,K_r＝0.2，k＝7

S9、将S3中的ΔI_dq送入重复控制器G_r(z)后输出I_rc,dq，I_rc,dq通过PI控制器输 出调制电压分量V_rc,dq；

S10、将S9中的I_rc,dq送入阻尼注入控制单元得到电压分量V_ad,dq，再用V_rc,dq减 去V_ad,dq得到调制电压分量V_c,dq；

S11、V_c,dq通过限幅器后将电压信号送入脉冲宽度调制(PWM)模块；

S12、调制模块SPWM根据步骤(8)调制电压信号V_c,dq来产生驱动信号， 控制三相并网逆变器中各个IGBT的开通关断；从无源性的角度去校正嵌入式重 复控制器的设计，通过优化逆变器输出阻抗的无源性区域避免逆变器与网侧阻 抗的交互谐振。在本实施例的波形图中，图6、图7、图8和图9是本方法的仿 真波形。

图6是单台逆变器阻抗重塑前弱电网条件下、电网阻抗分别为1mH、2mH、 3mH时的并网电流仿真波形，1.0s时刻加入重复控制算法，从图中可以看出按 照传统的重复控制器设计方法，电网阻抗较小为1mH时电流稳定，阻抗为2mH 时临界稳定，阻抗为3mH时不稳定；

图7是弱电网条件下，电网阻抗为2mH时两台逆变器并联的输出电流波形， 1.5s时加入第二台逆变器的重复控制算法，加入后两台逆变器输出电流谐振；

图8是弱电网条件下，电网阻抗为5mH时阻抗重塑后单台逆变器的输出电 流和电压波形，电流波形稳定；

图9是弱电网条件下，电网阻抗为5mH时阻抗重塑后两台逆变器并联的电 网电压和并网电流仿真波形，阻抗重塑后逆变器输出电流保持稳定；

本例中的PCC电压注入了5次和7次谐波模拟畸变的电网条件。从图6中 可以看出电网相电压峰值为110V，并网电流峰值为5A，在1.0s加入重复控制 算法后，阻抗为1mH时经过一段时间的调节逆变器输出电流变为正弦，说明重 复控制器能有效抑制谐波，按照传统的设计方法单台逆变器能稳定运行。但是 阻抗增大道2mH是变为临界稳定状态，继续增大网侧阻抗为3mH时发生谐振， 表明传统方法设计的控制器对电网的适应性比较差；从图7中可以看出，由于 逆变器与线路阻抗的耦合以及逆变器与系统中其他逆变器之间的耦合，两台逆 变器并联时有原来的临界稳定变为不稳定，表明传统方法设计的控制器对多并 联系统适应性较差；从图8中可以看出，阻抗重塑后逆变器输出电流稳定，不 会与电网发生交互谐振，并且对电网适应较强；从图9中可以看出阻抗重塑后 的逆变器更适用于多并联系统，并且对电网适应性也较好。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的 技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本 技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的 本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明 创造均在保护之列。

Claims (5)

1.一种并网逆变器并联系统的输出阻抗重塑方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、采集公共耦合点的三相电压V_a,V_b,V_c，通过锁相环模块得到相位角θ；

(2)、采集公共耦合点的三相电流I_a,I_b,I_c，通过CLARK模块和PARK模块变换得到dq坐标系下的电流分量I_d和I_q；

(3)、将d坐标系下的参考电流I_dref减去电流分量I_d，得到d轴的电流误差分量ΔI_d；

将q坐标系下的参考电流I_qref减去电流分量I_q，得到q轴的电流误差分量ΔI_q；

(4)、将ΔI_d和ΔI_q同时送入重复重复控制器G_r(z)，输出两路控制信号I_rcd和I_rcq；

(5)、将两路控制信号I_rcd和I_rcq通过PI控制器，输出两路调制电压分量V_rcd和V_rcq；

同时，将两路电路信号I_rcd和I_rcq送入阻尼注入控制单元，输出两路电压分量V_add和V_adq；

以及再用V_rcd减去V_add，得到d轴调制电压分量V_cd，用V_rcq减去V_adq，得到q轴调制电压分量V_cq；

(6)、将d轴调制电压分量V_cd和q轴调制电压分量V_cq通过限幅器后将电压信号输入至ICLARK模块和IPARK模块反变换得到abc坐标系下的电压分量；

(7)、利用电压分量驱动脉冲宽度调制模块，使脉冲宽度调制模块产生驱动信号，从而控制三相并网逆变器中各个IGBT的开通关断。

2.根据权利要求1所述的一种并网逆变器并联系统的输出阻抗重塑方法，其特征在于，所述重复控制器在S域的传递函数为：

其中，N为一个周期内的采样点数，k为补偿拍数，T_s为采样周期，F(s)为二阶低通滤波器，K_r重复控制器增益，Q(s)为低通滤波器，s表示S域；

所述重复控制器在S域的补偿函数为：

3.根据权利要求1所述的一种并网逆变器并联系统的输出阻抗重塑方法，其特征在于，所述PI控制器在Z域的传递函数为：

其中，K_p为比例系数，K_i为积分参数，T_s为采样周期，z表示Z域。

4.根据权利要求1所述的一种并网逆变器并联系统的输出阻抗重塑方法，其特征在于，所述阻尼注入控制单元满足：在不考虑重复控制器的情况下，设计阻尼注入控制单元的负阻尼微分系数K_d，使并网逆变器的输出导纳Y_c(s)的无源性最好，即在输出导纳Y_c(s)与负载导纳Y_load(s)的频谱相应图中找到输出导纳Y_c(s)与负载导纳Y_load(s)幅值交点使得交点处的相位差小于180°，进而避免谐振。

5.根据权利要求4所述的一种并网逆变器并联系统的输出阻抗重塑方法，其特征在于，所述输出导纳Y_c(s)能够通过调整PI控制器和重复控制器的参数进行重塑，使幅值交点处的相位曲线在正负90°之内，具体过程为：

PI控制器的调整过程为：减小PI控制器带宽；

重复控制器的调整过程为：将重复控制器的补偿拍数增大一拍或者减小重复控制器的增益K_r。

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