CN114094802B - 一种拓宽正阻尼区间的lcl型逆变器并网装置及方法 - Google Patents

一种拓宽正阻尼区间的lcl型逆变器并网装置及方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种拓宽正阻尼区间的LCL型逆变器并网装置及方法。该装置包括三电平逆变器、LCL滤波器、数字处理控制模块和驱动电路，其中数字处理控制模块包括采样单元、闭环控制单元、有源阻尼单元和正弦脉宽调制单元。方法为：确定数字控制引入的延时，得到有源阻尼等效虚拟阻抗的频率特性；分析电网阻抗波动引起有源阻尼策略失效的原因以及延时对正阻区间的影响；设计相位超前补偿环节并确定补偿系数；结合谐振尖峰阻尼效果和系统稳定性约束，确定有源阻尼控制参数和PR控制器主要参数。本发明具有硬件成本低、控制准确、适用范围广的特点，可以扩大谐振频率设计范围，使系统保持良好的谐振抑制能力并对电网阻抗波动具有强鲁棒性。

Description

一种拓宽正阻尼区间的LCL型逆变器并网装置及方法
技术领域
本发明涉及分布式新能源并网技术领域，特别是一种拓宽正阻尼区间的LCL型逆变器并网装置及方法。
背景技术
LCL滤波器由于其结构简单，高频滤波性能好，输出谐波含量少等优点，在新能源分布式并网发电场合得到了广泛的应用。但由于LCL滤波器的固有特性，LCL滤波器的谐振特性会大大降低输出侧的电能质量。相比无源阻尼法，有源阻尼法避免了功率损耗，而通过采样并网电流反馈实现有源阻尼可节约成本，直接控制并网电流。数字控制带来的延时问题对有源阻尼的影响不容忽视，当考虑数字控制延时时，等效虚拟阻抗随信号频率变化，存在临界频率点使有源阻尼方法失效，严重影响系统稳定性。随着大量分布式能源的接入，电网呈现出弱电网形式，电网阻抗发生波动，使系统谐振偏移，对逆变器并网装置的强稳定性和电能输送质量提出了挑战。
发明内容
本发明的目的在于提供一种拓宽正阻尼区间的LCL型逆变器并网装置及方法。可以扩展谐振频率设计区间，使系统对电网阻抗波动具有强稳定性、强鲁棒性。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种拓宽正阻尼区间的LCL型逆变器并网装置，其特征在于，包括并网逆变器、LCL滤波器、数字处理控制模块和驱动电路，其中并网逆变器为NPC三电平逆变器，数字处理控制模块包括采样单元、闭环控制单元、有源阻尼单元和正弦脉宽调制单元；
采样单元分别采集LCL滤波器与电网公共耦合点处的三相电压信号、LCL滤波器网侧的三相并网电流信号，传送至闭环控制单元；
闭环控制单元根据采集信号，经Clarke变换将静止abc坐标系下的网侧电压、网侧电流变换至静止αβ坐标系下；将αβ坐标系下网侧电流的α、β轴分量iα、iβ输入有源阻尼单元；
闭环控制单元和有源阻尼单元得到的调制波信号相加，送至正弦脉宽调制单元，正弦脉宽调制单元的输出端经过驱动电路接入三电平逆变器每相桥臂的各个开关管。
进一步地，所述数字处理控制模块为TMS320F28377D与EPM1270T芯片。
一种拓宽正阻尼区间的LCL型逆变器并网控制方法，包括以下步骤：
步骤1、在每个开关周期内，数字控制模块的采样单元分别采集LCL滤波器与电网公共耦合点处的电压信号ua、ub、uc和网侧电流信号ia、ib、ic，并由闭环控制单元经Clarke变换将静止abc坐标系下的网侧电压、网侧电流变换到静止αβ坐标系下；
步骤2、确定数字控制引入的延时，得到有源阻尼等效虚拟阻抗的频率特性；
步骤3、考虑电网阻抗波动，分析其引起有源阻尼策略失效的原因；
步骤4、分析数字控制延时对正阻尼区间的影响，确定增加相位超前补偿环节可以拓展正阻尼区间；
步骤5、设计相位超前补偿环节并确定补偿系数，结合谐振尖峰阻尼效果和系统稳定性约束，确定有源阻尼控制参数和PR控制器主要参数；
步骤6、比较补偿环节应用前后系统开环传递函数bode图，验证该发明对拓展正阻尼区间的有效性；
步骤7、以电流正弦化为目标计算电流给定，并以网侧电流作为反馈量与所求得的电流给定量相减，经比例谐振调节器后与有源阻尼环节的输出作差，再经过Clarke反变换，输出三相调制波信号；
步骤8、将步骤7所得的三相调制信号经正弦脉宽调制单元生成脉宽调制信号，该脉宽调制信号通过驱动电路控制逆变器开关管的工作状态。
进一步地，步骤2所述的确定数字控制引入的延时，得到有源阻尼等效虚拟阻抗的频率特性，具体如下：
步骤2.1、确定数字控制引入的延时：
在单采样模式下，数字控制引入的总延时为：
其中，Ts为采样周期；
步骤2.2、得到有源阻尼等效虚拟阻抗的频率特性：
将有源阻尼环节等效为并联在滤波电容两端的虚拟阻抗Zeq(s)，表达式为：
其中，Kad和ωad为有源阻尼控制参数，Kpwm为逆变器增益，L1为逆变器侧电感，L2为网侧电感，Lg为感性电网阻抗；
将s＝jω代入Zeq(s)中，得到并联在电容两端等效电阻Req(ω)和等效电抗Xeq(ω)的频率特性：
其中，ω为信号角频率。
进一步地，步骤3所述的考虑电网阻抗波动，分析其引起有源阻尼策略失效的原因，具体如下：
步骤3.1、由于控制延时的存在，Req(ω)存在正负临界频率ωR，在此频率处有源阻尼策略失效，对Req(ωR)＝0求解，即：
ωRcos(1.5ωTs)+ωadsin(1.5ωTs)＝0
得出有源阻尼的正阻尼区间为(0，ωR)，其中ωs/6≤ωR＜ωs/3，ωs＝Ts/(2π)；
步骤3.2、当初始谐振频率大于ωR时，此时系统为非最小相位系统，不利于系统稳定设计。并且当电网阻抗波动时会导致谐振频率左移，当谐振频率等于ωR时，有源阻尼策略失效。因此为保证系统强稳定性，需要将谐振频率设计在正阻尼区间内，而ωR很大程度上限制了谐振频率的设计范围。
进一步地，步骤4所述的分析数字控制延时对正阻尼区间的影响，确定增加相位超前补偿环节可以拓展正阻尼区间，具体如下：
假设系统数字控制等效延时为e-λsTs，其中λ为延时系数。利用步骤3.1中的方法，可以得出阻尼正负临界频率ωR所在区间为：
ωR∈[ωs/(4λ+2)，ωs/(2λ+1))
分析可知，减小λ可以增大正阻尼区间，而减小延时本质上就是补偿相位滞后，因此可以采用相位超前补偿环节。
进一步地，步骤5所述的设计相位超前补偿环节并确定补偿系数，结合谐振尖峰阻尼效果和系统稳定性约束，确定有源阻尼控制参数和PR控制器主要参数，具体如下：
步骤5.1、设计相位超前补偿环节并确定补偿系数：
相位超前补偿环节的传递函数为：
其中，m为补偿系数；
兼顾Gp(s)的高频放大现象和相位超前补偿效果，折中选取补偿系数m＝0.8；
步骤5.2、根据系统阻尼效果，确定有源阻尼控制参数Kad和ωad，如下：
其中，b为调节系数，在保持较好阻尼效果时有0.8＜b＜0.9；ωr为LCL滤波器谐振频率：
其中，C为滤波电容；
步骤5.3、根据系统稳定裕量约束，确定PR控制器主要控制参数Kp和Kr，如下：
其中，ωc为系统开环传递函数的截止角频率。
进一步地，步骤6所述的比较补偿环节应用前后系统开环传递函数bode图，验证该发明对拓展正阻尼区间的有效性，具体如下：
得到加入补偿环节后阻尼内环闭环传递函数：
其中，Gop(s)为该开环传递函数，Gc(s)为电流控制器传递函数，m＝0表示未加相位超前补偿环节，m＝0.8表示加入相位超前补偿环节；
比较补偿环节应用前后系统开环传递函数bode图，验证拓展正阻尼区间的有效性。
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)通过网侧电流反馈有源阻尼实现LCL谐振抑制控制，节约硬件成本；(2)从虚拟阻抗正阻尼区间分析，加入相位超前补偿环节拓展正阻尼区间，扩大谐振频率设计范围；(3)结合谐振尖峰阻尼效果和系统稳定性约束，确定有源阻尼控制参数和PR控制器主要参数，使系统对电网阻抗波动具有强稳定性、强鲁棒性。
附图说明
图1是本发明拓宽正阻尼区间的LCL型逆变器并网装置的结构示意图。
图2是LCL型NPC三电平逆变器并网系统控制框图。
图3是等效变换后的控制框图。
图4是相位超前补偿环节的bode图。
图5是未加相位超前补偿环节时系统开环传递函数bode图。
图6是加入相位超前补偿环节时系统开环传递函数bode图。
图7是NPC三电平并网逆变器的拓扑图。
图8是未加相位超前补偿环节时三相并网电流仿真波形。
图9是加入相位超前补偿环节时三相并网电流仿真波形。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。
结合图1，本发明拓宽正阻尼区间的LCL型逆变器并网装置，其特征在于，包括并网逆变器、LCL滤波器、数字处理控制模块和驱动电路，其中并网逆变器为NPC三电平逆变器，数字处理控制模块包括采样单元、闭环控制单元、有源阻尼单元和正弦脉宽调制单元；采样单元分别采集LCL滤波器与电网公共耦合点处的三相电压信号、LCL滤波器网侧的三相并网电流信号，传送至闭环控制单元；闭环控制单元根据采集信号，经Clarke变换将静止abc坐标系下的网侧电压、网侧电流变换至静止αβ坐标系下；将αβ坐标系下网侧电流的α、β轴分量iα、iβ输入有源阻尼单元；闭环控制单元和有源阻尼单元得到的调制波信号相加，送至正弦脉宽调制单元，正弦脉宽调制单元的输出端经过驱动电路接入三电平逆变器每相桥臂的各个开关管。
作为一种具体示例，所述数字处理控制模块为TMS320F28377D与EPM1270T芯片。
本发明一种拓宽正阻尼区间的LCL型逆变器并网控制方法，包括以下步骤：
步骤1、在每个开关周期内，数字控制模块的采样单元分别采集LCL滤波器与电网公共耦合点处的电压信号ua、ub、uc和网侧电流信号ia、ib、ic，并由闭环控制单元经Clarke变换将静止abc坐标系下的网侧电压、网侧电流变换到静止αβ坐标系下；
Clarke变换转换矩阵为Tabc/αβ：
经过此步骤，得到静止αβ坐标系下网侧电压的α、β轴分量uα、uβ和网侧电流的α、β轴分量iα、iβ。
步骤2、确定数字控制引入的延时，得到有源阻尼等效虚拟阻抗的频率特性，具体如下：
步骤2.1、确定数字控制引入的延时：
在单采样模式下，数字控制引入的总延时为：
其中，Ts为采样周期；
LCL型NPC三电平逆变器并网系统控制框图如图2所示，其中，Kpwm为逆变器增益，L1为逆变器侧电感，L2为网侧电感，C为滤波电容，Lg为感性电网阻抗；
Gc(s)为PR控制器，其传递函数如下所示：
式中，Kp为比例控制器增益，Kr为基波谐振控制器增益，ωi为基波谐振控制器角频率，ωo为电网基波电压角频率，PR控制器可以实现对基波电流的无静差控制。
Gad(s)为有源阻尼环节，其传递函数为：
其中，Kad为阻尼环节的增益，ωad为阻尼环节的截止角频率。
对图2的控制框图进行等效变换，如图3，得到有源阻尼环节等效为并联在滤波电容两端的虚拟阻抗Zeq(s)，表达式为：
将s＝jω代入Zeq(s)中，得到并联在电容两端等效电阻Req(ω)和等效电抗Xeq(ω)的频率特性：
其中，ω为信号角频率。
步骤3、考虑电网阻抗波动，分析其引起有源阻尼策略失效的原因，具体如下：
步骤3.1、由于控制延时的存在，Req(ω)存在正负临界频率ωR，在此频率处有源阻尼策略失效，对Req(ωR)＝0求解，即：
ωRcos(1.5ωTs)+ωadsin(1.5ωTs)＝0
得出有源阻尼的正阻尼区间为(0，ωR)，其中ωs/6≤ωR＜ωs/3，ωs＝Ts/(2π)；
步骤3.2、当系统初始谐振频率大于ωR时，此时系统为非最小相位系统，不利于系统稳定设计。并且当电网阻抗波动时会导致谐振频率左移，当谐振频率等于ωR时，有源阻尼策略失效。因此为保证系统强稳定性，需要将谐振频率设计在正阻尼区间内，而ωR很大程度上限制了谐振频率的设计范围。
步骤4、分析数字控制延时对正阻尼区间的影响，确定增加相位超前补偿环节可以拓展正阻尼区间，具体如下：
假设系统数字控制等效延时为e-λsTs，其中λ为延时系数。利用步骤3.1中的方法，可以得出阻尼正负临界频率ωR所在区间为：
ωR∈[ωs/(4λ+2)，ωs/(2λ+1))
分析可知，减小λ可以增大正阻尼区间，而减小延时本质上就是补偿相位滞后，因此可以采用相位超前补偿环节。
步骤5、设计相位超前补偿环节并确定补偿系数，结合谐振尖峰阻尼效果和系统稳定性约束，确定有源阻尼控制参数和PR控制器主要参数，具体如下：
步骤5.1、设计相位超前补偿环节并确定补偿系数：
相位超前补偿环节的传递函数为：
其中，m为补偿系数；结合图4所示Gp(s)的bode图，兼顾Gp(s)的高频放大现象和相位超前补偿效果，折中选取补偿系数m＝0.8；
步骤5.2、根据系统阻尼效果，确定有源阻尼控制参数Kad和ωad，如下：
其中，b为调节系数，在保持较好阻尼效果时有0.8＜b＜0.9；ωr为LCL滤波器谐振频率：
步骤5.3、根据系统稳定裕量约束，确定PR控制器主要控制参数Kp和Kr，如下：
其中，ωc为系统开环传递函数的截止角频率。
步骤6、比较补偿环节应用前后系统开环传递函数bode图，验证该发明对拓展正阻尼区间的有效性，具体如下：
得到加入补偿环节后阻尼内环闭环传递函数：
其中，Gop(s)为该开环传递函数，Gc(s)为电流控制器传递函数，m＝0表示未加相位超前补偿环节，如图5所示；m＝0.8表示加入相位超前补偿环节，如图6所示；
比较补偿环节应用前后系统开环传递函数bode图，可以看出在未加相位超前环节时，随着电网阻抗Lg的增大，系统由非最小相位系统向最小相位系统过渡。当Lg＝0.5mH时，系统的谐振频率与等效虚拟阻抗的正负临界频率相等，此时相当于无阻尼情况，出现很大的谐振尖峰，不利于系统稳定。在应用相位超前补偿环节后，随着电网阻抗Lg的增大，系统一直保持为最小相位系统，不会出现谐振尖峰，并且系统在谐振频率处的增益相比补偿前进一步降低，对LCL滤波器谐振尖峰的抑制能力更好。说明该发明有效提高了虚拟电阻的正阻尼区域，可以扩展谐振频率设计区间，使系统对电网阻抗波动具有强稳定性、强鲁棒性。
步骤7、以电流正弦化为目标，计算电流给定，并以网侧电流作为反馈量与所求得的电流给定量相减，经比例谐振调节器后与有源阻尼环输出做差，再经过Clarke反变换，输出三相调制波信号；
步骤7.1、通过闭环控制单元和有源阻尼单元，得到静止αβ坐标系下的4路调制波信号vαh、vαpr、vβh、vβpr，将静止αβ坐标系下的α轴下的两个调制波信号vαpr、vαh相减得到：
vα＝vαpr-vαh
β轴下的两个调制波信号vβpr、vβh相减得到：
vβ＝vβpr-vβh
经过此步骤，得到静止αβ坐标系下的调制波信号vα、vβ；
步骤7.2、将静止αβ坐标系下vα、vβ转换到三相静止坐标系下，转换矩阵为Tαβ/abc：
经过此步骤，得到三相静止坐标系下的三相调制波信号va、vb、vc；
步骤8、将步骤7所得的三相调制信号经正弦脉宽调制单元生成脉宽调制信号，该脉宽调制信号通过驱动电路控制逆变器开关管的工作状态，具体为：
将三相静止坐标系下的三相调制波信号va、vb、vc送至正弦脉宽调制单元，生成脉宽调制信号，该脉宽调制信号通过驱动电路控制三电平逆变器开关管的工作状态，实现LCL滤波器谐振抑制的控制。
NPC三相三电平逆变器的拓扑如图7所示，以a相桥臂为例，在va的正半周，当va大于载波时，令Sa1、Sa2导通，a相桥臂输出高电平，当va小于载波时，令Sa2、Sa3导通，a相桥臂输出零电平；在va的负半周，当va小于载波时，令Sa3、Sa4导通，a相桥臂输出低电平，当va大于载波时，令Sa2、Sa3导通，a相桥臂输出零电平；b、c相桥臂的调制规则相同。
实施例1
本实施例利用Matlab中的Simulink工具搭建了LCL型NPC三电平逆变器并网控制系统，仿真过程中的电气参数设置如表1：
表1
根据系统阻尼效果，有源阻尼环节控制参数Kad和ωad确定公式为：
其中，b为调节系数，选择b＝0.85；ωr为LCL滤波器谐振频率：
根据系统稳定裕量约束，PR控制器主要控制参数Kp和Kr，确定公式为：
其中，ωc为系统开环传递函数的截止角频率，选择ωc＝1000πrad/s。
根据表1中的电气参数，有源阻尼环节控制参数Kad和ωad与PR控制器主要控制参数Kp和Kr为：
Kad＝0.086
ωad＝4.086×104
Kp＝0.063
Kr＝3.15
图8是未加相位补偿环节即m＝0时，不同电网阻抗条件下LCL型逆变器并网装置的三相并网电流波形；图9是加入相位补偿环节即m＝0.8时，不同电网阻抗条件下LCL型逆变器并网装置的三相并网电流波形。对比可以看出，当Lg＝1mH，未采用相位补偿环节时，三相并网电流中存在很明显的谐振现象，极易引发系统不稳定。但应用本发明，拓展了正阻尼区间，在电网阻抗发生变化时，三相并网电流质量一直很高，系统表现出对电网阻抗波动具有强稳定性、强鲁棒性。
综上所述，本发明一种拓宽正阻尼区间的LCL型逆变器并网控制方法，通过网侧电流反馈有源阻尼，实现了LCL谐振抑制控制；从虚拟阻抗正阻尼区间分析，加入相位超前补偿环节拓展正阻尼区间，扩大了谐振频率设计范围；结合谐振尖峰阻尼效果和系统稳定性约束，确定有源阻尼控制参数和PR控制器主要参数。将有源阻尼单元输出与闭环控制单元输出相加，再经Clarke反变换后得到三相调制波，经正弦脉宽调制单元生成正弦脉宽调制信号，该正弦脉宽调制信号通过驱动电路控制三电平逆变器各个开关管的工作状态，实现系统稳定控制。使系统对电网阻抗波动具有强稳定性、强鲁棒性。本发明可以扩展谐振频率设计区间，使系统对电网阻抗波动具有强稳定性、强鲁棒性，有利于并网逆变器的并网，具有重大的工程应用价值。

Claims (3)

1.一种拓宽正阻尼区间的LCL型逆变器并网控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1、在每个开关周期内，数字控制模块的采样单元分别采集LCL滤波器与电网公共耦合点处的电压信号ua、ub、uc和网侧电流信号ia、ib、ic，并由闭环控制单元经Clarke变换将静止abc坐标系下的网侧电压、网侧电流变换到静止αβ坐标系下；
步骤2、确定数字控制引入的延时，得到有源阻尼等效虚拟阻抗的频率特性，具体如下：
步骤2.1、确定数字控制引入的延时：
在单采样模式下，数字控制引入的总延时为：
其中，Ts为采样周期；
步骤2.2、得到有源阻尼等效虚拟阻抗的频率特性：
将有源阻尼环节等效为并联在滤波电容两端的虚拟阻抗Zeq(s)，表达式为：
其中，Kad和ωad为有源阻尼控制参数，Kpwm为逆变器增益，L1为逆变器侧电感，L2为网侧电感，Lg为感性电网阻抗；
将s＝jω代入Zeq(s)中，得到并联在电容两端等效电阻Req(ω)和等效电抗Xeq(ω)的频率特性：
其中，ω为信号角频率；
步骤3、考虑电网阻抗波动，分析其引起有源阻尼策略失效的原因，具体如下：
步骤3.1、由于控制延时的存在，Req(ω)存在正负临界频率ωR，在此频率处有源阻尼策略失效，对Req(ωR)＝0求解，即：
ωRcos(1.5ωTs)+ωadsin(1.5ωTs)＝0
得出有源阻尼的正阻尼区间为(0,ωR)，其中ωs/6≤ωR<ωs/3，ωs＝Ts/(2π)；
步骤3.2、当系统谐振频率大于ωR时，此时系统为非最小相位系统，不利于系统稳定设计；并且当电网阻抗波动时会导致谐振频率左移，当谐振频率等于ωR时，有源阻尼策略失效；因此为保证系统强稳定性，需要将谐振频率设计在正阻尼区间内，而ωR很大程度上限制了谐振频率的设计范围；
步骤4、分析数字控制延时对正阻尼区间的影响，确定增加相位超前补偿环节可以拓展正阻尼区间；
步骤5、设计相位超前补偿环节并确定调节系数，结合谐振尖峰阻尼效果和系统稳定性约束，确定有源阻尼控制参数和PR控制器主要参数，具体如下：
步骤5.1、设计相位超前补偿环节并确定补偿系数：
相位超前补偿环节的传递函数为：
其中，m为补偿系数；
兼顾Gp(s)的高频放大现象和相位超前补偿效果，折中选取补偿系数m＝0.8；
步骤5.2、根据系统阻尼效果，确定有源阻尼控制参数Kad和ωad，如下：
其中，b为调节系数，在保持较好阻尼效果时有0.8<b<0.9；ωr为LCL滤波器谐振频率：
其中，C为滤波电容；
步骤5.3、根据系统稳定裕量约束，确定PR控制器主要控制参数Kp和Kr，如下：
其中，ωc为系统开环传递函数的截止角频率；
步骤6、比较补偿环节应用前后系统开环传递函数bode图，验证拓展正阻尼区间的有效性；
步骤7、以电流正弦化为目标计算电流给定，并以网侧电流作为反馈量与所求得的电流给定量相减，经比例谐振调节器后与有源阻尼环节的输出作差，再经过Clarke反变换，输出三相调制波信号；
步骤8、将步骤7所得的三相调制信号经正弦脉宽调制单元生成脉宽调制信号，该脉宽调制信号通过驱动电路控制逆变器开关管的工作状态。
2.根据权利要求1所述的拓宽正阻尼区间的LCL型逆变器并网控制方法，其特征在于，步骤4所述的分析数字控制延时对正阻尼区间的影响，确定增加相位超前补偿环节可以拓展正阻尼区间，具体如下：
假设系统数字控制等效延时为e-λsTs，其中λ为延时系数；利用步骤3.1中的方法，可以得出阻尼正负临界频率ωR所在区间为：
ωR∈[ωs/(4λ+2)，ωs/(2λ+1))
分析可知，减小λ可以增大正阻尼区间，而减小延时本质上就是补偿相位滞后，因此可以采用相位超前补偿环节。
3.根据权利要求1所述的拓宽正阻尼区间的LCL型逆变器并网控制方法，其特征在于，步骤6所述的比较补偿环节应用前后系统开环传递函数bode图，验证拓展正阻尼区间的有效性，具体如下：
得到加入补偿环节后阻尼内环闭环传递函数：
其中，Gop(s)为该开环传递函数，Gc(s)为电流控制器传递函数，m＝0表示未加相位超前补偿环节，m＝0.8表示加入相位超前补偿环节；
比较补偿环节应用前后系统开环传递函数bode图，验证拓展正阻尼区间的有效性。
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